CN104919692A - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

在使用了宽禁带半导体元件的电力转换装置中发生负载短路事故等的情况下，有极大的短路电流流过，存在无法保护半导体元件的问题。本发明的电力转换装置包括：将交流电压转换成直流电压的整流器；包括使由上述整流器转换后的直流电压平滑化的平滑电容器的直流中间电路；将由上述直流中间电路平滑化后的直流电压转换成交流电压的、包括宽禁带半导体开关元件的逆变器；和位于上述平滑电容器与上述逆变器之间的电抗器和与上述电抗器并联连接的二极管，其中，上述二极管与上述平滑电容器的端子或连接于上述平滑电容器的端子附近的母线连接，并且上述二极管与上述宽禁带半导体开关元件的端子或连接于上述宽禁带半导体开关元件的端子附近的母线连接。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及电力转换装置。
背景技术
近年来，作为具有超越硅(Si)的物性极限的性能的宽禁带半导体元件，碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN)等受到关注，有望成为下一代功率半导体元件。
与Si相比，这些材料的击穿电压约为10倍、热导率约为3倍、熔点约为2倍、电子饱和速度约为2倍，作为同时具有这些特征的半导体元件，特别是由于具有高击穿电压，所以可将用于确保耐压的漂移层减薄至1/10左右，能够降低宽禁带半导体的导通电压。
因此，如果使用这些材料构成功率半导体，与现有的典型的功率半导体IGBT(硅)相比，有望大幅降低损耗发生并且实现电力转换装置的大幅小型化。
专利文献1(日本特开平6-121461号)中公开了这样的技术，“在逆变器的各个桥臂(arm)上设置短路电流保护元件，当检测到构成逆变器的开关元件发生短路故障时，关断逆变器的所有桥臂上的开关元件，然后将相对于负载与连接有发生了短路故障的开关元件的桥臂相反的一侧的所有桥臂的开关元件关断，之后使发生了短路一侧的剩余桥臂的开关元件导通”。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平6-121461号
发明内容
发明要解决的技术问题
由于晶闸管和二极管元件具有I2t(电流平方时间积)这一特性(参数)，因此若根据短路电流保护元件也就是熔丝(fuse)的熔断特性适当地选择熔丝的额定电流，可使短路时熔丝先熔断，保护元件不受短路电流的影响。
然而，由于IGBT、MOS-FET或JFET等开关元件并不具有电流平方时间积这一特性，因此短路时熔丝无法进行保护，熔丝熔断时IGBT、MOS-FET或JFET等开关元件也被击穿(破坏)。因此熔丝只被用于防止二次击穿的用途。即，熔丝无法实现保护协调(protectioncoordination)，IGBT、MOS-FET或JFET等元件也被击穿。
此外，在使用宽禁带半导体元件构成电力转换装置的情况下，由于宽禁带半导体元件具有高击穿电压，因此能够将用于确保耐压的漂移层减薄至1/10左右，降低宽禁带半导体的导通电压，从而有望大幅降低损耗，但另一方面由于导通电压低，例如在发生负载短路事故等的情况下会流过极大的短路电流，造成无法保护半导体元件的问题。
解决问题的技术手段
为实现上述目的，本发明的电力转换装置包括：将交流电压转换成直流电压的整流器；包括使由上述整流器转换后的直流电压平滑化的平滑电容器的直流中间电路；将由上述直流中间电路平滑化后的直流电压转换成交流电压的、包括宽禁带半导体开关元件的逆变器；和位于上述平滑电容器与上述逆变器之间的电抗器和与上述电抗器并联连接的二极管，其中，上述二极管与上述平滑电容器的端子或连接于上述平滑电容器的端子附近的母线连接，并且上述二极管与上述宽禁带半导体开关元件的端子或连接于上述宽禁带半导体开关元件的端子附近的母线连接。
发明效果
根据本发明，具有能够提供高可靠性的电力转换装置之效果。
附图说明
图1是本发明的电力转换装置的结构图。
图2是功率半导体的安全工作区的一个例子。
图3是电力转换装置的过流检测等级的一个例子。
图4是电力转换装置在任意时刻下的宽禁带半导体开关元件的工作模式与负载短路电流图。
图5是电力转换装置的因发生负载短路而切断后的回流电流图。
图6是本发明的电力转换装置的主电路结构图(第一方式)。
图7是本发明的电力转换装置的主电路结构图(第二方式)。
图8是本发明的电力转换装置的主电路结构图(第三方式)。
图9是以往因发生负载短路而切断时的电压、电流的轨迹图的例子。
图10是本发明因发生负载短路而切断时的电压、电流的轨迹图。
图11是本发明的电力转换装置的主电路结构图(第四方式)。
图12是本发明的电力转换装置的主电路结构图(第五方式)。
具体实施方式
实施例1
以下使用附图对本发明进行说明。其中，对各图中共同的结构附加相同的标记。并且，本发明并不限定于图示的例子。
下面使用附图说明本发明的电力转换装置的实施例1。
图1是本发明的电力转换装置的结构图。
图1的电力转换装置10包括用于向交流电机4供给电力的整流器(顺变器)1、平滑用电容器2、逆变器3、控制电路5、冷却风扇6、数字操作面板7、驱动电路8、电压检测电路9、与第一电抗器Lp并联连接的回流二极管Dp和与第二电抗器Ln并联连接的回流二极管Dn。
图1表示作为任意的输入电源使用交流电源的场合。
整流器1将交流电力转换成直流电力。
平滑用电容器2设于直流中间电路。
逆变器3将直流电力转换成任意频率的交流电力。在逆变器3内，作为典型的宽禁带半导体开关元件，安装了具有漏极(D)、源极(S)和栅极(G)这些电极的SiC-MOSFET。
在此，作为开关元件并不限定为SiC-MOSFET，只要是宽禁带半导体开关元件即可。
第一电抗器和第二电抗器起到抑制发生桥臂短路或负载短路时的异常电流的作用。
电抗器的体积与其额定电流和电感值的大小成比例地增大。
为了使电力转换装置小型化，从电力转换装置内部的设置面积等方面来看，期望电抗器的体积较小。
在本实施例中采用了体积较小的第一电抗器Lp和第二电抗器Ln，因此例如可使第一电抗器Lp和第二电抗器Ln的电感值为仅由第一电抗器Lp构成的情况下的一半左右，所以可实现电抗器的小型化，进而有助于电力转换装置的小型化。
本实施例中针对设置了多个电抗器的情况进行说明，但即使仅由第一电抗器和第二电抗器其中之一构成也会不改变发明的主旨。
此外，电抗器可为铁心电抗器，也可为不存在磁饱和的空心电抗器。
冷却风扇6冷却整流器1和逆变器3内的功率模块。
数字操作面板7用于设定或更改电力转换装置的各种控制数据，进行异常状态和监视的显示。操作面板7上设有可显示异常的显示部，当检测到电力转换装置的异常时在该显示部上显示。作为本实施例的操作面板7其种类并无特别的限定，考虑了装置使用者的可操作性，作为数字操作面板构成为可一边看着显示部的显示一边进行操作。
此外，显示部并不一定需要与操作面板7构成为一体，但优选构成为一体以使得操作面板7的操作者能够边看着显示边进行操作。
从操作面板7输入的电力转换装置的各种控制数据保存在未图示的存储部中。
控制电路5的作用在于，基于从数字操作面板7输入的各种控制数据来控制逆变器3的宽禁带半导体开关元件，并且管理电力转换装置10整体的控制，其中安装了微机(控制运算装置)，以能够根据从数字操作面板7输入的各种控制数据进行必要的控制处理。另外，其中安装的微机(控制运算装置)基于保存各种控制数据的存储部的存储数据的信息进行运算，不过此处省略其内部结构。
电流检测器CT检测交流电机的U相、W相的线电流。V相的线电流能够根据交流条件(iu+iv+iw＝0)，由iv＝-(iu+iw)求出。图1表示了使用两个CT的例子，但也可使用三个CT，检测U相、V相、W相各自的线电流。
驱动电路8基于来自控制电路5的指令来驱动逆变器3的宽禁带半导体开关元件。驱动电路8内安装了开关电源(switching regulator)电路(DC/DC转换器)，生成电力转换装置运行所需的各直流电压，并将其供给到各部分。
电压检测电路9检测直流中间电路的直流电压VPN。
电力转换装置的各种控制数据可从操作面板7进行设定和更改。此外，在作为任意的输入电源提供的不是交流电源而是直流电源的情况下，将直流电源的+侧连接到直流端子P侧，将直流电源的-侧连接到直流端子N侧即可。
进一步地，也可连接交流端子R、S和T，在该连接点上连接直流电源的+侧，在直流端子N侧连接直流电源的-侧，反之也可以在直流端子P侧连接直流电源的+侧，连接交流端子R、S和T，在该连接点上连接直流电源的-侧。
图2是功率半导体的安全工作区的一个例子。
功率半导体存在图2所示的安全工作区，由反向偏置安全工作区(RBSOA)和短路安全工作区(SCSOA)构成。
反向偏置安全工作区是关断功率半导体时的电流和电压的轨迹的区域，是保证可重复的通常的工作区域。
另一方面，短路安全工作区也称为短路容量(短路耐受量，shortcircuit capacity)，是发生桥臂短路或负载短路等异常的电流过大状态时的电流和电压的轨迹的区域，为非可重复性区域，即一次性区域。
现有的典型的功率半导体元件IGBT(硅)，在作为非可重复性区域的短路安全工作区中，短路最大电流在600V耐压级别下为IGBT额定电流的5～6倍，在1200V耐压级别下为IGBT额定电流的8～10倍。
即，在发生桥臂短路或负载短路事故等的情况下，600V耐压级别的IGBT的电流被控制在额定电流的5～6倍左右，1200V耐压级别的电流则被控制在8～10倍左右。
例如，在IGBT的额定参数为600V耐压、100A的制品中约流过500A～600A的短路电流，在1200V耐压、100A制品中约流过800A～1000A的短路电流。
不过，例如在作为一种宽禁带半导体开关元件的SiC-MOSFET的情况下，由于半导体元件具有高击穿电压，因此能够将用于确保耐压的漂移层减薄至1/10左右，宽禁带半导体的导通电压降低，在因此而导致例如发生桥臂短路或负载短路事故等的情况下，上述短路电流流过高达SiC-MOSFET的额定电流的20～30倍的电流。
因此，在切断这种异常的短路电流的情况下，会产生很大的跳变电压(L*dI/dt)，电流和电压的轨迹将超出短路安全工作区(SCSOA)(图2粗线的右侧区域)，造成元件被击穿的问题。
这意味着，例如在比较Si-IGBT与SiC-MOSFET的情况下，如果在同样条件下发生负载短路，对于短路电流比IGBT大至3倍(30倍/10倍)的MOSFET而言，其跳变电压(jumping voltage)也大至2～3倍，如果不设法消除电力转换装置内部的布线电感的影响，则无法保护元件不被击穿。
这一点是宽禁带半导体开关元件(例如SiC-MOSFET)与以往的Si-IGBT显著不同的特性，由于开关速度快，dI/dt很大，存在如果不设法消除电力转换装置内部的布线电感的影响则无法使用宽禁带半导体开关元件的问题。
图3是电力转换装置中的过流检测等级的一个例子。
检测交流电机中流动的电流，如果该电流值在IOC1检测等级值之上，则激活过载限制功能和过流限制功能，进行避免过流跳闸的控制。
此外，检测交流电机中流动的时间常数较大(电流上升下降缓慢)的电流，当该电流值达到IOC2检测等级值时，为了保护宽禁带半导体元件，立刻以过流跳闸的方式停止电力转换装置的动作。
进一步地，IOC3检测等级值是例如用于检测桥臂短路或负载短路等时间常数小(电流上升dI/dt迅速)的电流并进行适当的控制的检测电流等级值。
此外，IOC30检测等级值是比IOC3检测等级值更高的检测等级值。关于IOC30检测等级值和IOC3检测等级值，将在说明图9(b)的部分详细进行阐述。
图4(a)是电力转换装置在任意时刻下的宽禁带半导体开关元件的工作模式。W相上桥臂的宽禁带半导体开关元件WP、U相下桥臂的宽禁带半导体开关元件UN和V相下桥臂的宽禁带半导体开关元件VN导通(图中由○标识的宽禁带半导体开关元件为导通状态)，向交流电机4供给各相电流IU、IV、IW。
图4(b)是表示电力转换装置在任意时刻下的负载短路电流的流动的图，当图4(a)的工作模式下V相与W相发生短路时，短路电流Is(高达宽禁带半导体开关元件额定电流的20～30倍的极大电流)的绝大部分从平滑电容器2的(+)极经过W相上桥臂的宽禁带半导体开关元件WP和短路点并经过V相下桥臂的宽禁带半导体开关元件VN流向平滑电容器2的(-)极。
当短路电流Is达到IOC3检测等级值时，由驱动电路立刻切断所有相的宽禁带半导体开关元件UP、VP、WP、UN、VN、WN。
但由于这种情况下短路电流Is的切断特性dIs/dt(依赖于半导体元件的开关速度)由宽禁带半导体开关元件的关断速度t0决定，因此如图9(a)所示，大电流Is和极大的跳变电压ΔVDS1被施加到宽禁带半导体开关元件的漏极(D)与源极(S)之间，造成宽禁带半导体开关元件被过压击穿。
在此，跳变电压ΔVDS1达到最大的A点的电流和电压标示在图2中，该点也为A点。图2的A点由于在宽禁带半导体开关元件的SCSOA区域的外侧(击穿区域)，表示不能保护开关元件，开关元件会被击穿。其原因在于，由于短路电流Is达到IOC3检测等级值时驱动电路立刻切断了所有相的宽禁带半导体开关元件UP、VP、WP、UN、VN、WN，因布线的电感ΣLpn而产生式(1)的跳变电压ΔVDS1。
ΔVDS1＝(Lp+Ln+ΣLpn)*dIs/dt……(式1)
图9(a)是因发生负载短路而切断时的短路电流检测值IOC3的式(1)的电压、电流的轨迹图。
其结果是，切断了电流的宽禁带半导体开关元件上被施加(VPN+ΔVDS1)，达到宽禁带半导体开关元件的SCSOA区域外侧(图2的击穿区域A点)，宽禁带半导体开关元件被击穿。
在此，图5是电力转换装置因发生负载短路而切断后的回流电流图，在平滑电容器的正电位(+)侧与逆变器的正电位(+)侧之间串联连接第一电抗器Lp，第一二极管Dp(回流二极管)与第一电抗器并联连接。
在与图4(b)相同的工作模式下，对于V相与W相发生短路时流动的短路电流Is而言，由于设置在平滑电容器的正电位(+)侧与逆变器的正电位(+)侧之间的第一电抗器Lp的电流抑制效应，短路电流Is的最大值及其电流变化率dIs/dt被抑制，进一步地，由于直流电压VPN施加到第一电抗器上，因此几乎没有电压施加到宽禁带半导体开关元件上。
因为短路电流值达到IOC3检测等级值时驱动电路8立刻切断所有相的宽禁带半导体开关元件UP、VP、WP、UN、VN、WN，因此存储在第一电抗器Lp中的电磁能(Lp*Is2/2)通过与第一电抗器并联连接的第一二极管Dp而回流，按照由电抗器自身的电感值与绕组电阻值引起的时间常数自然衰减，从而起到确保切断时第一电抗器的电流连续性的作用。
通过该作用，存储在第一电抗器Lp中的电磁能通过二极管Dp而回流，因此能够使由第一电抗器Lp引起的跳变电压(ΔVDS＝Lp*dIs/dt)为零。
但在这种情况下，无法排除式(1)记载的布线电感ΣLpn引起的跳变电压(ΔVDS＝ΣLpn*dIs/dt)的影响。关于这一点，例如在作为一种宽禁带半导体开关元件的SiC-MOSFET的情况下，与以往的Si-IGBT相比，发生桥臂短路或负载短路事故时短路电流流过高达SiC-MOSFET的额定电流的20～30倍的电流，因此布线电感ΣLpn引起的跳变电压ΔVDS达到图2的SCSOA区域外侧的击穿区域，无法保护宽禁带半导体开关元件。
即，为了高可靠性地使用宽禁带半导体开关元件，意味着需要设法排除电力转换装置内部的布线电感ΣLpn的影响。
以上说明的是宽禁带半导体开关元件切断(关断)时的击穿，而另一种击穿模式是持续导通状态时的热击穿。
宽禁带半导体开关元件在导通状态时为低电压(饱和电压)、流过大电流，而在关断状态时为低电流(漏电流)、被施加高电压。
但在发生桥臂短路或负载短路时，宽禁带半导体开关元件为大电流且被施加高电压(有源区)，由于负担了这样的双重职责，如果不立刻切断，因大电流(宽禁带半导体开关元件中流动的短路电流)与高电压(施加到宽禁带半导体开关元件的漏极与源极之间的电压)的乘积带来的损耗会导致宽禁带半导体开关元件芯片上的温度超过容许值，造成热击穿。
图9(b)是因发生负载短路而切断时的电压、电流的轨迹图，如果发生负载短路时的短路电流检测值IOC30设定得较高(IOC30＞IOC3)，则切断之前的时间t2较长(t2(图9(b))＞t1(图9(a)))，其结果是，因到达检测值IOC30等级值之前的短路电流IOCD而在宽禁带半导体开关元件芯片中产生的损耗(VDS*IOCD)增大，宽禁带半导体开关元件的芯片温度Tj超过容许温度Tjmax，元件达到热击穿。即，在检测出短路时的异常电流并切断(关断)宽禁带半导体开关元件之前，因导通状态时的短路大电流与高电压的乘积(VDS*IOCD)带来的损耗导致宽禁带半导体开关元件达到热击穿。该击穿模式与式(1)无关，与位于图2的SCSOA区域内侧(安全区域)中也无关，而是依赖于负载短路电流IOCD、施加到宽禁带半导体开关元件的漏极和源极之间的电压VDS和短路时间t2并由它们决定。
在宽禁带半导体开关元件(例如SiC-MOSFET)的情况下，由于流过高达宽禁带半导体元件额定电流的20～30倍的短路电流，通常必须在数μ秒以下切断，但如果采用高速动作的异常检测电路，则存在因通常的外来传导噪声也进行不必要的动作的问题。即，在没有异常时因误动作而不慎停止设备。因此，采用高速动作的异常检测电路对于电力转换装置而言是存在问题的。
本发明鉴于以上的问题而提出，无需采用高速动作的异常检测电路或特别的驱动电路，就能够抑制宽禁带半导体开关元件上流动的短路电流和施加的电压。因此，能够抑制因短路事故而切断时的跳变电压，并利用短路电流的抑制效应来防止切断前的持续导通状态时的热击穿，能够以高可靠性切实地保护宽禁带半导体开关元件。
实施例2
以下对本发明的电力转换装置的实施例2的方式利用附图进行说明。
图6是本发明的电力转换装置的主电路结构图(第一方式)。
图6(a)是这样的实施例，即，在平滑电容器的正电位(+)侧与逆变器的正电位(+)侧之间串联连接第一电抗器Lp，并将第一二极管Dp的阴极侧连接到平滑电容器的正电位(+)侧或其附近，阳极侧连接到逆变器的正电位(+)侧或其附近。
在并联连接了多个平滑电容器等情况下，利用母线(bus bar，汇流条)(铜或铝等)连接多个平滑电容器各自的(+)侧，并连接平滑电容器各自的(-)侧。这种情况下，连接第一二极管Dp的阴极侧的部位可为该母线，此时平滑电容器的正电位(+)侧即其附近是指母线。此外，在从平滑电容器到构成逆变器的宽禁带半导体开关元件利用母线连接的情况下，或在构成逆变器的宽禁带半导体开关元件有多个等情况下，连接第一二极管Dp的部位可为该母线，此时逆变器的正电位(+)侧即其附近是指母线。
当然并不限定于母线，也可以在平滑电容器的正电位(+)侧或逆变器的正电位(+)侧分别设置引出端子并将第一二极管Dp连接于其上，这样并不会改变本发明的主旨。
使W相上桥臂的宽禁带半导体开关元件WP、U相下桥臂的宽禁带半导体开关元件UN和V相下桥臂的宽禁带半导体开关元件VN导通(图中由○标识的宽禁带半导体开关元件为导通状态)，向交流电机4供给各相电流IU、IV、IW。
在该状态下，对于V相与W相发生短路时流动的短路电流Is而言，由于设置在平滑电容器的正电位(+)侧与逆变器的正电位(+)侧之间的第一电抗器Lp的电流抑制效应，短路电流Is的最大值及其电流变化率dIs/dt被抑制，进一步地，由于直流电压VPN施加到第一电抗器上，因此几乎没有电压施加到宽禁带半导体开关元件上。
因为短路电流值达到IOC3检测等级值时驱动电路8立刻切断所有相的宽禁带半导体开关元件UP、VP、WP、UN、VN、WN，因此存储在电抗器Lp和布线电感L1、L2、L3中的电磁能(ΣL*I2/2)通过第一二极管Dp而回流，确保切断时的电流连续性。
如图6(b)所示，存储在第一电抗器Lp和布线电感L1、L2、L3中的电磁能通过第一二极管Dp而回流，因此能够使由第一电抗器Lp和布线电感L1、L2、L3引起的跳变电压(ΔVDS＝(Lp+L1+L2+L3)*dIs/dt)为零。
即，短路电流Is在并联连接的第一二极管中流动，按照由电力转换装置内部的第一电抗器自身的电感值和布线电感值以及第一电抗器自身的绕组电阻值和布线电阻值引起的时间常数自然衰减，从而在不会急剧地切断短路电流的情况下利用二极管生成回流模式，因此能够排除设置在电力转换装置内部的第一电抗器自身的电感和布线电感的影响，能够抑制跳变电压值，所以即使在发生桥臂短路或负载短路等异常的情况下，也可以无需采用高速动作的异常检测电路，无需在驱动电路中附加特别的电路，就能够抑制宽禁带半导体开关元件上流动的短路电流和施加的电压，能够可靠地保护宽禁带半导体开关元件。
实施例3
以下对本发明的电力转换装置的实施例3的方式利用附图进行说明。
图7是本发明的电力转换装置的主电路结构图(第二方式)。
图7(a)是这样的实施例，即，在平滑电容器的负电位(-)侧与逆变器的负电位(-)侧之间串联连接第二电抗器Ln，并将第二二极管Dn的阳极侧连接到平滑电容器的负电位(-)侧或其附近，阴极侧连接到逆变器的负电位(-)侧或其附近。
在此，其附近是指实施例2所说明的母线或引出端子。
对于V相与W相发生短路时流动的短路电流Is而言，由于第二电抗器Ln的电流抑制效应，短路电流Is的最大值及其电流变化率dIs/dt被抑制，进一步地，由于直流电压VPN施加到第二电抗器上，因此几乎没有电压施加到宽禁带半导体开关元件上。
第二二极管Dn起到与实施例4中的第二二极管Dn相同的作用。通过该作用，存储在第二电抗器Ln和布线电感L4、L5、L6中的电磁能通过二极管Dn而回流，因此能够使由第二电抗器Ln和布线电感L4、L5、L6引起的跳变电压(ΔVDS＝(Ln+L4+L5+L6)*dIs/dt)为零。
如图7(b)所示，由于在不会急剧地切断短路电流的情况下利用第二二极管生成回流模式，因此能够排除设置在电力转换装置内部的第二电抗器自身的电感和布线电感的影响，能够抑制跳变电压值，所以即使在发生桥臂短路或负载短路等异常的情况下也能够抑制宽禁带半导体开关元件上流动的短路电流和施加的电压，能够可靠地保护宽禁带半导体开关元件。
当然，也可为图6(a)与图7(a)记载的结构(图6(a)的结构加上图7(a)的结构)，即，在平滑电容器的正电位(+)侧与逆变器的正电位(+)侧之间串联连接第一电抗器Lp，并将第一二极管Dp的阴极侧连接到平滑电容器的正电位(+)侧或其附近，阳极侧连接到逆变器的正电位(+)侧或其附近；另外，在平滑电容器的负电位(-)侧与逆变器的负电位(-)侧之间串联连接第二电抗器Ln，并将第二二极管Dn的阳极侧连接到平滑电容器的负电位(-)侧或其附近，阴极侧连接到逆变器的负电位(-)侧或其附近。
在此，其附近是指实施例2所说明的母线或引出端子。
这种情况下，与实施例1同样地由体积较小的第一电抗器Lp和第二电抗器Ln构成，例如可使第一电抗器Lp和第二电抗器Ln的电感值为仅有第一电抗器Lp的情况(相当于实施例2)下的一半左右，所以可实现电抗器的小型化，进而有助于电力转换装置的小型化。
由于第一电抗器Lp和第二电抗器Ln的电感值的合计值与仅有第一电抗器Lp的情况相同，因此与实施例2和实施例3同样地抑制了短路电流Is的最大值及其电流变化率dIs/dt，进一步地，由于直流电压VPN施加到第一电抗器和第二电抗器上，因此几乎没有电压施加到宽禁带半导体开关元件上。
存储在第一和第二电抗器Lp、Ln以及布线电感L1、L2、L3、L4、L5、L6中的电磁能(ΣL*I2/2)通过第一二极管Dp和第二二极管Dn而回流，确保了切断时的电流连续性。通过该作用，存储在第一电抗器Lp、第二电抗器Ln和布线电感L1、L2、L3、L4、L5、L6中的电磁能通过第一二极管和第二二极管回流，因此能够使由第一电抗器Lp、第二电抗器Ln和布线电感L1、L2、L3、L4、L5、L6引起的跳变电压(ΔVDS＝(Lp+Ln+L1+L2+L3+L4+L5+L6)*dIs/dt)为零。
此外，由于可消除直流中间电路的(+)侧和(-)侧的两侧布线电感(L1～L6)的影响，在本实施例的情况下具有能够进一步减小图10中切断时的跳变电压ΔVDS2之效果。
在此，估算下述条件下由布线电感引起的跳变电压ΔVDS。
布线电感ΣLn：(L1+L2+L3+L4+L5+L6)＝30(nH)
短路电流：30倍*100＝3000(A)(额定电流100A的SiC-MOSFET)
切断时间：300(纳秒)
VDS＝L*dIs/dt＝30*100-9*3000/(300*10-9)＝300(V)
该电压为图2的C点，达到SCSOA的击穿区域。因此无法保护宽禁带半导体开关元件。
而通过本实施例，由于消除了布线电感的影响，能够使切断时的跳变电压ΔVDS为零。
因此可知，为了高可靠性地使用与以往的Si-IGBT相比开关速度快、短路电流大的宽禁带半导体开关元件，消除电力转换装置内的布线电感的影响极其重要。
图10是本发明的各实施例在因发生负载短路而切断时的电压、电流的轨迹图。
从发生负载侧短路的时刻起，在期间t3中由于电抗器自身的电感效应，短路电流Is的最大值及其电流变化率dIs/dt被抑制，进一步地，由于直流电压VPN施加到电抗器上，因此几乎没有电压施加到宽禁带半导体开关元件上。在负载侧的短路期间，由于直流电压VPN施加到电抗器上，所以宽禁带半导体开关元件工作在饱和区(漏极与源极之间的电压低的状态)，不会转移到有源区(漏极与源极之间的电压高的状态)。因此，即使达到短路电流检测值IOC3前的时间t3较长(t3(图10)＞t2(图9(b))＞t1图9(a)))，宽禁带半导体开关元件芯片中产生的损耗(VDS*IOC3)的增大也受到抑制，宽禁带半导体开关元件的芯片温度Tj不会超过容许温度，因此能够防止元件到达热击穿。即，能够防止在检测出短路时的异常电流并切断(关断)宽禁带半导体开关元件之前因导通状态时的短路大电流与高电压的乘积(VDS*IOCD)带来的损耗导致宽禁带半导体开关元件达到热击穿。
进一步地，由于第一二极管Dp或第二二极管Dn的作用，存储在第一电抗器Lp或第二电抗器Ln和布线电感L1～L3或L4～L6中的电磁能通过第一二极管Dp或第二二极管Dn回流，因此能够使由电抗器和布线电感引起的跳变电压(例如，ΔVDS2＝(Lp+Ln+L1+L2+L3+L4+L5+L6)*dIs/dt)为零。关于这一点，由于在不会急剧地切断短路电流的情况下利用二极管生成回流模式，因此能够排除设置在电力转换装置内部的电抗器自身的电感和布线电感的影响，也能够抑制跳变电压值，因此即使在达到短路电流检测值IOC3后切断(关断)的情况下也能够可靠地保护宽禁带半导体开关元件。
这一点通过比较图9(a)中的ΔVDS1和图10中的ΔVDS2，ΔVDS2＜ΔVDS1是一目了然的。
即，通过本实施例，能够抑制因短路事故而切断时的跳变电压，并利用短路电流的抑制效应来防止切断前的持续导通状态时的热击穿，能够以高可靠性切实地保护宽禁带半导体开关元件。
实施例4
以下对本发明的电力转换装置的实施例4的方式利用附图进行说明。
图8是本发明的电力转换装置的主电路结构图(第三方式)。
图8(a)是这样的实施例，即，在平滑电容器的正电位(+)侧与逆变器的正电位(+)侧之间串联连接第一电抗器Lp，并将第一二极管Dp的阴极侧连接到整流器1的正电位(P1)侧或其附近，阳极侧连接到逆变器的正电位(P)侧或其附近。在此，其附近是指实施例2中说明的母线或引出端子。
短路电流Is(高达宽禁带半导体开关元件额定电流的20～30倍的极大电流)的绝大部分从平滑电容器2的(+)极经过W相上桥臂的宽禁带半导体开关元件WP和短路点并经过V相下桥臂的宽禁带半导体开关元件VN，向平滑电容器2的(-)极侧流动。此时，从整流装置1的正电位(P1)侧向平滑电容器2的(+)极供给充电电流，该电流经过整流装置1的负电位(N1)侧返回电源。
在本实施例中，由于第一二极管Dp的作用，存储在第一电抗器Lp和布线电感L1、L2、L3、L7中的电磁能通过第一二极管Dp而回流，因此能够使由电抗器和布线电感引起的跳变电压为零。关于这一点，由于在不会急剧地切断短路电流的情况下利用二极管生成回流模式，因此能够排除设置在电力转换装置内部的电抗器自身的电感和布线电感的影响，能够抑制跳变电压值，因此即使在达到短路电流检测值IOC3后切断(关断)的情况下也能够可靠地保护宽禁带半导体开关元件。
图8(b)是这样的实施例，即，在平滑电容器的负电位(-)侧与逆变器的负电位(-)侧之间串联连接第二电抗器Ln，并将第二二极管Dn的阳极侧连接到整流器的负电位(N1)侧或其附近，阴极侧连接到逆变器的负电位(N)侧或其附近。在此，其附近是指实施例2中说明的母线或引出端子。
在本实施例中，由于第二二极管Dn的作用，存储在第二电抗器Ln和布线电感L4、L5、L6、L8中的电磁能通过第二二极管Dn而回流，因此能够使由电抗器和布线电感引起的跳变电压为零。关于这一点，由于在不会急剧地切断短路电流的情况下利用二极管生成回流模式，因此能够排除设置在电力转换装置内部的电抗器自身的电感和布线电感的影响，能够抑制跳变电压值，因此即使在达到短路电流检测值IOC3后切断(关断)的情况下也能够可靠地保护宽禁带半导体开关元件。
通过同时实施图8(a)和图8(b)两者记载的结构(图8(a)的结构加上图8(b)的结构)，由于能够消除直流中间电路的(+)侧P1与逆变器3之间以及直流中间电路的(-)侧N1与逆变器3之间的两侧布线的电感的影响，因此能够使跳变电压(ΔVDS＝(Lp+Ln+L1+L2+L3+L7+L4+L5+L6+L8)*dIs/dt)为零。
实施例5
以下对本发明的电力转换装置的实施例5的方式利用附图进行说明。
图11是本发明的电力转换装置的主电路结构图(第四方式)。
图11(a)是表示实施例2的图6(a)中的平滑电容器2、逆变器3、第一电抗器Lp、第一二极管Dp与母线的连接的实例图。
串并联连接的6个平滑电容器2通过母线实现同电位彼此的连接。
如图6(b)所示，为了使存储在电抗器Lp、布线电感L1、L2、L3中的电磁能通过第一二极管Dp回流，将二极管Dp的阴极侧连接到平滑电容器2的正电位(+)侧附近的母线上的靠近整流器1的正端子P1处。然后将二极管Dp的阳极侧连接到逆变器3的正端子P上。
当然，二极管Dp的阴极侧也可连接到靠近整流器1的正端子P1的平滑电容器2的正电位(+)侧，或连接到引出端子TM上。此外，二极管Dp的阳极侧也可连接到设于逆变器3的正端子P附近的引出端子TM上。
图11(b)是表示实施例3的图7(a)中的平滑电容器2、逆变器3、第二电抗器Ln、第二二极管Dn与母线的连接的实例图。
串并联连接的6个平滑电容器2通过母线实现同电位彼此的连接。
如图7(b)所示，为了使存储在电抗器Ln、布线电感L4、L5、L6中的电磁能通过第二二极管Dn回流，将二极管Dn的阳极侧连接到平滑电容器2的负电位(-)侧附近的母线上的靠近整流器1的负端子N1处。然后将二极管Dn的阴极侧连接到逆变器3的负端子N上。
当然，二极管Dn的阳极侧也可连接到靠近整流器1的负端子N1的平滑电容器2的负电位(-)侧，或连接到引出端子TM上。此外，二极管Dn的阴极侧也可连接到设于逆变器3的负端子N附近的引出端子TM上。
实施例6
以下对本发明的电力转换装置的实施例6的方式利用附图进行说明。
图12是本发明的电力转换装置的主电路结构图(第五方式)。
图12(a)是表示图8(a)中的整流器1、平滑电容器2、逆变器3、第一电抗器Lp、第一二极管Dp与母线的连接的实例图。
串并联连接的6个平滑电容器2通过母线实现同电位彼此的连接。
图12(a)与实施例5的图11(a)的不同之处在于，第一二极管Dp的阴极侧连接在整流器1的正端子P1上。
当然，第一二极管Dp的阴极侧也可连接到设于整流器1的正端子P1附近的引出端子TM上。此外，第一二极管Dp的阳极侧也可连接到设于逆变器3的正端子P附近的引出端子TM上。
本实施例的要点在于，存储在第一电抗器Lp、布线电感L1、L2、L3和整流器1的正端子P1与平滑电容器2的正电位(+)之间的布线电感L7中的电磁能通过第一二极管Dp回流。
因此，能够消除直流中间电路的(+)侧P1与逆变器3之间的布线电感的影响。
图12(b)是表示图8(b)中的整流器1、平滑电容器2、逆变器3、第二电抗器Ln、第二二极管Dn与母线的连接的实例图。
图12(b)与实施例5的图11(b)的不同之处在于，第二二极管Dn的阳极侧连接在整流器1的负端子N1上。
本实施例的要点在于，存储在第二电抗器Ln、布线电感L4、L5、L6和整流器1的负端子N1与平滑电容器2的负电位(-)之间的布线电感L8中的电磁能通过第二二极管Dn回流。
因此，能够消除直流中间电路的(-)侧N1与逆变器3之间的布线电感的影响。
当然，通过同时实施图12(a)和图12(b)两者记载的结构(图12(a)的结构加上图12(b)的结构)，能够消除直流中间电路的(+)侧P1与逆变器3之间以及直流中间电路的(-)侧N1与逆变器3之间的两根布线的电感的影响。
当然，二极管Dn的阳极侧也可连接到设于整流器1的负端子N1附近的引出端子TM上。
这种情况下，由于能够消除直流中间电路的(+)侧P1和(-)侧N1与逆变器3之间的两根布线的电感的影响，具有能够使图10中的ΔVDS2最小化的效果。
如以上的实施例所示，本发明能够提供可靠性高的电力转换装置，其特征在于，短路电流Is在并联连接的回流二极管中流动，按照由电力转换装置内部的电感、布线电感以及电抗器和布线的电阻引起的时间常数自然衰减，从而在不会急剧地切断短路电流的情况下利用二极管生成回流模式，因此能够排除设置在电力转换装置内部的电抗器和布线的电感的影响，能够抑制跳变电压值，所以即使在发生桥臂短路或负载短路等异常的情况下，也可以无需采用高速动作的异常检测电路，无需在驱动电路中附加特别的电路，就能够抑制宽禁带半导体开关元件上流动的短路电流和施加的电压，能够可靠地保护宽禁带半导体开关元件不受持续导通状态时的热击穿和切断(关断)时的击穿这两种击穿模式的影响。
本发明的目的如下，即，在使用宽禁带半导体开关元件构成的电力转换装置中，充分地利用因元件变得低损耗而带来的好处，同时无需在驱动电路中附加特别的电路就能够在发生桥臂短路或负载短路事故等情况下排除电力转换装置内部的布线电感的影响，抑制元件的高速开关速度导致的L*di/dt之跳变电压，以高可靠性保护元件。
附图标记说明
1……整流器，2……平滑用电容器，3……逆变器，4……交流电机，5……控制电路，6……冷却风扇，7……数字操作面板，8……驱动电路，9……直流电压检测电路，10……电力转换装置，VPN……直流电压，CT……电流检测器，Lp……设于直流母线P侧的电抗器，Ln……设于直流母线N侧的电抗器，L1、L2、L3、L7……直流母线P侧的布线电感，L4、L5、L6、L8……直流母线N侧的布线电感，Lpn……直流母线P侧与N侧的布线电感，Dp……设于直流母线P侧的回流二极管，Dn……设于直流母线N侧的回流二极管，TM……引出端子，t……时间，RBSOA……反向偏置安全工作区(Reverse Bias SafeOperation Area)，SCSOA……短路安全工作区(Short Circuit SafeOperation Area)，*……乘法运算符，2……平方运算符。

Claims (7)

1.一种电力转换装置，其特征在于，包括：
将交流电压转换成直流电压的整流器；
包括使由所述整流器转换后的直流电压平滑化的平滑电容器的直流中间电路；
将由所述直流中间电路平滑化后的直流电压转换成交流电压的、包括宽禁带半导体开关元件的逆变器；和
位于所述平滑电容器与所述逆变器之间的电抗器和与所述电抗器并联连接的二极管，其中，
所述二极管与所述平滑电容器的端子或连接于所述平滑电容器的端子附近的母线连接，并且所述二极管与所述宽禁带半导体开关元件的端子或连接于所述宽禁带半导体开关元件的端子附近的母线连接。
2.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述二极管的阴极侧与所述平滑电容器的(+)端子或连接于所述(+)端子附近的母线连接，所述二极管的阳极侧与所述宽禁带半导体开关元件的(P)端子或连接于所述(P)端子附近的母线连接。
3.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述二极管的阳极侧与所述平滑电容器的(-)端子或连接于所述(-)端子附近的母线连接，所述二极管的阴极侧与所述宽禁带半导体开关元件的(N)端子或连接于所述(N)端子附近的母线连接。
4.一种电力转换装置，其特征在于，包括：
将交流电压转换成直流电压的整流器；
包括使由所述整流器转换后的直流电压平滑化的平滑电容器的直流中间电路；
将由所述直流中间电路平滑化后的直流电压转换成交流电压的、包括宽禁带半导体开关元件的逆变器；和
位于所述平滑电容器与所述逆变器之间的电抗器和与电抗器并联连接的二极管，其中，
所述二极管与所述整流器的端子或连接于所述整流器的端子附近的母线连接，并且所述二极管与所述宽禁带半导体开关元件的端子或连接于所述宽禁带半导体开关元件的端子附近的母线连接。
5.如权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于：
所述二极管的阴极侧与所述整流器的(P1)端子或连接于所述整流器的(P1)端子附近的母线连接，所述二极管的阳极侧与所述宽禁带半导体开关元件的(P)端子或连接于所述宽禁带半导体开关元件的(P)端子附近的母线连接。
6.如权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于：
所述二极管的阳极侧与所述整流器的(N1)端子或连接于所述整流器的(N1)端子附近的母线连接，所述二极管的阴极侧与所述宽禁带半导体开关元件的(N)端子或连接于所述宽禁带半导体开关元件的(N)端子附近的母线连接。
7.如权利要求1至6的任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
所述母线为铜母线或铝母线。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102016010327A1 (de) * 2016-08-29 2018-03-01 Lenze Drives Gmbh Lagerbediengerät und Verfahren zur Steuerung eines Lagerbediengeräts
FR3109484B1 (fr) * 2020-04-16 2023-12-15 Tronico Procédé de contrôle d’un convertisseur d’énergie électrique, et convertisseur correspondant.

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN88102486A (zh) * 1987-04-22 1988-11-02 株式会社日立制作所 具有过电压保护的电流源功率转换装置
CN1113362A (zh) * 1994-03-11 1995-12-13 株式会社东芝 用于连接系统的高电压自励变换装置
CN1464627A (zh) * 2002-06-21 2003-12-31 长沙市为尔自动化技术开发有限公司 混合五电平高压变频器
CN1933271A (zh) * 2006-08-30 2007-03-21 南京师范大学 具有单个自关断开关管的桥式短路故障限流器
CN101816120A (zh) * 2007-10-02 2010-08-25 Ids控股股份有限公司 保护具有电压中间电路的变换器以防止电桥短路的装置
CN101817471A (zh) * 2010-04-27 2010-09-01 天津大学 超级电容储能式电梯驱动器
CN201608530U (zh) * 2009-12-16 2010-10-13 大庆油田力神泵业(太仓)有限公司 一种潜油电泵井下测试装置上的滤波系统
US20120163046A1 (en) * 2009-09-28 2012-06-28 Hiroshi Hibino Phase current detection device and power conversion device using the same

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06121461A (ja) 1992-10-08 1994-04-28 Meidensha Corp 無停電電源装置の並列運転保護方式
JP2009011117A (ja) * 2007-06-29 2009-01-15 Kansai Electric Power Co Inc:The 電力変換装置
JP2011036016A (ja) * 2009-07-31 2011-02-17 Daikin Industries Ltd 電力変換装置

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN88102486A (zh) * 1987-04-22 1988-11-02 株式会社日立制作所 具有过电压保护的电流源功率转换装置
CN1113362A (zh) * 1994-03-11 1995-12-13 株式会社东芝 用于连接系统的高电压自励变换装置
CN1464627A (zh) * 2002-06-21 2003-12-31 长沙市为尔自动化技术开发有限公司 混合五电平高压变频器
CN1933271A (zh) * 2006-08-30 2007-03-21 南京师范大学 具有单个自关断开关管的桥式短路故障限流器
CN101816120A (zh) * 2007-10-02 2010-08-25 Ids控股股份有限公司 保护具有电压中间电路的变换器以防止电桥短路的装置
US20120163046A1 (en) * 2009-09-28 2012-06-28 Hiroshi Hibino Phase current detection device and power conversion device using the same
CN201608530U (zh) * 2009-12-16 2010-10-13 大庆油田力神泵业(太仓)有限公司 一种潜油电泵井下测试装置上的滤波系统
CN101817471A (zh) * 2010-04-27 2010-09-01 天津大学 超级电容储能式电梯驱动器

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