JPWO2013065150A1 - 電力変換装置の駆動装置および電力変換装置の駆動方法 - Google Patents

Abstract

ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子３を有する電力変換装置９を駆動する駆動装置１５であって、スイッチング素子３をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成するＰＷＭ信号出力部１１と、スイッチング素子３をオフからオンへ変化させる場合に、駆動信号の変化率を低減させるオン速度低減部１３と、スイッチング素子３をオンからオフへ変化させる場合に、高速にかつオフからオンへの変化時よりも高い電荷吸出能力でスイッチング素子３から電荷を吸出するオフ速度改善部１４と、を備える。

Description

本発明は、電力変換装置の駆動装置および電力変換装置の駆動方法に関する。

電力変換装置等で用いられるスイッチング素子（半導体素子）を駆動する技術として、半導体素子のゲート容量を積極的に利用して部品点数の少ない簡易な構成とするゲート駆動回路を構成する技術がある（例えば、下記特許文献１参照）。この技術では、容量と抵抗器を並列接続したゲート駆動回路をゲートとスイッチング出力回路間に挿入して、半導体素子のゲート容量Ｃｉｓと前記容量Ｃｇとの関係を（オン時のスイッチング制御回路出力電圧）×（Ｃｇ／（Ｃｇ＋Ｃｉｓ））≧（閾値電圧）とし、ゲート駆動回路の抵抗器はゲート駆動型半導体素子のゲートへ伝導度変調に見合った電流を供給する。これにより、スイッチング制御回路の出力電圧が適切に分圧印加されて、半導体素子のゲート端子に印加され、部品点数の少ない簡易な回路構成のゲート駆動回路を実現する。

また、ターンオン時にタイマによる一定期間、定常時の印加電圧より低い電圧を印加する回路を用いる、またはゲート駆動回路の出力段の一対のスイッチ素子にスイッチング時間が異なるものを用いることにより、半導体素子のゲートに加える電圧を比較的低電圧として還流ダイオードの逆回復電流を低減する技術もある（例えば、下記特許文献２参照）。

また、ゲートーエミッタ間に接続されたコンデンサによりターンオン時は徐々にゲート電圧が上昇しターンオフ時はコンデンサが作用せずにｄｖ／ｄｔが緩やかになることなくスイッチング損失を増加させない技術もある（例えば、下記特許文献３参照）。

特開２０１０−５１１６５号公報 特開平２−１７９２６２号公報 特開２００２−３０００１６号公報

上記特許文献１の技術では、高速にゲート電圧を立ち上げることでスイッチング速度を早くし、スイッチング損失を低減させている。これに対し、上記特許文献２の技術ではターンオン時に比較的低い電圧でオンさせることで還流ダイオードの逆阻止能力を回復させる、すなわちスイッチングを緩やかに行うことで、ノイズを低減している。したがって、上記特許文献１の技術と上記特許文献２の技術は相反するため、スイッチング損失低減とスイッチングノイズ低減は同時に実現することができないという問題があった。

また、上記特許文献３では、ターンオン時のみ緩やかにゲート電圧を上昇させることでターンオフ時のスイッチング損失増加を解決する技術が開示されている。しかしながら、この技術は、ターンオフ速度を高速化する必要がなくスイッチング素子自体の等価容量によるリンギングノイズが発生しない従来材料であるシリコンのスイッチング素子での解決手段である。このため、例えばワイドバンドギャップ半導体のように、高速スイッチングを行うことによりリンギングノイズを抑える必要があるスイッチング素子を用いる場合に、リンギングノイズを低減することはできない。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高速スイッチングを行う場合に、ターンオン時およびターンオフ時のリンギングを抑制することができる電力変換装置の駆動装置および電力変換装置の駆動方法を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を有する電力変換装置を駆動する駆動装置であって、前記スイッチング素子をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成するＰＷＭ信号出力部と、前記スイッチング素子をオフからオンへ変化させる場合に、前記駆動信号の変化率を低減させるオン速度低減部と、前記スイッチング素子をオンからオフへ変化させる場合に、高速にかつオフからオンへの変化時よりも高い電荷吸出能力でスイッチング素子から電荷を吸出するオフ速度改善部と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、ターンオン時およびターンオフ時のリンギングを抑制することができる、という効果を奏する。

図１は、本発明にかかる電力変換装置の駆動装置の構成例を示す図である。 図２は、ワイドバンドギャップ半導体と従来のシリコン半導体との比較を示す図である。 図３は、ワイドバンドギャップ半導体における浮遊容量の概念を示す図である。 図４は、実施の形態の動作例を示す図である。 図５は、オン速度低減部１３としてＬＣＲ回路を用いた場合のステップ応答波形の一例を示す図である。 図６は、所定の波形と駆動信号のＡＮＤをとるオン速度低減部の構成例を示す図である。 図７は、図６の構成例の動作波形の一例を示す図である。 図８は、電力変換装置の別の構成例を示す図である。 図９は、図８の構成例のスイッチング素子の波形の一例を示す図である。 図１０は、電力変換装置のさらに別の構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる電力変換装置の駆動装置および電力変換装置の駆動方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態．
図１は、本発明にかかる電力変換装置の駆動装置の構成例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置の駆動装置（駆動装置）１５は、電力変換装置９を駆動する。電力変換装置９は、直流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３、逆阻止ダイオード４、平滑コンデンサ５、負荷６および抵抗７，８を備える。駆動装置１５は、ＰＷＭ信号出力部１１、ゲート駆動部１２、オン速度低減部１３およびオフ速度改善部１４を備える。電力変換装置９の構成は一例であり、スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体を用いる構成であれば図１の構成に限定されない。

本実施の形態の電力変換装置９および駆動装置１５は、例えば、空気調和機等における圧縮機に用いられる。圧縮機等に用いる場合には、負荷６は、例えば誘導性負荷である。本実施の形態の電力変換装置９および駆動装置１５は、これに限らず、冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などへの適用も可能である。更に言えば、家電製品だけでなく、エレベータやエスカレータ、工場設備用モータ駆動インバータ、電鉄インバータ、電気自動車やハイブリッド自動車などの産業機器向けモータ駆動インバータにも適用可能である。

スイッチング素子３は、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体で構成される。ワイドバンドギャップ半導体は、例えば、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）系材料、またはダイヤモンドなどの材料で形成される。ワイドバンドギャップ半導体は、高速動作可能、低損失、耐熱性改善などの特徴を持つ新しい半導体デバイスとして脚光を浴びる半導体である。

一方、半導体の材料・素材の革新により、上述のワイドバンドギャップ半導体を用いることによりスイッチング素子の性能が改善されて特にスイッチング素子の動作速度が格段に高速化したため、新たな課題が発生している。高速スイッチングが可能となる前の従来技術においては、配線インピーダンスの影響が課題となっていたがこの課題を解決するための対策は可能であった。これに対し、高速スイッチングが可能となった場合、従来の対策は適用できず、配線インピーダンスの影響が大きな課題となっている。

図２は、ワイドバンドギャップ半導体と従来のシリコン半導体との比較を示す図である。図２（ａ）は、従来のシリコン半導体をスイッチング素子として用いた場合の動作波形を示し、図２（ｂ）はワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子として用いた場合の動作波形を示す。両図とも横軸に時間をとり、上から順に、スイッチング素子両端電圧、スイッチング素子電流、スイッチング素子駆動電流を示している。

ワイドバンドギャップ半導体を用いる場合、シリコン半導体を用いる場合よりもスイッチングによる遷移時間Ｔ１、Ｔ２は短くなるため、高速スイッチングが実現でき、高周波駆動が実現できる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、この遷移時間が短いため、高周波駆動してもスイッチング損失が発生せず、高周波駆動に適した半導体と言われている。

一方、図１中のＡ点、Ｂ点、Ｃ点には、図示していないが、配線インダクタンス成分が存在する。このインダクタンス成分は、数ｎＨと非常に小さくなるよう設計されており、従来のシリコン半導体であれば問題にならないレベルである。しかし、配線インダクタンスはＬ成分であるため、周波数が上昇すると、ｊωＬで表されるインピーダンスは上昇する。なお、ωは角周波数（ω＝２πｆ：ｆは周波数）、ｊは虚数単位とする。

ワイドバンドギャップ半導体の場合、スイッチング素子の端子間の浮遊容量と呼ばれるキャパシタンス成分が従来のシリコン半導体よりも１〜２桁程度大きくなる。図３は、ワイドバンドギャップ半導体における浮遊容量の概念を示す図である。図３の点線で示したキャパシタンス１６−１〜１６−３は、浮遊容量となる回路図には無いキャパシタンスを示している。

さらに、ワイドバンドギャップ半導体では、この浮遊容量と呼ばれるキャパシタンスと配線インダクタンスによるＬＣ共振が、図２に示すように従来のシリコン半導体で構成した電力変換装置よりも高周波なリンギングとして発生する。尚、従来のシリコン半導体の場合、逆阻止の回復遅れにより、リカバリー電流が発生していた。これに対し、ワイドバンドギャップ半導体の場合、逆回復は早くリカバリー電流は発生していないが、半導体の等価容量が大きくなり、ＬＣ共振によりリンギングが発生する。

特に、スイッチング素子に流れる電流に重畳するリンギング電流はノイズ発生源となり、このリンギングによって回路から電界が放射されたり、交流電源へ伝導したりする。このため、図２に示すスイッチングの遷移時間Ｔ１、Ｔ２を長くするなどいった方策によりノイズ抑制を行う必要があるが、単純に遷移時間を長くするだけではワイドバンドギャップ半導体の高速スイッチングの特性を活かせなくなる。

そこで本実施の形態では、以下に示す動作を実施することで、ワイドバンドギャップ半導体の高速スイッチング、低損失の特長を活かしつつ、配線インダクタンスとワイドバンドギャップ半導体の等価容量とのＬＣ共振によるリンギングのノイズ低減を実現する。

図１に示す電力変換装置９は、一般的に昇圧型のＤＣ（Direct Current）／ＤＣ電力変換装置である。スイッチング素子３をオンすると、リアクタ２とスイッチング素子３を介して直流電源１を短絡することとなり、リアクタ２に電荷が貯えられる。スイッチング素子３をオフするとリアクタ２に貯えられた電荷が逆阻止ダイオード４を介してコンデンサ５へ流入し、コンデンサ５の両端電圧が上昇する。

ワイドバンドギャップ半導体のスイッチング素子３がオンする際、平滑コンデンサ５から逆阻止ダイオード４を通じて逆流電流が流れる。この逆阻止ダイオード４もワイドバンドギャップ半導体であれば、この逆流電流も微少量で逆阻止ダイオード４がオフされる。本来、ダイオード４がオフされたことでリカバリー電流が無くなり、ノイズも発生しないが、等価容量と配線インダクタンスによるＬＣ共振が、特にこの電流の流れなくなった経路（図１のＢ点）にて発生する。

ＬＣ共振は、コンデンサとコンデンサとの間にインダクタンスが存在している場合に発生する。従って、逆阻止ダイオード４とスイッチング素子３のワイドバンドギャップ半導体による等価容量とその間にある配線インダクタンス、図１のＢ点とＣ点、がＬＣ共振の発生源となる。このＬＣ共振によるリンギングによるエネルギーによってノイズが発生する。

そこで、図１に示すように、本実施の形態の駆動装置１５では、ＰＷＭ信号出力部１１とゲート駆動部１２を備えるだけでなく、オン速度低減部１３を備える。上記特許文献１に示されるように還流ダイオード等の逆回復のためにスイッチングを緩やかに実施するのではなく、本実施の形態では、ＬＣ共振が発生しないようにオン速度を落としてスイッチングさせる。

スイッチング素子３にステップ状の変化を与えると、図１中のＢ点、Ｃ点に減衰項となる抵抗成分が小さいため、ＬＣ共振が振動したまま継続し、リンギングとなる。このリンギングを抑制するためには、抵抗成分などを挿入すればよいが、挿入する対策部品による損失が発生し、ワイドバンドギャップ半導体の特徴を十分に活用できない。このため、電力変換装置９のパワー回路中に対策部品を挿入することは望ましくない。

そこで、本実施の形態では、スイッチング素子３の変化をステップ状の変化としないような動作信号に制御するよう駆動装置１５を構成する。図４は、本実施の形態の動作例を示す図である。ＰＷＭ信号出力部１１は、従来と同様に電力変換装置９のスイッチング信号を駆動するためのＰＷＭ信号を生成して出力する。図４の上段は、ＰＷＭ信号出力部１１から出力されるＰＷＭ信号（駆動信号）の一例を示している。図４の中段は、スイッチング素子３のＧ（ゲート）−Ｓ（ソース）間の端子間電圧を示し、図４の下段は、スイッチング素子３の電流を示している。

図４に示すようにＰＷＭ信号出力部１１から出力されたスイッチング素子３の駆動信号のオンタイミングを示す立ち上がりエッジに対応して、スイッチング素子３のＧ−Ｓ間電圧が変化するが、この際、オフからオンに変化する前後だけ緩やかに、換言するとＳ字を描くようにＧ−Ｓ間電圧を変化させる。

高速で動作するワイドバンドギャップ半導体もトランジスタ構造を採用しているため、図４のようにＧ−Ｓに電圧を与えることにより、スイッチング素子３の電流は緩やかに立ち上がる。さらにワイドバンドギャップ半導体の特徴である高速スイッチングが、立上がり後に実現され、低いスイッチング損失を維持できる。さらに、スイッチング遷移時間の最終段階で緩やかな変化でスイッチング動作を終了させることで、スイッチング素子３の変化をステップ状の急な変化を抑制し、リンギングの原因となるステップ応答エネルギーを遮断する。以上のようなターンオン動作をさせる駆動装置１５を構成することでリンギングを低減し、ワイドバンドギャップ半導体で課題となる発生ノイズを低減できる。

以上述べたターンオン動作を実現する回路の一例を、図１にオン速度低減部１３として示している。図１に示したオン速度低減部１３は、ＬＣＲ（コイルＬ、コンデンサＣ、抵抗Ｒ）によるローパスフィルタとして構成している。すなわち、ＬＣを用いることで遷移時間の立ち上がりおよび終了直前の変化を緩やかな変化にし、ＬＣ共振で発生するオーバーシュートをＲで減衰させる構成の回路である。

図５は、オン速度低減部としてＬＣＲ回路を用いた場合のステップ応答波形の一例を示す図である。図５では、一例として、Ｒ＝１５Ω、Ｌ＝２ｍＨ、Ｃ＝２２ｕＦとした時のステップ応答波形を示しており、波形２１は入力を示し、波形２２は出力を示している。ＬＣＲによるローパスフィルタ用いることにより、遷移時間の開始直後と終了間際が緩やか（変化率が低くなっている）になっていることがわかる。

図１に示したオン速度低減部１３の構成例は、回路のハードウェア（Ｈ／Ｗ）を用いて図４に示したＧ−Ｓ間電圧を実現するものであるが、オン速度低減部１３の実装方法は図１の例に限定されない。例えば、所定の波形と駆動信号のＡＮＤをとるような構成としてもよい。図６は、所定の波形と駆動信号のＡＮＤをとるオン速度低減部１３ａの構成例を示す図であり、図７は、その動作波形の一例を示す図である。図７の括弧内の文字（Ｄ〜Ｈ）に対応する波形は、それぞれ図６の対応する文字で示して位置での波形を示している。

図６のＤ点からはＰＷＭ信号（駆動信号）が出力される。図６のＥ点はＤ点と同波形となり、この波形が図７の（Ｄ）である。図６のＥ点からＦ点まで伝達する際、ＣＲローパスフィルタがあり、図７の（Ｆ）のように立ち上がりエッジが緩やかなカーブとなる波形に変化する。波形生成部１７は、図７の（Ｇ）に示す所定の波形（ここでは鋸波とする）を生成する。比較器１８は、波形生成部１７が生成した鋸波と駆動信号を比較して出力し、ＡＮＤ回路１９は、比較器１８から出力される信号と駆動信号とのＡＮＤをとった結果（図７の（Ｈ））を出力する。なお、波形生成部１７が生成する波形は、鋸波に限らず、同様の効果が得られる波形であればどのような波形であってもよい。

図７（Ｈ）の波形は、ワイドバンドギャップ半導体の場合高速応答する可能性もあるが、ゲート抵抗８およびスイッチング素子３のＧ−Ｓ間の等価容量によるフィルタで滑らかになる程度に高速な鋸波であれば、この場合も緩やかなゲート駆動を実現できる。更に言えば、ＰＷＭ信号出力部１１から直接ＡＮＤ回路１９へ出力してもなんら問題ない。ＰＷＭ信号出力部１１から直接ＡＮＤ回路１９へ出力することでさらにＳ字形状の立ち上がり特性を細かく設定できる。

以上のように、図１に示したオン速度低減部１３の代わりに、図６の図１に示したオン速度低減部１３ａを備えた駆動装置１５ａを図１の駆動装置１５の代わりに用いることができる。図６に示した構成では、図１の構成例に比べコイルＬを削減することができ、パッケージ化する際に小型化することができる。

つぎに、ターンオフ時について述べる。ターンオフ時もスイッチング素子３の等価容量によるＬＣ共振のリンギングが発生するが、ターンオン時よりもリンギング量は少ない。ターンオン時と異なるのは、スイッチング素子３に逆並列にダイオードが接続されていることによる。スイッチング素子３と逆阻止ダイオード４との間で発生するＬＣ共振は、スイッチング素子３がオフしても、スイッチング素子３の逆並列ダイオード−逆阻止ダイオード４−平滑コンデンサ５の方向でだけであるが、電流経路が形成され、平滑コンデンサ５への充電による減衰作用が発生する。

さらに、スイッチング素子３および逆阻止ダイオード４の等価容量によるＬＣ共振であるため、スイッチング素子３のゲートから電荷を引き出す（吸出する）際に、同時にこの等価容量からも電荷が引き出される。このことからもワイドバンドギャップ半導体を用いる場合には、ターンオンよりもターンオフ時の電流容量の高いことが駆動装置１５に要求される。本実施の形態では、さらにスイッチング素子３から電荷を高速に引き出すオフ速度改善部１４を用いてターンオフ動作することでＬＣ共振によるリンギングの発生源とも言うべき電荷をスイッチング素子の等価容量から引き出し、リンギングを抑制する。

従って、ターンオフ時は、ターンオン時と異なり、高速でかつターンオン時よりも高い電荷吸出能力を持つ駆動装置が必要であり、このために図１の駆動装置１５はオフ速度を改善するオフ速度改善部１４を備えている。図１のオフ速度改善部１４は、例えばＰＮＰトランジスタなどを用いて電荷を高速に引き出すような回路を構成する。これによりオフ速度改善部１４はスイッチング損失だけでなく、リンギングによるノイズ低減も同時に実現できる。このような回路構成の場合、図４に示すように電荷を引き出すターンオフ時だけ、ゲート駆動部１２のＰＮＰトランジスタが並列接続された形となるのでターンオフ時のスイッチング素子電流は急峻に低減される。

ゲート駆動部１２で電荷を充分引き出せれば問題ないが、ゲート駆動部１２がトーテムポールやＣ（Complementary）−ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）構造であった場合、上下のトランジスタの性能は一致させておくことが必要である。従って、この場合ターンオン側まで電荷供給量が多くなるとターンオン時のリンギングが増加してしまう。そこで、オフ速度改善部１４のようにターンオフ時だけ高速化を補償するような回路を有することがワイドバンドギャップ半導体の駆動装置としては適切であり、ワイドバンドギャップの特徴を損なうことなく、高速スイッチングによるノイズの発生を抑制できる。

図８は、電力変換装置の別の構成例を示す図である。図８に示した電力変換装置は、交流電源３１、ダイオード３２−１〜３２−６、コイル３３−１，３３−２、スイッチング素子３４，３５、平滑コンデンサ３６、負荷３７を備える交流直流変換装置である。図１の電力変換装置９の代わりに図８の電力変換装置を用いることができる。

図８の交流直流変換装置は、２つのスイッチング素子３４，３５の位相を反転させて図９に示すような波形で動作させることでスイッチングによるリップル電流を低減する。図９（ａ）は、図８のスイッチング素子３４での動作による電流波形の一例を示し、図９（ｂ）は、スイッチング素子３５での動作による電流波形の一例を示している。図９（ｃ）は、図９（ａ）の波形と図９（ｂ）の波形の合成電流波形を示している。合成することによりスイッチング素子３４，３５の動作の２倍のリップルになり、等価的に２倍の周期で動作することとなる。

従って、ワイドバンドギャップ半導体のように高速で動作させて、さらにその２倍の周波数の電流リップルが交流電源に流れ出すことで小型のチョークコイルなどで対策可能となり、変圧器などの設備機器への影響を軽減できる。また、図８は２つのスイッチング素子で記載しているが、スイッチング素子の数は２つに限ったことではなく、３つ以上であってもよい。スイッチング素子の個数をｎ個とすると、３６０／ｎの位相差で動作させることで上記の効果を逸脱することなく実現できる。

図１０は、電力変換装置のさらに別の構成例を示す図である。図１０に示す電力変換装置は、電源４１、平滑コンデンサ４２、抵抗４３およびスイッチング部４４を備えている。スイッチング部４４は、６個のスイッチング素子で構成される。このような構成の電力変換装置において、スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体を適用した場合、上述の駆動装置１５を用いて駆動することでワイドバンドギャップ半導体の特徴を損なうことなく、ノイズを低減できる。これは、ワイドバンドギャップ半導体を用いている場合には、ワイドバンドギャップ半導体の等価容量と配線インダクタンスとのＬＣ共振によりリンギングがノイズの原因であり、従来の引用例のような逆回復によるリカバリー電流によるノイズ発生とメカニズムが異なるためである。

このように、本実施の形態では、駆動信号のターンオン時の遷移時間の立ち上がりおよび終了直前の変化を緩やかにするオン速度低減部１３と、ターンオフ時に電荷を高速に引き出すオフ速度改善部１４と、を備えるようにした。このため、ワイドバンドギャップ半導体を用いた高速スイッチングを行う電力変換装置を駆動する場合に、ターンオン時およびターンオフ時のリンギングを抑制することができる。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置の駆動装置は、ワイドバンドギャップ半導体を適用できる電力変換装置、所謂、交流直流変換、直流直流変換、直流交流変換、交流交流変換などの電力変換装置を駆動する装置に適している。特に、コンバータやインバータなどに利用でき、ワイドバンドギャップ半導体の適用することによる省エネを実現しつつ、高速スイッチングで発生するノイズを低減できる駆動装置を提供するものである。空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などへの適用も可能である。更に言えば、家電製品だけでなく、エレベータやエスカレータ、工場設備用モータ駆動インバータ、電鉄インバータ、電気自動車やハイブリッド自動車などの産業機器向けモータ駆動インバータにも適用可能である。

１，４１ 電源
２ リアクタ
３，３４，３５ スイッチング素子
４ 逆阻止ダイオード
５，３６，４２ 平滑コンデンサ
６，３７ 負荷
７，８，４３，Ｒ 抵抗
１１ ＰＷＭ信号出力部
１２ ゲート駆動部
１３ オン速度低減部
１４ オフ速度改善部
１５ 電力変換装置の駆動装置
１６−１〜１６−３ キャパシタンス
１７ 波形生成部
１８ 比較器
１９ ＡＮＤ回路
３１ 交流電源
３２−１〜３２−６ ダイオード
３３−１，３３−２，Ｌ コイル
４４ スイッチング部
Ｃ コンデンサ
２１，２２ 波形

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を有する電力変換装置を駆動する駆動装置であって、前記スイッチング素子をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成するＰＷＭ信号出力部と、前記スイッチング素子をオフからオンへ変化させる場合に、前記スイッチング素子のオフからオンの動作遷移時間の開始直後と完了直前での前記駆動信号の変化率を、前記開始直後および前記完了直前を除く前記動作遷移時間での前記駆動信号の変化率より低減させるオン速度低減部と、前記スイッチング素子をオンからオフへ変化させる場合に、オフからオンへの変化時よりも高い電荷吸出能力でスイッチング素子から電荷を吸出するオフ速度改善部と、を備えることを特徴とする。

また、上記特許文献３では、ターンオン時のみ緩やかにゲート電圧を上昇させることでターンオフ時のスイッチング損失増加を解決する技術が開示されている。しかしながら、この技術は、ターンオン速度を高速化する必要がなくスイッチング素子自体の等価容量によるリンギングノイズが発生しない従来材料であるシリコンのスイッチング素子での解決手段である。このため、例えばワイドバンドギャップ半導体のように、高速スイッチングを行いつつリンギングノイズを抑える必要があるスイッチング素子を用いる場合に、リンギングノイズを低減することはできない。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を有する電力変換装置を駆動する駆動装置であって、前記スイッチング素子をＰＷＭ駆動するための第１の駆動信号を生成するＰＷＭ信号出力部と、前記第１の駆動信号が入力され、前記第１の駆動信号に基づいて、前記スイッチング素子をオフからオンへ変化させる場合に、前記スイッチング素子のオフからオンの動作遷移時間の開始直後と完了直前での時間変化率を、前記開始直後および前記完了直前を除く前記動作遷移時間での時間変化率より低減させた第２の駆動信号を生成し、前記第２の駆動信号を出力するオン速度低減部と、前記スイッチング素子をオンからオフへ変化させる場合に、オフからオンへの変化時よりも高い電荷吸出能力でスイッチング素子から電荷を吸出するオフ速度改善部と、を備え、前記第２の駆動信号を前記スイッチング素子に印加する。

図１に示す電力変換装置９は、一般的に昇圧型のＤＣ（Direct Current）／ＤＣ電力変換装置である。スイッチング素子３をオンすると、リアクタ２とスイッチング素子３を介して直流電源１を短絡することとなり、リアクタ２に電荷が貯えられる。スイッチング素子３をオフするとリアクタ２に貯えられた電荷が逆阻止ダイオード４を介して平滑コンデンサ５へ流入し、平滑コンデンサ５の両端電圧が上昇する。

そこで、図１に示すように、本実施の形態の駆動装置１５では、ＰＷＭ信号出力部１１とゲート駆動部１２を備えるだけでなく、オン速度低減部１３を備える。上記特許文献２に示されるように還流ダイオード等の逆回復のためにスイッチングを緩やかに実施するのではなく、本実施の形態では、ＬＣ共振が発生しないようにオン速度を落としてスイッチングさせる。

そこで、本実施の形態では、スイッチング素子３の変化をステップ状の変化としないような動作信号に制御するよう駆動装置１５を構成する。図４は、本実施の形態の動作例を示す図である。ＰＷＭ信号出力部１１は、従来と同様に電力変換装置９のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成して出力する。図４の上段は、ＰＷＭ信号出力部１１から出力されるＰＷＭ信号（駆動信号）の一例を示している。図４の中段は、スイッチング素子３のＧ（ゲート）−Ｓ（ソース）間の端子間電圧を示し、図４の下段は、スイッチング素子３の電流を示している。

以上のように、図１に示したオン速度低減部１３の代わりに、図６に示したオン速度低減部１３ａを備えた駆動装置１５ａを図１の駆動装置１５の代わりに用いることができる。図６に示した構成では、図１の構成例に比べコイルＬを削減することができ、パッケージ化する際に小型化することができる。

図８の交流直流変換装置は、２つのスイッチング素子３４，３５の位相を反転させて図９に示すような波形で動作させることでスイッチングによるリップル電流を低減する。図９（ａ）は、図８のスイッチング素子３４での動作による電流波形の一例を示し、図９（ｂ）は、スイッチング素子３５での動作による電流波形の一例を示している。図９（ｃ）は、図９（ａ）の波形と図９（ｂ）の波形の合成電流波形を示している。合成することによりスイッチング素子３４，３５の動作の２倍のリップルになり、等価的に１／２倍の周期で動作することとなる。

Claims (9)

1. ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を有する電力変換装置を駆動する駆動装置であって、
   前記スイッチング素子をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成するＰＷＭ信号出力部と、
   前記スイッチング素子をオフからオンへ変化させる場合に、前記駆動信号の変化率を低減させるオン速度低減部と、
   前記スイッチング素子をオンからオフへ変化させる場合に、高速にかつオフからオンへの変化時よりも高い電荷吸出能力でスイッチング素子から電荷を吸出するオフ速度改善部と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置の駆動装置。
2. 前記オン速度低減部は、前記スイッチング素子のオフからオンの動作遷移時間の開始直後と完了直前で前記駆動信号の変化率を低減させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
3. 前記オン速度低減部は、前記スイッチング素子の等価容量によるＬＣ共振で発生するリンギングを抑制するよう前記変化率を低減させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
4. 前記オフ速度改善部は、前記スイッチング素子のオンからオフの変化に対し、前記スイッチング素子の等価容量に充電された電荷を放電させる、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
5. 前記オフ速度改善部は、前記スイッチング素子のオンからオフの変化させる場合にオフからオンへの変化時よりも電荷移動量を多くするよう電荷を吸出する、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
6. 前記電力変換装置は前記スイッチング素子を複数備え、複数の前記スイッチング素子はそれぞれ互いに位相を変えて駆動される、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
7. 前記電力変換装置は、誘導性負荷を負荷として接続された直流交流電力変換装置であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
8. 前記電力変換装置は圧縮機を制御する、ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置の駆動装置。
9. ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を有する電力変換装置を駆動する駆動方法であって、
   前記スイッチング素子をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成するＰＷＭ信号出力ステップと、
   前記スイッチング素子をオフからオンへ変化させる場合に、前記駆動信号の変化率を低減させるオン速度低減ステップと、
   前記スイッチング素子をオンからオフへ変化させる場合に、高速にかつオフからオンへの変化時よりも高い電荷吸出能力でスイッチング素子から電荷を吸出するオフ速度改善ステップと、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の駆動方法。

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