JPWO2014064836A1 - モータ制御装置及びモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

ＰＷＭ回路のキャリア周期に対して交流モータの負荷状態に応ずる情報のサンプリング周期を可変に制御し、前記キャリア周期の１周期でサンプリングされた情報を集約するための所定演算をＣＰＵとは別の演算回路で行うようにする。これにより、前記交流モータの回転がキャリア周期に対して速くなり過ぎる事態に対して、ＣＰＵの演算制御負荷の増大を抑えながら、速く反応してモータ負荷の急激な変動を抑えるモータ回転制御が可能になる。

Description

本発明は駆動指令及びフィードバック情報に応じて交流モータへのモータ電流の供給をＰＷＭ（Pulse-width modulation）制御するモータ制御、特にＰＷＭのキャリア周期に対するフィードバック情報のサンプリング技術に係り、例えば電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）又はハイブリッド自動車（ＨＶ：Hybrid Vehicle）のＰＷＭモータ制御に適用して有効な技術に関する。

ＥＶやＨＶの交流モータに対するＰＷＭ制御では、制御回路に実装されたベクトル制御などのモータ制御ロジックに基づいて生成された電流指令値をＰＷＭ回路に与えて任意の振幅と位相の出力電圧をインバータから交流モータに印加させるためのＰＷＭパルスを生成させる。交流モータの回転速度及びロータの位置を高速に制御するには、交流モータの巻線に鎖交する磁束とモータ電流の相互作用によって発生するトルク制御が必要になり、そのために制御回路はモータ電流のフィードバックループからフィードバックされる電流情報やロータの位置情報を参照しながら駆動指令に対して相毎に電流指令値を生成してＰＷＭ回路に与える。交流モータに対するこのような一般的なＰＷＭ制御について例えば特許文献１に記載がある。

交流モータに対するＰＷＭ制御では、ＰＷＭ回路のキャリア周期に対して、交流モータの回転数が十分に遅いため、フィードバックループからのモータ電流の取得については、キャリア周期に対応したモータ電流取得周期を生成すれば、正弦波状のモータ電流を取得することができ、フィードバックされたモータ電流などに基づく演算結果をＰＷＭパルスに反映することができる。例えば、キャリア周期１０ｋＨｚに対して１２分割以上で正弦波を表現しようとしたら交流モータの回転数は８３３Ｈｚまで回転可能になる。

再表２０１０／１０９９６４号公報

本発明者はＰＷＭ回路のキャリア周期に対して交流モータの回転数が速くなり過ぎた場合について検討した。交流モータの回転が、キャリア周期に対して、速くなり過ぎてしまうと、モータ電流を正弦波状に取得することが不可能となる。この場合、電流取得間隔を短くすれば、電流取得は可能となるが、反映するＰＷＭパルスはキャリア周期に依存するので、キャリア周期の間で取得したフィードバック電流値をフィルタや平均化でまとめて演算して、ＰＷＭパルスのデューティに反映しなければならない。この場合、フィルタや平均化の演算応答性は電流取得間隔やフィルタゲインに依存し、通常の制御に比べて制御性が悪くなる。また、交流モータの高回転領域ではただでさえＣＰＵの演算制御の負荷が大きくなりがちな中で、フィードバック電流のサンプリング間隔が短くなれば、ＣＰＵの負荷が更に増大し、フィードバック電流のサンプリング間隔を十分に短くできなくなる虞のあることが明らかになった。特に、ＥＶやＨＶの走行駆動源である交流モータの回転数がキャリア周期に対して速くなり過ぎる事態は、スリップによる車輪の空転によって生ずることが想定され、これは、急加速、急ハンドル、路面凍結などに起因した事故の誘発要因ともなる。よって、車輪の空転には少しでも速く反応して負荷の急激な変動を抑えなければならない。したがって、交流モータの回転がキャリア周期に対して速くなり過ぎる事態に対して速く反応して負荷の急激な変動を抑える方向にモータの回転速度を制御する事が必要になる。

前記並びにその他の課題とこれを解決するための新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、ＰＷＭ回路のキャリア周期に対して交流モータの負荷状態に応ずる情報のサンプリング周期を可変に制御し、キャリア周期の１周期でサンプリングされた情報を集約するための所定演算をＣＰＵとは別の演算回路で行うようにする。

本願において開示される代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、交流モータの回転がキャリア周期に対して速くなり過ぎる事態に対して、ＣＰＵの演算制御負荷の増大を抑えながら、速く反応してモータ負荷の急激な変動を抑えるモータ回転制御が可能になる。

図１はモータ駆動装置の一例を示すブロック図である。 図２はＣＰＵによる交流モータのベクトル制御のためのＰＷＭ制御機能とアクセラレータの演算機能を原理的に示すブロック図である。 図３はモータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θが取得されるサンプリング周期とキャリア周期が一致している場合を概念的に例示する説明図である。 図４はモータ回転が速くなって高い周波数のモータ電流ではＰＷＭパルスによりモータ駆動電流を正弦波で表現することが困難になることを示す説明図である。 図５はモータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θを取得するサンプリング周期をキャリア周期に対して短くした場合の処理を概念的に例示する説明図である。 図６はサンプリング周期の同期制御を行うためのアクセラレータの構成を例示するブロック図である。 図７はサンプリング周期の自律的同期制御の処理手順をＣＰＵによるサンプリング周期の同期制御手順と共に例示するフローチャートである。 図８はサンプリング周期の自律的同期制御においてキャリア周期の途中で大きな負荷変動を検出したときその途中からサンプリング周期を短くする処理形態を例示する説明図である。 図９は車輪の空転と正常回転への復帰とにおける制御態様を例示する説明図である。 図１０は負荷の急激な変動に対してサンプリング周期と共にキャリア周期を変更する場合の動作形態を例示する説明図である。 図１１はＣＰＵによるサンプリング周期の同期制御においてモータ負荷（モータ回転数）に応じてキャリア周期内のサンプリング回数を可変可能にする処理形態を例示する説明図である。 図１２は図６のアクセラレータにおける制御回路の制御機能をＣＰＵに負担させたアクセラレータの構成を例示するブロック図である。

１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面中の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕＜ＰＷＭキャリア周期に対して負荷変動のサンプリング周期を可変とする＞
代表的な実施の形態に係るモータ制御装置（１３）は、交流モータ（２）へ駆動電流を出力するインバータ（１０）をＰＷＭパルス信号（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）でスイッチ制御するためのＰＷＭ回路（２３）と、前記ＰＷＭパルス信号のデューティをフィードバック制御するＣＰＵ（２０）と、フィードバック情報（ｉｖ，ｉｗ，θ）のサンプリング周期が可変にされていて、前記交流モータに所定の負荷変動を生じたときは前記ＰＷＭ回路のキャリア周期よりも短いサンプリング周期で取得された前記フィードバック情報を前記キャリア周期の１周期分の比較対象に集約するための所定の演算処理を行う演算ユニット（２６，２６Ａ）とを有する。前記ＣＰＵは前記演算ユニットによる演算結果と前記駆動指令値とに基づいて前記所定の負荷変動を生じた後の前記ＰＷＭパルス信号のデューティを制御する。

これによれば、モータ負荷の所定の変動に応じてキャリア周期よりも短い周期でフィードバック情報を取得したとき、キャリア周期単位で複数取得されたフィードバック情報をキャリア周期の１周期分の比較対象に集約する演算を演算ユニットに負担させることができる。したがって、交流モータの回転がキャリア周期に対して速くなり過ぎる事態に対して、ＣＰＵの演算制御負荷の増大を抑えながら、速く反応してモータ負荷の急激な変動を抑えるモータ回転制御が可能になる。

〔２〕＜モータ電流とモータのロータ角度の情報＞
項１において、前記フィードバック情報は交流モータからフィードバックされる電流をＡＤ変換して得られるモータ電流値（ｉｖ，ｉｗ）と前記交流モータのロータ位置から得られるロータ回転角度値（θ）である。

これによれば、交流モータのベクトル制御に好適である。

〔３〕＜制御回路が負荷変動を検出してサンプリング周期を変更＞
項２において、前記制御ユニット（２６）は、前記交流モータに所定の負荷変動を生じたときフィードバック情報のサンプリング周期を可変に制御する制御回路（４６）と、前記所定の演算処理を行う演算回路（４７）とを有する。前記制御回路は、前記交流モータに所定の負荷変動を生じているか否かを判定し、生じていると判別したときは、前記交流モータの制御が負荷変動に追従するまで前記フィードバック情報を取得する周期を短くし、前記交流モータの制御が負荷変動に追従したとき前記フィードバック情報を取得する周期を順次に基準値に戻す制御を行う。

これによれば、スリップなどにより交流モータが空転してから回復するまでの間における前記フィードバック情報の取得周期の制御を制御回路に負担させることができる。この点においてもＣＰＵの負担を軽減することができる。

〔４〕＜ＣＰＵがフィードバック情報の取得周期を初期設定＞
項３において、前記ＣＰＵは前記フィードバック情報を取得する周期を初期設定し、前記制御回路は初期設定された前記周期を制御対象とする。

これによれば、制御回路によるフィードバック情報の取得周期の制御とは別にＣＰＵはフィードバック制御に必要な回転トルクとの関係に従ってＰＭＷ回路のキャリア周期の設定制御が必要であることから、それとの関係でＣＰＵが前記フィードバック情報を取得する周期を初期設定するのはシステム上経済的である。

〔５〕＜制御回路による負荷変動感知（ロータ角度、モータ電流）＞
項３において、前記制御回路は前記所定の負荷変動を前記ロータ回転角度値又はモータ電流値から感知する。

これによれば、ＣＰＵに負担をかけずにモータ負荷の変動を容易に取得することができる。

〔６〕＜制御回路による負荷変動感知（走行面の状態検出情報）＞
項５において、前記制御回路は更に前記交流モータの回転力を受ける走行面の状態検出情報（ＲＤＳＴ）から前記所定の負荷変動を予知する。

これによれば、モータ負荷の変動を予知することによって、更に速く反応してモータ負荷の急激な変動を抑えるモータ回転制御が可能になる。

〔７〕＜フィルタ演算、平均演算＞
項３において、前記演算回路による所定の演算処理は、前記モータ電流値とロータ回転角度値を２相電流値に変換する座標変換処理（座標変換部４０）と、座標変換された２相電流値に対するフィルタ演算処理又は平均演算処理（集約演算部４１ｄ、４１ｑ）とを含む。

これによれば、直流電源で座標変換を用いて交流モータを駆動する場合に好適であり、フィルタ演算処理又は平均演算処理を用いることによって容易に複数の情報を集約することができる。

〔８〕＜制御回路による演算ゲイン制御＞
項７において、前記制御回路は更に、前記フィードバック情報を取得する周期を短く設定するとき前記演算回路における前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを必要に応じて変更し、前記フィードバック情報を取得する周期を基準値に戻すとき前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを初期値に戻す制御を行う。

これによれば、ＣＰＵに負担をかけずに、応答が過敏にならないようにフィードバック情報の取得数の増大に応じてゲインを小さくしたり、フィードバック情報の取得数が増大しても速く応答するためにゲインをそのままにしたりする対応が可能になる。

〔９〕＜ＣＰＵによるゲインの初期設定＞
項８において、前記ＣＰＵは前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを初期設定し、前記制御回路は初期設定された前記ゲインを制御対象とする。

これによれば、制御回路によるフィードバック情報の取得周期の制御とは別にＣＰＵはフィードバック制御に必要な回転トルクとの関係に従ってＰＭＷ回路のキャリア周期の設定に応じてゲイン設定も必要になることから、それとの関係でＣＰＵが前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを初期設定するのはシステム上経済的である。

〔１０〕＜制御回路によるサンプリング周期制御；ＡＤ変換の起動トリガ間隔＞
項７において、前記制御回路は、前記フィードバックされる電流のＡＤ変換処理のＡＤ変換起動トリガ間隔、及び前記ロータ回転角度値の前記演算回路への取り込み間隔を制御することによって、前記フィードバック情報を取得する周期を決定する。

これによれば、追従制御においてＣＰＵに負担をかけずに、フィードバック情報を得るためのフィードバック情報のサンプリング周期を容易に制御することができる。

〔１１〕＜ＣＰＵが負荷変動を検出してサンプリング周期を変更＞
項１１乃至項１６は項３乃至項１０における追従制御部の機能をＣＰＵで代替するものである。項２において、前記制御ユニット（２６Ａ）は前記所定の演算処理を行う演算回路（４７）を有し、前記ＣＰＵは、フィードバック情報のサンプリング周期を可変に制御し、前記交流モータの所定の負荷変動を生じているか否かを判定し、生じていると判別したときは、前記交流モータの制御が負荷変動に追従するまで前記フィードバック情報の取得周期を短くし、前記交流モータの制御が負荷変動に追従したとき前記フィードバック情報の取得周期を基準値に戻す。

これによれば、項３に比べて前記フィードバック情報の取得周期の制御にＣＰＵの負担が増えるが、ＣＰＵのソフトウェアによって柔軟に対処することが可能になる。

〔１２〕＜ＣＰＵによる負荷変動感知（ロータ角度、モータ電流）＞
項１１において、前記ＣＰＵは前記所定の負荷変動をモータのロータ位置情報又はモータ電流から感知する。

これによれば、項５に比べてＣＰＵの負担は増えるが、モータ負荷の変動を容易に取得することができる。

〔１３〕＜ＣＰＵによる負荷変動感知（走行面の状態検出情報）＞
項１２において、前記ＣＰＵは更に、前記交流モータの回転力を受ける走行面の状態検出情報から前記所定の負荷変動を予知する。

これによれば、項６に比べてＣＰＵの負担は増えるが、モータ負荷の変動を予知することによって、更に速く反応してモータ負荷の急激な変動を抑えるモータ回転制御が可能になる。

〔１４〕＜フィルタ演算、平均演算＞
項１１において、前記演算回路による所定の演算処理は、前記モータ電流値とロータ回転角度値を２相電流値に変換する座標変換処理と、座標変換された２相電流値に対するフィルタ演算処理又は平均演算処理とを含む。

これによれば、直流電源で座標変換を用いて交流モータを駆動する場合に好適であり、フィルタ演算処理又は平均演算処理を用いることによって容易に複数の情報を集約することができる。

〔１５〕＜ＣＰＵによる演算ゲイン制御＞
項１４において、前記ＣＰＵは前記フィードバック情報を取得する周期を短く設定するとき前記演算回路における前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを必要に応じて変更し、前記フィードバック情報を取得する周期を基準値に戻すとき前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを初期値に戻す制御を行う。

これによれば、項８に比べてＣＰＵの負担は増えるが、応答が過敏にならないようにフィードバック情報の取得数の増大に応じてゲインを小さくしたり、フィードバック情報の取得数が増大しても速く応答するためにゲインをそのままにしたりする対応が可能になる。

〔１６〕＜ＣＰＵによるサンプリング周期；ＡＤ変換の起動トリガ間隔＞
項１４において、前記ＣＰＵは、前記フィードバックされる電流のＡＤ変換処理のＡＤ変換起動トリガ間隔、及び前記ロータ回転角度値の前記演算回路への取り込み間隔を制御することによって、前記フィードバック情報の取得周期を決定する。

これによれば、追従制御において項１０よりもＣＰＵの負担が増えるが、フィードバック情報を得るためのフィードバック情報のサンプリング周期を容易に制御することができる。

〔１７〕＜マイクロコンピュータ＞
項１乃至１６の何れかにおいて、モータ制御装置はシリコン基板に半導体集積回路化されたマイクロコンピュータによって構成される。

これによれば、モータ制御装置の小型化に資することができる。

〔１８〕＜ＰＷＭキャリア周期に対して負荷変動のサンプリング周期を可変とする＞
項１乃至項１８とは異なる別の実施の形態に係るモータ駆動装置（１）は車両走行用の交流モータ（２）を駆動する装置であって、前記交流モータにモータ電流を供給するインバータ（１０）と、駆動指令に基づいて前記インバータが出力するモータ電流をフィードバック制御するモータ制御装置（１３）とを有する。前記モータ制御装置は、前記インバータをＰＷＭパルス信号（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）でスイッチ制御するＰＷＭ回路（２３）と、前記ＰＷＭパルス信号のデューティをフィードバック制御するＣＰＵ（２０）と、フィードバック情報（ｉｄ，ｉｑ，θ）のサンプリング周期が可変にされていて、前記交流モータに所定の負荷変動を生じたときは前記ＰＷＭ回路のキャリア周期よりも短いサンプリング周期で取得された複数の前記フィードバック情報を前記キャリア周期の１周期分の比較対象に集約するための所定の演算処理を行う演算ユニット（２６，２６Ａ）とを有する。前記ＣＰＵは前記演算ユニットによる演算結果と前記駆動指令値とに基づいて前記所定の負荷変動を生じた後の前記ＰＷＭパルス信号のデューティを制御する。

これによれば、モータ負荷の所定の変動に応じてキャリア周期よりも短い周期でフィードバック情報を取得したとき、キャリア周期単位で複数取得されたフィードバック情報をキャリア周期の１周期分の比較対象に集約する演算を演算ユニットに負担させることができる。したがって、交流モータの回転がキャリア周期に対して速くなり過ぎる事態に対して、ＣＰＵの演算制御負荷の増大を抑えながら、速く反応してモータ負荷の急激な変動を抑えるモータ回転制御が可能になる。よって、車輪の空転に対して少しでも速く反応して負荷の急激な変動を抑えることが可能になり、ＥＶやＨＶなどにおいて、急加速、急ハンドル、凍結路面などによるスリップで車輪が空転して生ずる事故の防止に資することができる。

〔１９〕＜モータ電流とモータのロータ角度の情報＞
項１８において、前記フィードバック情報は前記交流モータの負荷の状態に応ずる情報は、フィードバックされるモータ電流と前記交流モータのロータ位置情報である。

これによれば、項２と同様の作用効果を奏する。

〔２０〕＜制御回路が負荷変動を検出してサンプリング周期を変更＞
項１９において、前記制御ユニット（２６）は、前記交流モータに所定の負荷変動を生じたときフィードバック情報のサンプリング周期を可変に制御する制御回路（４６）と、前記所定の演算処理を行う演算回路（４７）とを有する。前記制御回路は、前記交流モータの所定の負荷変動を生じているか否かを判定し、生じていると判別したときは、前記交流モータの制御が負荷変動に追従するまで前記フィードバック情報を取得する周期を短くし、前記交流モータの制御が負荷変動に追従したとき前記フィードバック情報を取得する周期を順次に基準値に戻す制御を行う。

これによれば、項２と同様の作用効果を奏する。

〔２１〕＜ＣＰＵによるフィードバック情報の取得周期を初期設定＞
項２０において、前記ＣＰＵは前記フィードバック情報を取得する周期を初期設定し、前記追従制御部は初期設定された前記周期を制御対象とする。

これによれば、項４と同様の作用効果を奏する。

〔２２〕＜制御回路による負荷変動感知（ロータ角度、モータ電流）＞
項２０において、前記制御回路は前記所定の負荷変動を前記ロータ回転角度値又はモータ電流値から感知する。

これによれば、項５と同様の作用効果を奏する。

〔２３〕＜制御回路による負荷変動感知（走行面の状態検出情報）＞
項２２において、前記制御回路は更に前記所定の負荷変動を車両の走行路面の状態検出情報から予知する。

これによれば、項６と同様の作用効果を奏する。

〔２４〕＜フィルタ演算、平均演算＞
項２０において、前記演算回路による所定の演算処理は、前記モータ電流値とロータ回転角度値を２相電流値に変換する座標変換処理と、座標変換された２相電流値に対するフィルタ演算処理又は平均演算処理とを含む。

これによれば、項７と同様の作用効果を奏する。

〔２５〕＜制御回路による演算ゲイン制御＞
項２４において、前記制御回路は更に、前記フィードバック情報を取得する周期を短く設定するとき前記演算回路における前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを必要に応じて変更し、前記フィードバック情報を取得する周期を基準値に戻すとき前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを初期値に戻す制御を行う。

これによれば、項８と同様の作用効果を奏する。

〔２６〕＜ＣＰＵによるゲインの初期設定＞
項２５において、前記ＣＰＵは前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを初期設定し、前記制御回路は初期設定された前記ゲインを制御対象とする、モータ駆動装置。

これによれば、項９と同様の作用効果を奏する。

〔２７〕＜制御回路によるサンプリング周期制御；ＡＤ変換の起動トリガ間隔＞
請求項２４において、前記制御回路は、前記フィードバックされる電流のＡＤ変換処理のＡＤ変換起動トリガ間隔、及び前記ロータ回転角度値の前記演算回路への取り込み間隔を制御することによって、前記フィードバック情報を取得する周期を決定する。

これによれば、項１０と同様の作用効果を奏する。

〔２８〕＜ＣＰＵが負荷変動を検出してサンプリング周期を変更＞
項２８乃至項３３は項２０乃至項２７における追従制御部の機能をＣＰＵで代替するものである。項１９において、前記制御ユニット（２６Ａ）は前記所定の演算処理を行う演算回路（４７）を有する。前記ＣＰＵ（２０）は、フィードバック情報のサンプリング周期を可変に制御し、前記交流モータの所定の負荷変動を生じているか否かを判定し、生じていると判別したときは、前記交流モータの制御が負荷変動に追従するまで前記フィードバック情報を取得する周期を短くし、前記交流モータの制御が負荷変動に追従したとき前記フィードバック情報を取得する周期を基準値に戻す。

これによれば、項１１と同様の作用効果を奏する。

〔２９〕＜ＣＰＵによる負荷変動感知（ロータ角度、モータ電流）＞
項２９において、前記ＣＰＵは前記所定の負荷変動を前記ロータ回転角度値又はモータ電流値から感知する。

これによれば、項１２と同様の作用効果を奏する。

〔３０〕＜ＣＰＵによる負荷変動感知（路面反射率）＞
項２９において、前記ＣＰＵは更に前記所定の負荷変動を車両の走行路面の状態検出情報から予知する。

これによれば、項１３と同様の作用効果を奏する。

〔３１〕＜フィルタ演算、平均演算＞
項２８において、前記演算回路による所定の演算処理は、前記モータ電流値とロータ回転角度値を２相電流値に変換する座標変換処理と、座標変換された２相電流値に対するフィルタ演算処理又は平均演算処理とを含む。

これによれば、項１４と同様の作用効果を奏する。

〔３２〕＜ＣＰＵによる演算ゲイン制御＞
項３１において、前記ＣＰＵは前記フィードバック情報を取得する周期を短く設定するとき前記演算回路における前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを必要に応じて変更し、前記フィードバック情報を取得する周期を基準値に戻すとき前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを初期値に戻す制御を行う。

これによれば、項１５と同様の作用効果を奏する。

〔３３〕＜ＣＰＵによるサンプリング周期制御；ＡＤ変換の起動トリガ間隔＞
項３１において、前記ＣＰＵは、前記フィードバックされる電流のＡＤ変換処理のＡＤ変換起動トリガ間隔、及び前記ロータ回転角度値の前記演算回路への取り込み間隔を制御することによって、前記フィードバック情報の取得周期を決定する。

これによれば、項１６と同様の作用効果を奏する。

〔３４〕＜ＥＣＵ＞
項１０乃至１７の何れかにおいて、前記モータ制御装置は車載ネットワークに接続するＥＣＵを構成する。

これによれば、モータ駆動装置はＥＶ又はＨＶに好適となる。

２．実施の形態の詳細
実施の形態について更に詳述する。なお、発明を実施するための形態を説明するための全図において、同一の機能を有する要素には同一の符号を付して、その繰り返しの説明を省略する。

《モータ駆動装置》
図１にはモータ駆動装置の一例が示される。同図に示されるモータ駆動装置１はＥＶ又はＨＶの走行用動力源である交流モータ（ＭＴ）２を駆動する装置である。交流モータ２のモータ軸は、特に制限されないが、トランスミッション３を介して車輪４に接続される。更に交流モータ２のモータ軸にはその回転角を検出するためのレゾルバ５が接続される。特に図示はしないが、インホイールモータ駆動の場合には車輪毎に独立して交流モータ及びレゾルバが設けられる。

モータ駆動装置１は、６個の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いた３相電圧型のインバータ１０、プリドライバ１１、レゾルバデジタルコンバータ（ＲＤコンバータ）１２、モータ制御装置の一例であるマイクロコンピュータ（ＭＣＵ）１３、及びＣＡＮなどの車載ネットワーク６に接続するネットワークトランシーバ（ＴＲＣ）１４を備え、一つのＥＣＵ（Electronic Control Unit）を構成する。

インバータ１０の駆動電流は、例えば電流センサ１４でモータ電流Ｉｖ，Ｉｗとして検出されて、マイクロコンピュータ１３にフィードバックされる。

レゾルバ５はＲＤコンバータ１２から励磁信号Ｓｍｇを入力することにより、回転子の角度に応じて検出コイルから正弦及び余弦のレゾルバ信号Ｓｒｓを出力する。ＲＤコンバータ１２はレゾルバ信号Ｓｒｓからエンコーダ相当パルス信号等のモータ回転位相信号Ｒｐを生成してマイクロコンピュータ１３にフィードバックする。

マイクロコンピュータ１３は、特に制限されないが、単結晶シリコンのような１個の半導体基板にＣＭＯＳ回路製造技術などによって構成される。

マイクロコンピュータ１３は、駆動指令に基づいて前記インバータが出力するモータ電流をフィードバック制御するモータ制御装置の一例を成す。ここでは、プリドライバ１１及びＲＤコンバータ１２はマイクロコンピュータ１３の外付け部品とされるが、マイクロコンピュータ１３に内蔵することも可能である。

マイクロコンピュータ１３はネットワークコントローラ（ＣＯＭ）２２を介してネットワークトランシーバ１４に接続され、センサ（ＳＮＳＲ）７からの検出信号を受け取ったり、他の図示を省略するＥＣＵと通信を行う。

マイクロコンピュータ１３は、プログラムを実行する中央処理装置としてのＣＰＵ（Central Processing Unit）２０、ＣＰＵ２０が実行するプログラムや制御データを格納する不揮発性メモリ及びＣＰＵ２０のワーク領域に用いられるＲＡＭから成る内部メモリ（ＭＲＹ）２１を有する。マイクロコンピュータ１３は、前記インバータ１０を駆動するための３相のＰＷＭパルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗをプリドライバ１１に出力するＰＷＭ回路（ＰＷＭ）２３を有する。更にマイクロコンピュータ１３は、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器（ＡＤＣ）２４、位相信号を入力して計数するカウンタ（ＣＯＵＮＴ）２５、所要の演算と演算制御を行う演算回路としてのアクセラレータ（ＡＣＣＬ）２６を備える。尚。マイクロコンピュータ１３内部に回路ブロックは代表的に示された内部バス２７を介して信号インタフェース可能にされる。

ＡＤ変換器２４はＣＰＵ２０又はアクセラレータ２６から指示されるサンプリング周期にしたがって、モータのモータ電流Ｉｖ，ＩｗをＡＤ変換してモータ電流値ｉｖ，ｉｗを得て、アクセラレータ２６などに出力する。カウンタ２５はＲＤコンバータ１２を介して入力されたモータ回転位相信号Ｒｐを計数して電気角（モータのロータ位置を示すロータ回転角度値）θを取得し、取得した電気角θはＣＰＵ２０又はアクセラレータ２６により所要のサンプリング周期毎に用いられる。上記モータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θは、交流モータの駆動によってアクセラレータ２６にフィードバックされるフィードバック情報の一例とされる。

図２にはＣＰＵによる交流モータのベクトル制御のためのＰＷＭ制御機能とアクセラレータの演算機能が原理的に示される。

車両の場合には、まずアクセル開度や車速などからモータの出力トルク指令が決定される。そして、この出力トルク指令に基づいて、ベクトル制御を行うために、駆動指令値としてのｄ 軸およびｑ 軸電流指令値ｉｄ，ｉｑ が計算される。出力トルク指令は例えばネットワーク６を介してＣＰＵ２０に与えられ、それにしたがってＣＰＵ２０がｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑを計算する。

得られたｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑは、減算器３０ｄ、３０ｑに供給され、ここで、現在のｄ軸電流値ｉｄｃ及びｑ軸電流値ｉｑｃとの偏差Δｉｄ，Δｉｑが求められる。求められた偏差Δｉｄ，Δｉｑは、ＰＩ演算器３２ｄ，３２ｑにおいて、比例積分アルゴリズムによるＰＩ（Proportional-Integral）制御演算によってｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが算出される。すなわち、偏差Δｉｄ，Δｉｑに対し、Ｐゲイン（比例ゲイン）を乗算したＰフィードバック値と、偏差Δｉｄ，Δｉｑの積分値にＩゲイン（積分ゲイン）を乗算したＩフィードバック値の和によりｄ軸およびｑ軸電流ｉｄｃ，ｉｑｃの補正をすると共に、これを電圧指令値に変換してｄ軸およびｑ軸電圧指令Ｖｄ、Ｖｑを算出する。

算出されたｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑは、２相から３相への座標変換を行う座標変換部３４に供給され、ｄ，ｑの２軸からＵ，Ｖ，Ｗの３軸に座標変換され、互いに１２０度位相の異なる３相のモータ駆動電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが得られる。得られたモータ駆動電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ＰＷＭ回路２３において、ＰＷＭパルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに変換される。この変換は、例えばモータ駆動電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを例えば所定周波数（キャリア周波数）のキャリア信号である所定周波数の三角波と比較し、ＰＷＭパルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗのデューティ比を決定することで行われる。このようにして、各相のＰＷＭパルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが形成され、これがプリドライバ１１を介してインバータ１０に供給される。

インバータ１０は、図示を省略するバッテリからの直流電圧を正極電源ラインおよび負極電源ライン間に受け、これを３相の交流電流に変換するものであり、例えば２個の相補型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタの直列回路が正極電源ラインと負極電源ラインの間に３個接続されて構成され、各直列回路における２個の相補型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタの結合ノードが各相の出力とされる。夫々の直列回路がＰＷＭパルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗで相補的にスイッチ動作されることにより、３相のモータ駆動電流が生成される。モータ駆動電流がモータ２に供給され、モータ２が出力トルク指令に応じた出力で駆動される。

ここで、モータ駆動電流の位相は、モータ２の電気角（ロータ位置）に応じて決定される。従って、モータ２には角度センサとしてのレゾルバ５が取り付けられており、レゾルバ５からＲＤコンバータ１２にレゾルバ信号Ｓｒｓが出力され、ＲＤコンバータ１２はモータ回転位相信号Ｒｐを生成する。

モータ回転位相信号Ｒｐはカウンタ２５で計数され且つオフセット誤差が加算されて、交流モータ２の電気角θが計算される。電気角θは座標変換部３４に供給されることによって前記モータ駆動電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相制御に利用される。また、電気角θはアクセラレータ２６の座標変換部４０に供給され、モータ電流値ｉｖ，ｉｗの３相から２相への座標変換に用いられる。

座標変換部４０は、ＡＤ変換器２４から出力されるモータ電流値ｉｖ，ｉｗを、前記電気角θを用いてｄ，ｑ軸への座標変換を行って、ｄ軸電流値ｉｄｍ及びｑ軸電流値ｉｑｍを算出する。座標変換演算部３４は座標変換演算に必要な電気角θをＰＷＭ回路２３のキャリア周期毎に取得すればよい。これに対して座標変換部４０は、座標変換演算に必要な電気角θをモータ電流値ｉｖ，ｉｗのサンプリング周期毎に取得することが必要とされる。

算出されたｄ軸電流値ｉｄｍ及びｑ軸電流値ｉｑｍは集約演算部４１ｄ，４１ｑに供給されて所定の演算が行われ、それによる演算結果は、上述の減算器３０ｄ，３０ｑに現在のｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑとして供給される。

ここで、モータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θを生成する周期は、ＰＷＭ回路２３のキャリア周期単位に限定されず、キャリア周期の複数分の一の短い周期にして、交流モータ２の急激な負荷変動にモータ制御を追従可能に考慮されている。前記交流モータ２に所定の負荷変動を生じたときＰＷＭ回路２３のキャリア周期よりも短い間隔でモータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θが取得され、集約演算部４１ｄ，４１ｑは、その取得周期で順次座標変換演算されたキャリア周期１周期分の複数のｄ軸電流値ｉｄｍ及びｑ軸電流値ｉｑｍを、キャリア周期１周期分の比較対象に集約するためのフィルタ演算処理又は平均演算処理などの所定の演算処理を行う。なお、モータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θのサンプリング周期がＰＷＭ回路２３のキャリア周期に等しく設定されているときは、集約するためのフィルタ演算処理又は平均演算処理は実質的な意味はなく、サンプリングされた情報がそのまま後段に出力されることになる。

ここで、上記モータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θが取得されるサンプリング周期とキャリア周期との関係について説明する。

図３には上記モータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θが取得されるサンプリング周期とキャリア周期が一致している場合が概念的に例示される。ｆｃｒｒはＰＷＭ回路２３の概念上のキャリア周期、Ｉｕは１相のモータ電流波形、Ｔｓｍはモータ電流のサンプリングタイミング、Ｐｕ、Ｐｕｂは１相の相補ＰＷＭパルス信号である。この例の場合のＰＷＭ動作はキャリア周期毎にモータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θを１回サンプリングしてそれを座標変換演算（ベクトル演算）し、その結果をＰＷＭパルス信号の次のパルスデューティの設定に反映する。このとき、車輪のスリップなどにより急にモータ回転が速くなると、其れに応じてモータ電流波形の周波数が高くなり、モータ電流をＡＤ変換で取得することは可能であるが、キャリア周期に対してモータ電流波形の周波数が高いので、その正弦波の波形に対して十分な回数のモータ電流値をサンプリングすることができず、負荷の急な変動に応ずるモータの高回転を抑制する方向にＰＷＭ波形を追従させることができない。要するに、図４に例示されるようにモータ回転が遅いときの低い周波数のモータ電流ではＰＷＭパルスによりモータ駆動電流を正弦波で表現することは容易であるが、モータ回転が速くなって高い周波数のモータ電流ではＰＷＭパルスによりモータ駆動電流を正弦波で表現することが困難になる。比較結果に応じてスイッチ動作されるパルス波形生成スイッチの１回のスイッチングの影響が大きくなってしまう。その影響を小さくするにはサンプリング回数を増やしてスイッチング回数を増やせばよいが、ＰＷＭ動作を規定するキャリア周期に対して、モータ回転が速くなり過ぎてしまうと、モータ電流のサンプリング間隔を短くしても、最早モータ電流を正弦波状に取得することは不可能になる。

そこで、取得した電流値を反映するＰＷＭパルスはキャリア周期に依存するので、キャリア周期の間でフィードバック情報として複数取得したモータ電流値などをフィルタや平均化でまとめる演算を行って、ＰＷＭパルスのデューティに反映しなければならない。その演算を行うのが演算部４１ｄ，４１ｑである。

図５にはそのような処理手法として、上記モータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θを取得するサンプリング周期をキャリア周期に対して短くした場合の処理が概念的に例示される。ＰＷＭ動作ではキャリア周期毎にモータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θを複数回サンプリングしてそれを座標変換演算（ベクトル演算）し、それら座標変換演算結果ｉｄｍ，ｉｑｍに対して演算部４１ｄ，４１ｑで平均などの所定の演算を行うことによってキャリア周期１周期分の比較対象に集約する。集約した演算結果をＰＷＭパルス信号の次のパルスデューティの設定に反映する。これにより、車輪のスリップなどにより急にモータ回転が速くなってモータ電流波形の周波数が高くなっても、その正弦波の波形に対して十分な回数のモータ電流値をサンプリングして、モータの高回転を抑制する方向にＰＷＭ波形を追従させることができるようになる。

以下において、急激な負荷変動による交流モータの高回転を抑制させる方向にＰＷＭパルスを追従させるための具体的な制御形態について説明する。

《負荷変動に対する第１のＰＷＭパルス追従制御形態》
第１のＰＷＭパルス追従制御形態について説明する。図２においてアクセラレータ２６を除く上記減算器３０ｄ，３０ｑ、ＰＩ演算器３２ｄ，３２ｑ、及び座標変換部３４などの機能ブロックとそれらを用いる演算シーケンス制御はＣＰＵ２０とその動作プログラムによって実現されているものとする。アクセラレータ２６はＣＰＵ２０とは異なるハードウェアで実現されている。

図２において、ＡＤ変換器２４によるモータ電流値ｉｖ，ｉｗの取得周期（即ちモータ電流Ｉｖ，Ｉｗに対するＡＤ変換動作の起動周期）は、ＣＰＵ２０の制御により、ＰＷＭ回路２３のキャリア周期に同期される。これと同様に、カウンタ２５による電気角θの取得周期もＡＤ変換動作の起動周期と同じにされる。そのような周期を以下単に、アクセラレータ２６によるフィードバック情報（モータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θ）のサンプリング周期と記す。

上記フィードバック情報のサンプリング周期は、ＰＷＭ回路２３のキャリア周期に同期され、その同期制御は、本実施の形態では、ＣＰＵによるサンプリング周期の同期制御とアクセラレータ２６によるサンプリング周期の自立的同期制御とがある。

ＣＰＵ２０によるサンプリング周期の同期制御は、サンプリング周期をキャリア周期に合わせる制御、即ち、フィードバック情報（モータ電流値ｉｖ，ｉｗ、）をキャリア周期毎に１回サンプリングできるようにする制御である。例えば、ＡＤ変換回路２４の変換動作の起動タイミングをキャリア周期毎に設定し、其れに応じた周期でカウンタ２５から電気角θを出力させる。ここで、ＰＷＭ回路２３のキャリア周期は原則的にＣＰＵ２０が電流指令値から把握されるトルク指令に応じて設定する。例えば、大きなトルクを必要とするときキャリア周期を小さくして制御の負担が増してもＰＷＭパルス駆動のロスを少なくし、小さなトルクでよい場合にはキャリア周期を大きくしてＰＷＭパルス駆動の制御負担が大きくならないことを優先する。

アクセラレータ２６によるサンプリング周期の自立的同期制御は、アクセラレータ２６が前記交流モータ２に所定の負荷変動を生じているか否かを判定し、生じていると判別したときは、ＣＰＵ２０が初期設定したフィードバック情報（モータ電流値ｉｖ，ｉｗ及び電気角θ）のサンプリング周期を、前記交流モータ２の高回転が治まるまで（モータの高回転を抑制する方向にＰＷＭ波形が追従するまで）短くし、前記モータ制御が負荷変動に対して追従したとき前記フィードバック情報のサンプリング周期を初期設定値である基準値に戻す制御を行う。

図６にはサンプリング周期の同期制御を行うためのアクセラレータ２６の構成が例示される。アクセラレータ２６は前記座標変換部４０及び集約演算部４１ｄ，４１ｑの他に、追従制御部４２、負荷変動判定部４３、補正部４４，４５、及び、レジスタＲＧ１θ〜ＲＧ１２ｔを有する。前記座標変換部４０及び集約演算部４１ｄ，４１ｑは、フィードバック情報を集約する演算を行う演算回路４７の一例である。追従制御部４２及び負荷変動判定部４３は前記交流モータ２に所定の負荷変動を生じたときフィードバック情報のサンプリング周期を可変に制御する制御回路４６の一例である。

レジスタＲＧ１θはカウンタ２５で取得された電気角θが供給され、レジスタＲＧ２ｉｖｉｗはＡＤ変換器２４で取得されたモータ電流ｉｖ，ｉｗが供給される。レジスタＲＧ３ｏｆｓ、ＲＧ４ｏｆｓにはＣＰＵ１２０によってオフセット値がセットされる。補正部４４はレジスタＲＧ２ｉｖｉｗに供給されたモータ電流ｉｖ，ｉｗを、レジスタＲＧ３ｏｆｓにセットされたオフセット値で補正する。例えばＡＤ変換器のＡＤ変換レンジを０〜５Ｖとするとき、それによって得られたＡＤ変換値を２．５Ｖを中心とする変換値に補正する処理を行う。補正部４５はレジスタＲＧ１θに供給された電気角θを、レジスタＲＧ２ｏｆｓにセットされたオフセット値で補正する。例えばレゾルバ５のロータ位置などの機械的誤差による位置ずれを相殺する補正を行う。補正部４４，４５で補正されたモータ電流ｉｖ，ｉｗ及び電気角θは座標変換部４０でｄ軸電流値ｉｄｍ及びｑ軸電流値ｉｑｍに変換される。電気角θはレジスタＲＧ５θに供給され、レジスタＲＧ５θに供給された電気角θは座標変換部３４を構成するＣＰＵ２０が所要の座標変換タイミングに同期して参照する。

ＡＤ変換器２４によるＡＤ変換動作の起動トリガの設定は、ＣＰＵ２０がレジスタＲＥＧ７ａｄｔに対して行い、或いは、追従制御部４２がレジスタＲＥＧ７ａｄｔに対して行う。前記ＣＰＵ２０によるサンプリング周期の同期制御ではレジスタＲＥＧ７ａｄｔの設定はＣＰＵ２０だけが行う。一方、前記アクセラレータ２６によるサンプリング周期の自立的同期制御では、ＣＰＵ２０により初期設定されたレジスタＲＥＧ７ａｄｔを追従制御部４２が再設定することにより、ＡＤ変換器２４によるＡＤ変換動作周期を可変に制御する。

座標変換部４０はＡＤ変換器２４によるモータ電流のサンプリング周期に同期して順次座標変換を行い、座標変換されたｄ軸電流値ｉｄｍ及びｑ軸電流値ｉｑｍは集約演算部４１ｄ，４１ｑにて夫々キャリア周期単位でフィルタ演算又は平均演算される。平均演算は例えば、ｄ軸電流値ｉｄｍ及びｑ軸電流値ｉｑｍをキャリア周期単位で算術平均又は加重平均する処理である。フィルタ演算は例えばバンドパスフィルタのような通過帯域を通過したｄ軸電流値ｉｄｍ及びｑ軸電流値ｉｑｍを、若しくはその平均値を、ｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑとする処理である。演算部４１ｄ，４１ｑにおける演算処理にはレジスタＲＧ８ｇ、ＲＧ９ｇに設定されたゲインが指定される。例えば算術平均処理の場合には演算された平均値に対する加重値がゲインで決定され、また、加重平均処理の場合には夫々のｄ軸電流値ｉｄｍ及びｑ軸電流値ｉｑｍに対する加重値がゲインで決定される。また、フィルタ演算処理では直前のフィルタ演算結果であるｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑの大きさに応じて通過帯域値若しくは遮断値がゲインで決定される。

対応するゲインの設定は、ＣＰＵ２０がレジスタレジスタＲＧ８ｇ、ＲＧ９ｇに対して行い、或いは、追従制御部４２がレジスタレジスタＲＧ８ｇ、ＲＧ９ｇに対して行う。前記ＣＰＵによるサンプリング周期の同期制御ではレジスタＲＧ８ｇ、ＲＧ９ｇの設定はＣＰＵ２０だけが行う。一方、前記アクセラレータ２６によるサンプリング周期の自立的同期制御では、ＣＰＵ２０により初期設定されたＲＧ８ｇ、ＲＧ９ｇを追従制御部４２が再設定する。この再設定により、ＡＤ変換器２４によるＡＤ変換動作周期の変化（モータ電流のサンプリング周期の変化）に応じて一つのサンプルデータが持つ重みの違い、若しくは一つのサンプリングデータがＰＷＭパルスの１パルスに与える影響の違いに、対応することができる。

演算部４１ｄ，４１ｑで演算されたｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑはレジスタＲＧ１０ｐｉｄ，ＲＧ１１ｋｉｑにセットされ、セットされた軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑはＣＰＵ２０によって参照され、前記減算器３０ｄ、３０ｑの処理が行われる。

負荷変動判定部４３は、特に制限されないが、モータ負荷のトルクに対応した成分であるｑ軸電流値ｉｑｍに基づいてモータ負荷の変動を検出する。例えばｑ軸電流値ｉｑｍの変化率に基づいてモータ負荷の変動を検出する。その検出結果は追従制御部４２に与えられる。また、負荷変動はマイクロコンピュータ１の外部に配置され図１のセンサ（ＳＮＳＲ）７の検出出信号をネットワーク６からＣＰＵ２０が取得して検知することもできる。例えばセンサ７は車両走行路からの反射信号を受け、ＣＰＵ２０はその反射信号の変化を路面状態信号ＲＤＳＴとして追従制御部４２に与える。追従制御部４２は路面状態信号４２に基づいて凍結路面や雨水路面への急な侵入を想定して交流モータの急激な負荷低下を予知する。

追従制御部４２は、負荷変動判定部４３の検出出力又は路面状態信号ＲＤＳＴに基づいてモータ負荷の急激な低下、すなわち急激なトルク低下を検出した時、アクセラレータ２６によるサンプリング周期の自律的同期制御を開始する。この制御に必要な制御データは例えばＣＰＵ２０によってレジスタＲＧ１１ｔ、ＲＧ１２ｔにセットされる。例えば制御データは、ＰＷＭのキャリア周期を示すデータ、自律的同期制御のためのサンプリング周期の短縮度合い及びゲインの変化度合いなどを示すデータである。追従制御部４２はレジスタＲＧ１１ｔ、ＲＧ１２ｔからそのような制御データを参照することにより、レジスタＲＧ７ａｄｔへの起動トリガ設定、レジスタＲＧ８ｇ、ＲＧ９ｇへのゲイン設定、及び、座標変換部４０の変換周期を制御して、サンプリング周期の自律的同期制御を行う。

図７にはサンプリング周期の自律的同期制御の処理手順がＣＰＵによるサンプリング周期の同期制御手順と共に例示される。フィードバック情報のサンプリング周期及び演算部４１ｄ、４１ｑのゲイン制御は、例えば図７のステップＳ１乃至Ｓ５に集約される。ステップＳ１はＣＰＵの処理である。ＣＰＵ２０は必要なトルクに応じたキャリア周期を決め、レジスタＲＧ１１ｔ，ＲＧ１２ｔに制御データをセットすると共に、キャリア周期に従ってレジスタＲＧａｄｔにＡＤ変換の起動トリガ、即ちサンプリング周期を初期設定し、更に、レジスタＲＧ８ｇ，ＲＧ９ｇにゲインを設定する。これによってＣＰＵ２０はモータ電流をフィードバックさせながら、電流指令値ｉｄ，ｉｑに従って交流モータ２を駆動制御する。

ＣＰＵ２０の制御で交流モータ２が回転駆動されているとき、負荷変動判定部４３は座標変換部４０で取得されたｑ軸電流値ｉｑｍからモータ負荷の変動が大きいか否かを判別している（Ｓ２）。例えば、車輪のスリップによるモータ２の高回転化による負荷の急激な低下、即ち、ｑ軸電流値ｉｑｍが閾値以下になったかを判別する。負荷変動が大きいことを判別したとき負荷変動判定回路部４３は負荷変動フラグ（図示を省略）をセットする。負荷変動フラグはＣＰＵ２０も参照可能にされ、モータ負荷の変動が大きくない状態では、そのときの負荷にしたがってステップＳ１の処理を行う。

モータ負荷の変動が大きくなったときは追従制御部４２が交流モータのＰＷＭ制御を担うことになり、モータ制御が負荷の変動に追従しているか否かを判別する（Ｓ３）。この判別は、例えば負荷変動判別回路が上記の如くｑ軸電流値ｉｑｍが閾値よりも大きくなったか否かを判定することによって行う。急激な負荷の変動によるモータ高回転を元に戻すようにモータ電流の制御が負荷の変動に追従しないと、モータ２の駆動電流が正弦波状にならず、モータ回転が不安定になる。

モータ電流の制御が負荷の変動に追従していない場合、追従制御部４２は、そのときのキャリア周期においてサンプリング周期をレジスタＲＧ１２ｔの制御データに従って短縮し、それに応じて演算部４１ｄ、４１ｑのゲインを設定変更する（Ｓ４）。これによってそのキャリア周期におけるモータ電流のサンプリング数が増える傾向になるので、ＰＷＭパルスによる駆動電流を正弦波状に近づけること可能になってくる。これによりモータの回転が元に戻ったか、即ち、モータ電流の制御が負荷の変動に追従したか否かは、ステップＳ３で逐次判別される。判別毎に未だ追従していないときはステップＳ４でサンプリング周期を更に短くして追従応答性を徐々に上げるように設定変更してもよい。追従したところで、追従制御部４２はサンプリング周期とゲインを、ステップＳ４による操作の前の状態にもどし、且つ、前記負荷変動フラグをクリアして、サンプリング周期の同期制御をＣＰＵ２０の制御に委ねる。

上記ＣＰＵ２０によるサンプリング周期の同期制御では図８に例示されるように、キャリア周期の１周期にフィードバック情報のサンプリング回数を４回のような複数回に制御することも可能である。ＣＰＵ２０の動作プログラムにしたがって、キャリア周期に大きさにしたがってサンプリング回数を決めればよい。

また、上記サンプリング周期の自律的同期制御では図８に例示されるように、キャリア周期の途中で大きな負荷変動を検出したときは、その途中からサンプリング周期を短くすればよい。

図９には車輪の空転と正常回転への復帰とにおける制御態様が例示される。空転を生じていない通常走行時にはトルクはモータの回転速度に対応する。これに対して路面凍結やアクセルの急な踏み込み等による車輪の空転時にトルクが減少するとモータの回転速度が高速化し、空転が解消されたときにトルクが増大するとモータの回転速度が低速化する。空転時と空転解消時のＣＰＵ２０による基本的な制御は以下の通りである。スリップなどにより車輪が空転すると、モータ２０の回転が進み、モータ２０の負荷が減る。この場合にＣＰＵ２０は、ＰＷＭパルスの立ち上がりを遅延させ、ＰＷＭパルス信号のデューティ比を減らす処理を行って、モータ２０のトルクを調整し、モータ２０の回転数を戻そうとする。その際に、追従制御部４２はモータ負荷の減少という急な負荷の変動に応答してサンプリング周期を短くして、負荷の変動に対するモータ制御の追従応答性を向上させるようにフィードバックによるモータ電流値ｉｄ，ｉｑを生成する制御を行う。この後、スリップが止んで車輪の空転が解消されると、モータ２０の回転が遅れ、モータ２０の負荷が増える。そうすると、ＣＰＵ２０はＰＷＭパルスの立ち上がりタイミングを早め、ＰＷＭパルス信号のデューティ比を増やす処理を行って、モータ２０のトルクを調整し、モータ２０の回転数を戻そうとする。その際に、追従制御部４２はモータ負荷の増大という急な負荷の変動には応答せず、ＣＰＵ２０に制御を委ねる。

アクセラレータ２６によるサンプリング周期の自律的同期制御によれば以下の作用効果を得る。

（１）ＣＰＵ２０とは別のハードウェアであるアクセラレータ２６によって、モータ負荷の大きな変動に対するフィードバック電流のサンプリング周期を短くし、それによって得られたモータ電流値をフィルタ又は平均などによって纏める演算を行ってＰＷＭパルスのデューティに反映する処理を行う。これにより、車輪のスリップなどにより急にモータ回転が速くなってモータ電流波形の周波数が高くなっても、その正弦波の波形に対して十分な回数のモータ電流値をサンプリングして、不所望なモータの高回転を抑制するようにＰＷＭ波形を追従させることができるようになる。この追従制御にはＣＰＵ２０の負担を大幅に軽減することができる。

（２）スリップなどにより交流モータが空転してから回復するまでの間における前記フィードバック情報の取得周期の制御を追従制御部４２に負担させることができるから、この点においてもＣＰＵ２０の負担を軽減することができる。

（３）追従制御部４２は前記所定の負荷変動をモータ電流値ｉｑｍから感知するから、ＣＰＵ２０に負担をかけずにモータ負荷の変動を容易に取得することができる。

（４）追従制御部４２は更に、前記フィードバック情報のサンプリング周期を短くするとき演算部４１ｄ，４１ｑのゲインを必要に応じて変更し、前記サンプリング周期を基準値に戻すとき演算部４１ｄ，４１ｑのゲインを元に戻す制御を行う。したがって、ＣＰＵ２０に負担をかけずに、応答が過敏にならないようにフィードバック情報の取得数の増大に応じてゲインを小さくしたり、フィードバック情報の取得数が増大しても速く応答するためにゲインをそのままにしたりする対応が可能になる。

（５）アクセラレータ２６がＣＰＵ２０とは別のハードウェアである専用ハードウェアであるから、演算ビット数や、演算回路に対するレジスタ配置などを最適化し易く、データ処理の高速化に適する。ＣＰＵ２０より低い動作周波数と少ない回路規模でより高速な処理も可能となり、ＣＰＵがすべて負担する場合に比べて低消費電力化が可能となり、製品の発熱特性の改善にも寄与することができる。

（６）アクセラレータにフィードバックされるフィードバック情報は交流モータ２からフィードバックされる電流をＡＤ変換して得られるモータ電流値ｉｖ，ｉｗと前記交流モータ２のロータ位置から得る電気角であるから、交流モータ２のベクトル制御に好適である。

（７）追従制御部４２による追従制御とは別にＣＰＵ２０はフィードバック制御に必要な回転トルクとの関係に従ってＰＭＷ回路２３のキャリア周期の設定制御が必要であることから、それとの関係でＣＰＵ２０が前記フィードバック情報を取得する周期を初期設定するのはシステム上経済的である。

（８）追従制御部４２による追従制御とは別にＣＰＵ２０はフィードバック制御に必要な回転トルクとの関係に従ってＰＭＷ回路２３のキャリア周期の設定に応じてゲイン設定も必要になることから、それとの関係でＣＰＵ２０が前記演算部４１ｄ，４１ｑのゲインを初期設定するのはシステム上経済的である。

（９）前記追従制御部４２は前記交流モータの回転力を受ける走行面の状態検出情報ＲＤＳＴから前記所定の負荷変動を予知することによって、更に速く反応してモータ負荷の急激な変動を抑えるモータ回転制御が可能になる。

（１０）追従制御部４２は、フィードバックされる電流のＡＤ変換処理のＡＤ変換起動トリガ間隔、及び前記ロータ回転角度値の前記演算回路への取り込み間隔を制御することによって、フィードバック情報を取得する周期を決定するから、追従制御においてＣＰＵ２０に負担をかけずに、フィードバック情報を得るためのフィードバック情報のサンプリング周期を容易に制御することができる。

《負荷変動に対する第２のＰＷＭパルス追従制御形態》
第１のＰＷＭパルス追従制御形態では追従制御部４２はＣＰＵ２０が決めたキャリア周期の変更は行わないものとして説明した。第２のＰＷＭパルス追従制御形態では、負荷の急激な変動に対してサンプリング周期と共にキャリア周期の変更も可能にするものである。

図１０には負荷の急激な変動に対してサンプリング周期と共にキャリア周期を変更する場合の動作例が示される。負荷の急激な変動があったととき、図７のステップＳ４の処理で最初はキャリア周期を変更せずにフィードバック情報のサンプリング回数だけ増やす。それによってモータ制御が負荷変動に追従していないと判別されたとき（Ｓ３）、次のステップＳ４ではキャリア周期を長くすると共にサンプリング回数を増やして、追従の応答性を改善し易くしてもよい。

《負荷変動に対する第３のＰＷＭパルス追従制御形態》
第１のＰＷＭパルス追従制御形態では負荷の急激な変動の場合だけフィードバック情報のサンプリング周期を短くするものとして説明した。第３のＰＷＭパルス追従制御形態では、ＣＰＵ２０によるサンプリング周期の同期制御においてモータ負荷（モータ回転数）に応じてキャリア周期内のサンプリング回数を可変可能にするものである。

ＣＰＵ２０によるサンプリング周期の同期制御において、図１１に例示されるように、モータ回転の低速から中速ではキャリア周期の１周期に１回の割合でフィードバック情報をサンプリングし、モータ回転の高速ではキャリア周期の１周期に４回の割合でフィードバック情報をサンプリングする。ＣＰＵ２０の動作プログラムにしたがって、モータ回転に応じてサンプリング回数を決めればよい。高回転の状態で急激な負荷変動があったときはアクセラレータ２６によるサンプリング周期の同期制御によって、サンプリング周期を更に短くしてモータ回転を元に戻すＰＷＭ制御の応答性を改善する。

《負荷変動に対する第４のＰＷＭパルス追従制御形態》
第１のＰＷＭパルス追従制御形態ではＣＰＵ２０の制御負担を軽減することを最優先として追従制御部４２を採用して、専用の演算回路である座標変換部４０及び演算部４１ｄ，４１ｑの動作を制御させた。第４のＰＷＭパルス追従制御形態では、ＣＰＵ２０Ａにその制御だけでも負担させることができる余裕があることを前提として、当該制御をＣＰＵ２０Ａに実行させるものである。

この場合、図１２に例示されるように、演算回路２６Ａにおいて、追従制御部４２の制御機能と、負荷変動判定部４３の判定機能をＣＰＵ２０Ａが負担する。ＣＰＵ２０ＡはレジスタＲＧ１３ｉｑｍを介してモータ電流値ｉｑｍを参照可能にされる。座標変換部４０はＣＰＵ２０ＡからレジスタＲＧ１４ｓｙｎｃに設定される制御データによってそのときのキャリア周期とサンプリング周期が伝達されることによって必要なタイミングで座標変換を行う。当然であるが、負荷変動時にサンプリング周期を短くするためのレジスタＲＧ７ａｄｔに対する起動とリガの設定操作、それに応ずるレジスタＲＧ８ｇ、ＲＧ９ｇに対するゲインの設定操作はＣＰＵ２０Ａが行う。

尚、第４のＰＷＭパルス追従制御形態におけるその他の構成は第１のＰＷＭパルス追従制御形態と同様であり、その詳細な説明は省略する。第２乃至第３のＰＷＭパルス追従制御形態は第４のＰＷＭパルス追従制御形態にも適用可能である。

第４のＰＷＭパルス追従制御形態によれば、図６に代表されるように追従制御部４２を採用する場合に比べてフィードバック情報の取得周期の制御にＣＰＵ２０Ａの負担が増えるが、ＣＰＵ２０Ａのソフトウェアによって柔軟に対処することが可能になる。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えばアクセラレータを一例として説明した演算ユニットは汎用のＤＳＰ等の演算機能を全部又は一部流用して構成することも可能である。演算ユニットにおける集約する演算処理機能はフィルタ又は平均処理に限定されず、適宜変更可能である。走行面の状態検出情報は路面空の反射率の変化に限定されず、路面の凸凹に応ずる揺れなどを検出してもよい。モータ制御装置は１チップのマイクロコンピュータに限定されず、マルチチップの半導体モジュールなどであってもよい。モータ軸の回転角度検出はレゾルバを用いるものに限定されない。

本発明はＥＶ，ＨＶなどの自動車だけでなく、モータ駆動される列車、その他モータを駆動源とする機械器具に広く適用することができる。

１ モータ駆動装置
２ 交流モータ（ＭＴ）
３ トランスミッション
４ 車輪
５ レゾルバ
６ 車載ネットワーク
７ センサ（ＳＮＳＲ）
１０ インバータ
１１ プリドライバ
１２ レゾルバデジタルコンバータ
１３ マイクロコンピュータ（ＭＣＵ）
１４ 電流センサ
Ｉｖ，Ｉｗ モータ電流
Ｓｍｇ 励磁信号
Ｓｒｓ レゾルバ信号
Ｒｐ Ｕ，Ｖ，Ｗ層のモータ回転位相信号
２０，２０Ａ ＣＰＵ
２１ 内部メモリ（ＭＲＹ）
２２ ネットワークコントローラ（ＣＯＭ）
２３ ＰＷＭ回路（ＰＷＭ）
２４ ＡＤ変換器（ＡＤＣ）
２５ カウンタ（ＣＯＵＮＴ）
２６，２６Ａ アクセラレータ（ＡＣＣＬ）
２７ 内部バス
ｉｖ，ｉｗ モータ電流値
θ 電気角（モータのロータ位置を示すロータ回転角度値）
ｉｄ ｄ軸電流指令値
ｉｑ ｑ軸電流指令値
３０ｄ、３０ｑ 減算器
ｉｑｃ 現在のｄ軸電流値ｉｄｃ
ｉｑｃ 現在のｑ軸電流値
Δｉｄ，Δｉｑ 偏差
３２ｄ，３２ｑＰＩ演算器
Ｖｄ ｄ軸電圧指令
Ｖｑ ｑ軸電圧指令
３４ 座標変換部
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ ３相のモータ駆動電圧指令
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ ＰＷＭパルス信号
４０ 座標変換部
ｉｄｍ ｄ軸電流値
ｉｑｍ ｑ軸電流値
４１ｄ，４１ｑ 集約演算部
４６ 制御回路
４７ 演算回路

Claims (20)

1. 交流モータへ駆動電流を出力するインバータをＰＷＭパルス信号でスイッチ制御するためのＰＷＭ回路と、
   前記ＰＷＭパルス信号のデューティをフィードバック制御するＣＰＵと、
   フィードバック情報のサンプリング周期が可変にされていて、前記交流モータに所定の負荷変動を生じたときは前記ＰＷＭ回路のキャリア周期よりも短いサンプリング周期で取得された前記フィードバック情報を前記キャリア周期の１周期分の比較対象に集約するための所定の演算処理を行う演算ユニットとを有し、
   前記ＣＰＵは前記演算ユニットによる演算結果と前記駆動指令値とに基づいて前記所定の負荷変動を生じた後の前記ＰＷＭパルス信号のデューティを制御する、モータ制御装置。
2. 請求項１において、前記フィードバック情報は交流モータからフィードバックされる電流をＡＤ変換して得られるモータ電流値と前記交流モータのロータ位置から得られるロータ回転角度値である、モータ制御装置。
3. 請求項２において、前記制御ユニットは、前記交流モータに所定の負荷変動を生じたときフィードバック情報のサンプリング周期を可変に制御する制御回路と、前記所定の演算処理を行う演算回路とを有し、
   前記制御回路は、前記交流モータに所定の負荷変動を生じているか否かを判定し、生じていると判別したときは、前記交流モータの制御が負荷変動に追従するまで前記フィードバック情報を取得する周期を短くし、前記交流モータの制御が負荷変動に追従したとき前記フィードバック情報を取得する周期を基準値に戻す制御を行う、モータ制御装置。
4. 請求項３において、前記ＣＰＵは前記フィードバック情報を取得する周期を初期設定し、前記制御回路は初期設定された前記周期を制御対象とする、モータ制御装置。
5. 請求項５において、前記制御回路は前記所定の負荷変動を前記ロータ回転角度値又はモータ電流値から感知する、モータ制御装置。
6. 請求項４において、前記制御回路は更に前記交流モータの回転力を受ける走行面の状態検出情報から前記所定の負荷変動を予知する、モータ制御装置。
7. 請求項３において、前記演算回路による所定の演算処理は、前記モータ電流値とロータ回転角度値を２相電流値に変換する座標変換処理と、座標変換された２相電流値に対するフィルタ演算処理又は平均演算処理とを含む、モータ制御装置。
8. 請求項７において、前記制御回路は更に、前記フィードバック情報を取得する周期を短く設定するとき前記演算回路における前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを必要に応じて変更し、前記フィードバック情報を取得する周期を基準値に戻すとき前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを初期値に戻す制御を行う、モータ制御装置。
9. 請求項８において、前記ＣＰＵは前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを初期設定し、前記制御回路は初期設定された前記ゲインを制御対象とする、モータ制御装置。
10. 請求項７において、前記制御回路は、前記フィードバックされる電流のＡＤ変換処理のＡＤ変換起動トリガ間隔、及び前記ロータ回転角度値の前記演算回路への取り込み間隔を制御することによって、前記フィードバック情報を取得する周期を決定する、モータ制禦装置。
11. 請求項２において、前記制御ユニットは前記所定の演算処理を行う演算回路を有し、
    前記ＣＰＵは、フィードバック情報のサンプリング周期を可変に制御し、前記交流モータに所定の負荷変動を生じているか否かを判定し、生じていると判別したときは、前記交流モータの制御が負荷変動に追従するまで前記フィードバック情報を取得する周期を短くし、前記交流モータの制御が負荷変動に追従したとき前記フィードバック情報を取得する周期を基準値に戻す、モータ制御装置。
12. 請求項１１において、前記ＣＰＵは前記所定の負荷変動を前記ロータ回転角度値又はモータ電流値から感知する、モータ制御装置。
13. 請求項１２において、前記ＣＰＵは更に前記交流モータの回転力を受ける走行面の状態検出情報から前記所定の負荷変動を予知する、モータ制御装置。
14. 請求項１１において、前記演算回路による所定の演算処理は、前記モータ電流値とロータ回転角度値を２相電流値に変換する座標変換処理と、座標変換された２相電流値に対するフィルタ演算処理又は平均演算処理とを含む、モータ制御装置。
15. 請求項１４において、前記ＣＰＵは前記フィードバック情報を取得する周期を短く設定するとき前記演算回路における前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを必要に応じて変更し、前記フィードバック情報を取得する周期を基準値に戻すとき前記フィルタ演算処理又は前記平均演算処理のゲインを初期値に戻す制御を行う、モータ制御装置。
16. 請求項１４において、前記ＣＰＵは、前記フィードバックされる電流のＡＤ変換処理のＡＤ変換起動トリガ間隔、及び前記ロータ回転角度値の前記演算回路への取り込み間隔を制御することによって、前記フィードバック情報の取得周期を決定する、モータ制禦装置。
17. 請求項１において、シリコン基板に半導体集積回路化されたマイクロコンピュータによって構成された、モータ制御装置。
18. 車両走行用の交流モータを駆動するモータ駆動装置であって、前記交流モータにモータ電流を供給するインバータと、駆動指令値に基づいて前記インバータが出力するモータ電流をフィードバック制御するモータ制御装置とを有し、
    前記モータ制御装置は、前記インバータをＰＷＭパルス信号でスイッチ制御するＰＷＭ回路と、
    前記ＰＷＭパルス信号のデューティをフィードバック制御するＣＰＵと、
    フィードバック情報のサンプリング周期が可変にされていて、前記交流モータに所定の負荷変動を生じたときは前記ＰＷＭ回路のキャリア周期よりも短いサンプリング周期で取得された複数の前記フィードバック情報を前記キャリア周期の１周期分の比較対象に集約するための所定の演算処理を行う演算ユニットとを有し、
    前記ＣＰＵは前記演算ユニットによる演算結果と前記駆動指令値とに基づいて前記所定の負荷変動を生じた後の前記ＰＷＭパルス信号のデューティを制御する、モータ駆動装置。
19. 請求項１８において、前記フィードバック情報は前記交流モータからフィードバックされる電流をＡＤ変換して得られるモータ電流値と前記交流モータのロータ位置から得られるロータ回転角度値である、モータ駆動装置。
20. 請求項１９において、前記制御ユニットは、前記交流モータに所定の負荷変動を生じたときフィードバック情報のサンプリング周期を可変に制御する制御回路と、前記所定の演算処理を行う演算回路とを有し、
    前記制御回路は、前記交流モータの所定の負荷変動を生じているか否かを判定し、生じていると判別したときは、前記交流モータの制御が負荷変動に追従するまで前記フィードバック情報を取得する周期を短くし、前記交流モータの制御が負荷変動に追従したとき前記フィードバック情報を取得する周期を基準値に戻す制御を行う、モータ駆動装置。

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