JP2017017870A

JP2017017870A - 電力変換装置

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Publication number: JP2017017870A
Application number: JP2015132645A
Authority: JP
Inventors: 壮章田畑; Takeaki Tabata
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2015-07-01
Filing date: 2015-07-01
Publication date: 2017-01-19
Anticipated expiration: 2035-07-01
Also published as: JP6536224B2

Abstract

【課題】短絡検出用のダイオードの逆回復損失に起因する破壊を防止しつつ高速スイッチングを可能にした電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換用の半導体スイッチング素子Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｚと、これらのスイッチング素子Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｚの高電位側端子と直流電源との間に接続されてスイッチング素子Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｚの短絡を検出するためのダイオードと、を備えた電力変換装置において、前記スイッチング素子Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｚ及びダイオードをＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体により形成し、逆回復損失を抑制しながら高速スイッチングを可能にする。また、必要に応じて前記ダイオードの温度検出値、電流検出値に基づいてダイオードやスイッチング素子のオン電圧を推定し、保護動作を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、高速スイッチングを可能にした電力変換装置に関するものである。

電力変換装置の一例として、三相インバータが良く知られている。
図７は、一般的な三相インバータの全体構成図である。図７において、Ｖ_ｓは交流電源、Ｄ_ｒｅｃは交流電圧を直流電圧に変換する整流回路、Ｃ_ｍは直流電圧を平滑するコンデンサ、ＩＮＶは直流電力を三相の交流電力に変換するインバータ部、Ｍはモータ等の負荷、ＣＴは電流検出器、１０は制御装置である。
インバータ部ＩＮＶは、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子Ｑ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚにより構成されており、制御装置１０から出力される駆動指令に従って運転される。

図８は、図７におけるインバータ部ＩＮＶの一相分、例えばＵ相のスイッチング素子Ｑ_ｕ，Ｑ_ｘのゲート駆動手段を示す図である。スイッチング素子Ｑ_ｕ，Ｑ_ｘは、制御装置１０からの駆動指令が入力されるゲート駆動回路Ｇ_ｕ，Ｇ_ｘによってそれぞれオン・オフされるように構成されている。

図９は、ゲート駆動手段の他の例を示す回路図である。この例では、ゲート駆動回路Ｇ_ｕ，Ｇ_ｘと、これらのゲート駆動回路Ｇ_ｕ，Ｇ_ｘにより駆動されるスイッチング素子Ｑ_ｕ，Ｑ_ｘの高電位側端子との間に、短絡検出用のダイオードＤ_Ｅｕ，Ｄ_Ｅｘがそれぞれ接続されている。図示されていないが、ダイオードＤ_Ｅｕ，Ｄ_Ｅｘのアノードは、例えば、ゲート駆動回路Ｇ_ｕ，Ｇ_ｘ内においてプルアップ抵抗を介して直流電源に接続されていると共に、上記アノードはコンパレータの一方の入力端子に接続されており、スイッチング素子の短絡によるアノードの電位変化をコンパレータにより検出可能に構成されている。
図９において、ＳＷ（Ｑ_ｕ）はスイッチング素子Ｑ_ｕに対する駆動指令、Ｖ_ＣＥ（Ｑ_ｕ）はスイッチング素子Ｑ_ｕのコレクタ−エミッタ間電圧、ＡＣ（ｕ）はＵ相出力端子、Ｅ_ｄｃはコンデンサＣ_ｍの電圧である。

図９に示した従来技術は、制御装置１０から与えられる駆動指令とスイッチング素子の高電位側端子の電圧検出値との論理を演算してインバータ部ＩＮＶの内部における短絡事故を検出する機能を備えたものであり、例えば、特許文献１により公知となっている。

また、この種の電力変換装置においては、スイッチング素子の損失等に起因する過熱等の異常を把握しておくことが安全上、重要であり、例えば特許文献２には、マイクロプロセッサを用いて素子の損失を演算する機能を備えたモータ制御装置が開示されている。

特許第４２２３３３１号公報（段落［００２４］〜［００４６］、図１，図２等）特許第５６４６６８７号公報（段落［００１５］〜［００４９］、図１等）

近年では、ＳｉＣ（炭化珪素）やＧａＮ（窒化ガリウム）等のワイドバンドギャップ半導体が注目されている。これらのワイドバンドギャップ半導体は、高耐圧で逆回復損失が少ない等の特性によって高速スイッチングが可能であり、例えば、図７〜図９に示したスイッチング素子Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｚをワイドバンドギャップ半導体素子に置き換えることにより、高速スイッチングを行うことができる。
ただし、この場合には以下のような問題が生じる。

図１０は図９の動作説明図であり、ゲート駆動回路Ｇ_ｕによりワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子Ｑ_ｕを駆動する場合のものである。
図１０（ａ）において、ｔ_ＳＷはスイッチング周期、Ｖ_ＣＥ（Ｑ_ｕ）はスイッチング素子Ｑ_ｕのコレクタ−エミッタ間電圧、Ｉ（Ｄ_Ｅｕ）は短絡検出用のダイオードＤ_Ｅｕを流れる電流を示し、図１０（ｂ），（ｃ）において、Ｐ_ｆはダイオードＤ_Ｅｕの導通損失、Ｐ_ｒｒは逆回復損失である。なお、図１０（ｃ）は、導通損失Ｐ_ｆ及び逆回復損失Ｐ_ｒｒの大きさを模式的に示したものである。

図１０から判るように、スイッチング素子Ｑ_ｕを高速でスイッチングすると、ダイオードＤ_Ｅｕも同様に高速スイッチング動作となり、電流Ｉ（Ｄ_Ｅｕ）は図示するように変化する。
この結果、ダイオードＤ_Ｅｕの１回のスイッチング当たりの逆回復損失をＰ_ｒｒとすると、この逆回復損失Ｐ_ｒｒとスイッチング周波数との積で損失が発生するため、スイッチング素子Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｚに従来のＳｉ（シリコン）系の半導体を用いる場合に比べて発熱量が多くなり、最悪の場合にはダイオードＤ_Ｅｕを破壊してしまう恐れがある。

そこで、本発明の解決課題は、短絡検出用のダイオードの逆回復損失に起因する破壊を防止しつつ高速スイッチングを可能にした電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、電力変換用の半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子の高電位側端子と直流電源との間に接続されて前記半導体スイッチング素子の短絡を検出するためのダイオードと、を備えた電力変換装置において、前記ダイオードを、ワイドバンドギャップ半導体により形成したものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、前記ダイオードの温度を検出する温度検出手段と、前記ダイオードに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記温度検出手段による温度検出値と前記電流検出手段による電流検出値とに基づいて推定した前記ダイオードのオン電圧から前記半導体スイッチング素子のオン電圧を推定する第１の推定手段と、を備えたものである。

請求項３に係る発明は、請求項２に記載した電力変換装置において、前記第１の推定手段により推定した前記半導体スイッチング素子のオン電圧と、前記半導体スイッチング素子を流れる電流とに基づいて、前記半導体スイッチング素子の温度を推定する第２の推定手段を備え、前記第２の推定手段により推定した前記半導体スイッチング素子の温度が所定の基準温度を上回る時に保護動作を実行するものである。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体により形成したものである。

請求項５に係る発明は、請求項４に記載した電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子及び前記ダイオードを、ＳｉＣにより形成したものである。

本発明によれば、半導体スイッチング素子の短絡検出用のダイオードにＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、ダイオードの逆回復損失に起因した破壊を防止することができ、電力変換装置を安全に運転することができる。特に、本発明においては、半導体スイッチング素子にもワイドバンドギャップ半導体を使用することにより、高速スイッチング動作を低損失にて行うことが可能である。
また、必要に応じてダイオードの温度検出値や電流検出値に基づきダイオードや半導体スイッチング素子のオン電圧を推定して各種の保護動作を行わせることもできる。

本発明の第１実施形態を示す主要部の回路構成図である。本発明の第１実施形態の動作説明図である。本発明の第２実施形態を示す主要部の回路構成図である。図３における主要部を抜き出した回路構成図である。本発明の第２実施形態の動作説明図である。本発明の第３実施形態の動作説明図である。一般的な三相インバータの全体構成図である。図７におけるインバータ部の一相分のゲート駆動手段を示す回路図である。ゲート駆動手段の他の例を示す回路図である。図９の動作説明図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路構成図であり、請求項１に係る発明に相当している。図１において、図９と同一の部品については同一記号を付して説明を省略し、以下では図９と異なる部分を中心に説明する。

前記同様に、図１はインバータ部の一相分、例えばＵ相を示したものであり、三相のインバータであれば、他のＶ相，Ｗ相についても図１と同様のゲート駆動手段を備えている。ここで、スイッチング素子Ｑ_ｕ，Ｑ_ｘには、ＳｉＣやＧａＮ（窒化ガリウム）等のワイドバンドギャップ半導体が使用されており、Ｖ相，Ｗ相のスイッチング素子についても同様である。

図１において、短絡検出用のダイオードとしては、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣを用いたダイオード（以下、ＳｉＣ−ＳＢＤともいう）ＳＢＤ_Ｅｕ，ＳＢＤ_Ｅｘが、ゲート駆動回路Ｇ_ｕ，Ｇ_ｘとスイッチング素子Ｑ_ｕ，Ｑ_ｘのコレクタとの間にそれぞれ接続されている。図示されていないが、図９と同様に、ダイオードＳＢＤ_Ｅｕ，ＳＢＤ_Ｅｘのアノードは、例えばゲート駆動回路Ｇ_ｕ，Ｇ_ｘ内においてプルアップ抵抗を介して直流電源に接続されていると共に、上記アノードはコンパレータの一方の入力端子に接続されており、スイッチング素子の短絡に伴うアノードの電位変化をコンパレータにより検出可能に構成されている。

図２は、図１の動作説明図である。
ＳｉＣ−ＳＢＤの逆回復動作においては、逆回復電流が略ゼロであるため、図２（ｂ），（ｃ）に示すように、逆回復損失Ｐ_ｒｒはほとんど存在しない。このため、スイッチング素子Ｑ_ｕ，Ｑ_ｘとしてワイドバンドギャップ半導体を使用し、そのスイッチング周波数を高くした場合でも、短絡検出用のダイオードＳＢＤ_Ｅｕ，ＳＢＤ_Ｅｘにおける損失はほとんど増加することがない。

なお、ダイオードＳＢＤ_Ｅｕ，ＳＢＤ_ＥｘをＳｉＣ−ＳＢＤとすることで導通損失Ｐ_ｆが増加する恐れがあるが、導通損失Ｐ_ｆはダイオードのオン電圧Ｖ_Ｆと流れる電流との積に、導通時間の割合（デューティ）を乗じたものであるから、一般にＳｉＣ−ＳＢＤのオン電圧Ｖ_Ｆが高い傾向にあったとしても、これらはＳｉＣ−ＳＢＤに流す電流量をゲート駆動回路Ｇ_ｕ，Ｇ_ｘにより調整すれば良いため、問題にはならない。

次に、図３は、本発明の第２実施形態を示す回路構成図であり、請求項２に係る発明に相当する。図３において、図１と同一の部品については同一記号を付して説明を省略し、以下では図１と異なる部分を中心に説明する。

この第２実施形態では、ダイオードＳＢＤ_Ｅｕ，ＳＢＤ_Ｅｘの温度検出手段の一例として、負特性サーミスタＮＴＣ_ｕ，ＮＴＣ_ｘをダイオードＳＢＤ_Ｅｕ，ＳＢＤ_Ｅｘに近接してそれぞれ配置すると共に、ゲート駆動回路Ｇ_ｕ１，Ｇ_ｘ１は、ダイオードＳＢＤ_Ｅｕ，ＳＢＤ_Ｅｘに流れる電流を検出する電流検出手段ＣＴ_Ｄｕ，ＣＴ_Ｄｘを備えている。なお、ダイオードＳＢＤ_Ｅｕ，ＳＢＤ_Ｅｘの温度検出手段としては、正特性サーミスタを用いても良い。

次いで、第２実施形態の動作を、図４を参照しつつ説明する。
図４は、図３におけるＵ相の上アームのスイッチング素子Ｑ_ｕ及びゲート駆動回路Ｇ_ｕ１を抜き出したものである。ゲート駆動回路Ｇ_ｕ１内のＲはプルアップ抵抗、Ｖ_ｃｃは直流電源を示す。

制御装置１０からの駆動指令ＳＷ（Ｑ_ｕ）によりゲート駆動回路Ｇ_ｕ１が動作してスイッチング素子Ｑ_ｕがオンすると、スイッチング素子Ｑ_ｕに電流Ｉ_ｃが流れる。すると、スイッチング素子Ｑ_ｕには、その素子の特性から電圧（オン電圧）Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}が発生する。
このため、ゲート駆動回路Ｇ_ｕ１における電圧検出値Ｖ_ｄｅｔは、数式１のようになる。なお、数式１において、Ｖ_ＦｓｂｄはダイオードＳＢＤ_Ｅｕのオン電圧（両端電圧）である。
［数式１］
Ｖ_ｄｅｔ＝Ｖ_Ｆｓｂｄ＋Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}

ここで、図５は、短絡検出用のダイオードの両端電圧とダイオードを流れる電流との関係（Ｖ−Ｉ特性）を示しており、図５（ａ）は従来のＳｉ系のダイオードを用いた場合のＶ_Ｆ−Ｉ_Ｄ特性、図５（ｂ）は、本実施形態のようにワイドバンドギャップ半導体からなるダイオードＳＢＤ_Ｅｕを用いた場合のＶ_Ｆｓｂｄ−Ｉ_{（ＳＢＤ）}特性である。

図５（ｂ）に示すように、負特性サーミスタＮＴＣ_ｕによるダイオードＳＢＤ_Ｅｕの温度検出値Ｔ_１，Ｔ_２，Ｔ_３に関わらず、Ｖ_Ｆｓｂｄ−Ｉ_{（ＳＢＤ）}特性はほぼ直線である。このため、ダイオードＳＢＤ_ｕの電流検出値Ｉ_{ｄ（ｓｂｄ）}が得られれば、温度検出値Ｔ_１，Ｔ_２，Ｔ_３に応じたダイオードＳＢＤ_ｕのオン電圧Ｖ_ＦｓｂｄをＶ_１，Ｖ_２，Ｖ_３のようにそれぞれ推定することができる。
この結果、前述した数式１より、スイッチング素子Ｑ_ｕのオン電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}を推定することができる。なお、従来技術に相当する図５（ａ）では、このようにしてオン電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}を推定することはできない。

この第２実施形態において、短絡検出用のダイオードの温度検出値と電流検出値とに基づいて推定したダイオードのオン電圧からスイッチング素子のオン電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}を推定する手段が、請求項における第１の推定手段に相当する。

次いで、本発明の第３実施形態を説明する。この実施形態は、請求項３に係る発明に相当する。
図６（ａ）は、インバータ部ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｚのオン電圧と電流Ｉ_ｏとの関係を、温度に応じて示した周知の特性図である。この特性図によれば、スイッチング素子のオン電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}とスイッチング素子に流れる電流Ｉ_ｏが判ればスイッチング素子の温度を推定することができ、スイッチング素子Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｚを流れる電流Ｉ_ｏは、前述した図７の電流検出器ＣＴによりそれぞれ把握できるから、電流検出値Ｉ_ｏとオン電圧推定値Ｖ_１０とを突き合わせれば、スイッチング素子の温度を推定することができる。
勿論、図６（ｂ）に示すように、電流検出値Ｉ_ｏ＝Ｉ_ｃのもとで、スイッチング素子のオン電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}と温度Ｔ_ｊとの関係を予め求めておき、このＶ_{ＣＥ（ｓａｔ）}−Ｔ_ｊ特性を用いて、スイッチング素子のオン電圧推定値Ｖ_２０から温度Ｔ_{ｊ（２０）}を推定しても良い。

この第３実施形態において、第２実施形態により推定したスイッチング素子のオン電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}とスイッチング素子を流れる電流Ｉ_ｃとに基づいてスイッチング素子の温度Ｔ_ｊを推定する手段が、請求項における第２の推定手段に相当する。
上記のようにしてスイッチング素子の温度を推定し、その温度推定値が所定の基準温度を上回る場合には、電力変換装置の出力を制限するか、あるいは、全ゲートオフによって電力変換装置の運転を停止する等の保護動作を実行することにより、装置の異常過熱や破壊を未然に防止することができる。

なお、第２，第３実施形態における負特性サーミスタＮＴＣ_ｕ，ＮＴＣ_ｘや電流検出手段ＣＴＤ_ｕ，ＣＴＤ_ｘ、電圧検出手段等は、インバータ部ＩＮＶのスイッチング素子に比べて十分に低電圧、小電流仕様であって小型の素子または部品を使用可能であるため、装置が大型化する心配はない。
また、各実施形態において、例えばアーム短絡が発生した場合には、従来技術と同様に、ダイオードＳＢＤ_Ｅｕ，ＳＢＤ_Ｅｘが短絡を検出して全ゲートオフや警報発生等の保護動作を行うことは言うまでもない。

本発明は、実施形態として説明した三相インバータだけでなく、ＤＣ／ＤＣチョッパや３レベルインバータ等、各種の電力変換装置に利用することができる。

１０：制御装置
Ｖ_ｓ：交流電源
Ｄ_ｒｅｃ：整流回路
ＩＮＶ：インバータ部
Ｃ_ｍ：コンデンサ
Ｍ：負荷
Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｚ：半導体スイッチング素子
ＣＴ：電流検出器
Ｇ_ｕ，Ｇ_ｘ，Ｇ_ｕ１，Ｇ_ｘ１：ゲート駆動回路
ＤＥ_ｕ，ＤＥ_ｘ，ＳＢＤ_Ｅｕ，ＳＢＤＥ_Ｅｘ：短絡検出用のダイオード
ＮＴＣ_ｕ，ＮＴＣ_ｘ：負特性サーミスタ（温度検出手段）
ＣＴ_Ｄｕ，ＣＴ_Ｄｘ：電流検出手段
Ｒ：プルアップ抵抗
Ｖ_ｃｃ：直流電源

Claims

電力変換用の半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子の高電位側端子と直流電源との間に接続されて前記半導体スイッチング素子の短絡を検出するためのダイオードと、を備えた電力変換装置において、
前記ダイオードを、ワイドバンドギャップ半導体により形成したことを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載した電力変換装置において、
前記ダイオードの温度を検出する温度検出手段と、前記ダイオードを流れる電流を検出する電流検出手段と、前記温度検出手段による温度検出値と前記電流検出手段による電流検出値とに基づいて推定した前記ダイオードのオン電圧から前記半導体スイッチング素子のオン電圧を推定する第１の推定手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
請求項２に記載した電力変換装置において、
前記第１の推定手段により推定した前記半導体スイッチング素子のオン電圧と、前記半導体スイッチング素子を流れる電流とに基づいて、前記半導体スイッチング素子の温度を推定する第２の推定手段を備え、
前記第２の推定手段により推定した前記半導体スイッチング素子の温度が所定の基準温度を上回る時に保護動作を実行することを特徴とする電力変換装置。
請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体により形成したことを特徴とする電力変換装置。
請求項４に記載した電力変換装置において、
前記半導体スイッチング素子及び前記ダイオードを、炭化珪素により形成したことを特徴とする電力変換装置。