WO2013065150A1 - 電力変換装置の駆動装置および電力変換装置の駆動方法 - Google Patents

電力変換装置の駆動装置および電力変換装置の駆動方法 Download PDF

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倫雄 山田
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Definitions

  • the present invention relates to a drive device for a power converter and a drive method for the power converter.
  • the resistor of the gate drive circuit supplies a current commensurate with the conductivity modulation to the gate of the gate drive semiconductor element.
  • the output voltage of the switching control circuit is appropriately divided and applied to the gate terminal of the semiconductor element, thereby realizing a gate drive circuit having a simple circuit configuration with a small number of components.
  • JP 2010-511165 A Japanese Patent Laid-Open No. 2-179262 JP 2002-300016 A
  • Patent Document 3 a technique for solving an increase in switching loss at turn-off by gradually increasing the gate voltage only at turn-on is disclosed.
  • this technique is a solution for a silicon switching element which is a conventional material that does not require a high turn-off speed and does not generate ringing noise due to the equivalent capacitance of the switching element itself. For this reason, ringing noise cannot be reduced when using a switching element that needs to suppress ringing noise by performing high-speed switching, such as a wide band gap semiconductor.
  • the present invention has been made in view of the above, and obtains a power converter drive device and a power converter drive method capable of suppressing ringing at turn-on and turn-off when performing high-speed switching. For the purpose.
  • the present invention is a drive device for driving a power conversion device having a switching element formed of a wide band gap semiconductor, and driving the PWM switching device.
  • a PWM signal output unit that generates a signal
  • an on-speed reduction unit that reduces a change rate of the drive signal when the switching element is changed from off to on, and a case where the switching element is changed from on to off.
  • an off-speed improving unit that sucks out charges from the switching element at a high speed and with a higher charge sucking ability than when changing from off to on.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a drive device of a power conversion device according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a comparison between a wide band gap semiconductor and a conventional silicon semiconductor.
  • FIG. 3 is a diagram showing the concept of stray capacitance in a wide band gap semiconductor.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an operation example of the embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a step response waveform when an LCR circuit is used as the on-speed reduction unit 13.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of an on-speed reduction unit that takes an AND of a predetermined waveform and a drive signal.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of operation waveforms of the configuration example of FIG.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating another configuration example of the power conversion device.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a waveform of the switching element of the configuration example of FIG.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a drive device of a power conversion device according to the present invention.
  • the drive device (drive device) 15 of the power conversion device of the present embodiment drives the power conversion device 9.
  • the power conversion device 9 includes a DC power source 1, a reactor 2, a switching element 3, a reverse blocking diode 4, a smoothing capacitor 5, a load 6, and resistors 7 and 8.
  • the drive device 15 includes a PWM signal output unit 11, a gate drive unit 12, an on-speed reduction unit 13, and an off-speed improvement unit 14.
  • the configuration of the power conversion device 9 is an example, and is not limited to the configuration of FIG. 1 as long as the configuration uses a wide bandgap semiconductor as a switching element.
  • the power conversion device 9 and the drive device 15 of the present embodiment are used for a compressor in an air conditioner, for example.
  • the load 6 is, for example, an inductive load.
  • the power conversion device 9 and the drive device 15 of the present embodiment are not limited to this, and are applied to all home appliances such as refrigerators, dehumidifiers, heat pump water heaters, showcases, and vacuum cleaners, in addition to refrigerators and washing / drying machines. It can also be applied to fan motors, ventilation fans, hand dryers, induction heating electromagnetic cookers, and the like. Furthermore, it can be applied not only to home appliances but also to motor drives for industrial equipment such as elevators and escalators, motor drive inverters for factory equipment, electric railway inverters, electric cars and hybrid cars.
  • the switching element 3 is composed of a semiconductor called a wide band gap semiconductor.
  • the wide band gap semiconductor is formed of a material such as GaN (gallium nitride), SiC (silicon carbide), or diamond, for example. Wide band gap semiconductors are attracting attention as new semiconductor devices with features such as high-speed operation, low loss, and improved heat resistance.
  • FIG. 2 is a diagram showing a comparison between a wide band gap semiconductor and a conventional silicon semiconductor.
  • 2A shows an operation waveform when a conventional silicon semiconductor is used as a switching element
  • FIG. 2B shows an operation waveform when a wide band gap semiconductor is used as a switching element.
  • time is taken on the horizontal axis, and the voltage across the switching element, the switching element current, and the switching element driving current are shown in order from the top.
  • a wide bandgap semiconductor is said to be a semiconductor suitable for high-frequency driving because it has a short transition time and does not generate switching loss even when driven at high frequency.
  • wiring inductance components exist at points A, B, and C in FIG.
  • This inductance component is designed to be as small as several nH, which is a level that does not cause a problem with a conventional silicon semiconductor.
  • the wiring inductance is an L component, when the frequency increases, the impedance represented by j ⁇ L increases.
  • FIG. 3 is a diagram showing the concept of stray capacitance in a wide band gap semiconductor. Capacitances 16-1 to 16-3 indicated by dotted lines in FIG. 3 indicate capacitances that are not in the circuit diagram that are stray capacitances.
  • LC resonance due to this capacitance occurs as ringing at a higher frequency than in a power conversion device made up of a conventional silicon semiconductor as shown in FIG.
  • a recovery current is generated due to the recovery delay of reverse blocking.
  • reverse recovery is fast and no recovery current is generated, but the equivalent capacitance of the semiconductor increases and ringing occurs due to LC resonance.
  • the ringing current superimposed on the current flowing through the switching element becomes a noise generation source, and this ringing radiates an electric field from the circuit or conducts it to an AC power source. For this reason, it is necessary to suppress noise by measures such as increasing the switching transition times T1 and T2 shown in FIG. 2. However, simply increasing the transition time makes it possible to achieve high-speed switching characteristics of a wide bandgap semiconductor. Can't be used.
  • the DC power source 1 is generally a step-up DC (Direct Current) / DC power conversion device.
  • the switching element 3 When the switching element 3 is turned on, the DC power source 1 is short-circuited via the reactor 2 and the switching element 3, and charges are stored in the reactor 2.
  • the switching element 3 When the switching element 3 is turned off, the electric charge stored in the reactor 2 flows into the capacitor 5 through the reverse blocking diode 4 and the voltage across the capacitor 5 rises.
  • the wide bandgap semiconductor switching element 3 When the wide bandgap semiconductor switching element 3 is turned on, a reverse current flows from the smoothing capacitor 5 through the reverse blocking diode 4. If the reverse blocking diode 4 is also a wide band gap semiconductor, the reverse blocking diode 4 is turned off with a small amount of the reverse current. Originally, since the diode 4 is turned off, there is no recovery current and no noise is generated, but LC resonance due to the equivalent capacitance and wiring inductance occurs particularly in the path where the current does not flow (point B in FIG. 1). .
  • LC resonance occurs when there is an inductance between capacitors. Therefore, the equivalent capacitance of the reverse blocking diode 4 and the switching element 3 by the wide band gap semiconductor and the wiring inductance between them, the points B and C in FIG. 1, are the sources of LC resonance. Noise is generated by energy generated by ringing due to the LC resonance.
  • the drive device 15 includes not only the PWM signal output unit 11 and the gate drive unit 12 but also the on-speed reduction unit 13. As described in Patent Document 1, switching is not performed gently for reverse recovery of a freewheeling diode or the like, but in this embodiment, switching is performed at a low on-speed so that LC resonance does not occur.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an operation example of the present embodiment.
  • the PWM signal output part 11 produces
  • the upper part of FIG. 4 shows an example of a PWM signal (drive signal) output from the PWM signal output unit 11.
  • the middle part of FIG. 4 shows the voltage between G (gate) and S (source) of the switching element 3, and the lower part of FIG. 4 shows the current of the switching element 3.
  • the GS voltage of the switching element 3 changes corresponding to the rising edge indicating the ON timing of the drive signal of the switching element 3 output from the PWM signal output unit 11.
  • the GS voltage is changed gently so as to draw an S shape only before and after the change from OFF to ON.
  • the wide band gap semiconductor that operates at high speed also adopts a transistor structure, the current of the switching element 3 rises gently by applying a voltage to GS as shown in FIG. Furthermore, high-speed switching, which is a characteristic of wide bandgap semiconductors, is realized after start-up, and low switching loss can be maintained. Furthermore, by terminating the switching operation with a gradual change at the final stage of the switching transition time, the step change energy of the switching element 3 is suppressed and the step response energy causing the ringing is cut off. By configuring the driving device 15 that performs the turn-on operation as described above, ringing can be reduced, and generated noise that is a problem in the wide band gap semiconductor can be reduced.
  • the on-speed reduction unit 13 shown in FIG. 1 is configured as a low-pass filter using LCR (coil L, capacitor C, resistor R).
  • LCR coil L, capacitor C, resistor R
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a step response waveform when an LCR circuit is used as the on-speed reduction unit.
  • the configuration example of the on-speed reducing unit 13 shown in FIG. 1 implements the GS voltage shown in FIG. 4 using circuit hardware (H / W).
  • the mounting method is not limited to the example of FIG. For example, it may be configured to take an AND of a predetermined waveform and a drive signal.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of the on-speed reduction unit 13a that takes an AND of a predetermined waveform and a drive signal
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the operation waveform. The waveforms corresponding to the characters (D to H) in parentheses in FIG. 7 are indicated by the corresponding characters in FIG.
  • a PWM signal (drive signal) is output from point D in FIG.
  • the point E in FIG. 6 has the same waveform as the point D, and this waveform is (D) in FIG.
  • the waveform generator 17 When transmitting from point E to point F in FIG. 6, there is a CR low-pass filter, and the rising edge changes to a waveform having a gentle curve as shown in FIG.
  • the waveform generator 17 generates a predetermined waveform (here, a sawtooth wave) shown in FIG.
  • the comparator 18 compares and outputs the sawtooth wave generated by the waveform generator 17 and the drive signal, and the AND circuit 19 obtains the result of ANDing the signal output from the comparator 18 and the drive signal (FIG. 7). (H)) is output.
  • the waveform generated by the waveform generation unit 17 is not limited to a sawtooth wave, and may be any waveform as long as the same effect can be obtained.
  • the waveform in FIG. 7 (H) may respond rapidly in the case of a wide band gap semiconductor, but the saw is fast enough to be smoothed by a filter based on the equivalent capacitance between the gate resistance 8 and the GS of the switching element 3. In this case, a gentle gate drive can be realized with a wave. Furthermore, there is no problem even if the PWM signal output unit 11 directly outputs to the AND circuit 19. By directly outputting from the PWM signal output unit 11 to the AND circuit 19, the S-shaped rising characteristic can be further set.
  • the driving device 15a including the on-speed reducing unit 13a shown in FIG. 1 of FIG. 6 is used instead of the driving device 15 of FIG. Can do.
  • the coil L can be reduced compared to the configuration example of FIG. 1, and the size can be reduced when packaging.
  • the drive device 15 is required to have a higher current capacity at turn-off than turn-on.
  • the turn-off operation is further performed using the off-speed improving unit 14 that draws charges from the switching element 3 at a high speed, thereby pulling out charges that can be said to be a source of ringing due to LC resonance from the equivalent capacitance of the switching elements. Suppress.
  • the off-speed improving unit 14 in FIG. 1 configures a circuit that draws charges at high speed using, for example, a PNP transistor.
  • the off-speed improving unit 14 can simultaneously realize not only switching loss but also noise reduction due to ringing.
  • the PNP transistors of the gate drive unit 12 are connected in parallel only at the time of turn-off for drawing out charges, so that the switching element current at the turn-off is sharply reduced.
  • the gate drive unit 12 can sufficiently extract charges, but when the gate drive unit 12 has a totem pole or C (Complementary) -MOS (Metal Oxide Semiconductor) structure, the performances of the upper and lower transistors are matched. It is necessary. Therefore, in this case, if the amount of charge supplied increases to the turn-on side, ringing at the time of turn-on increases. Therefore, it is appropriate for a wide bandgap semiconductor drive device to have a circuit that compensates for high speed only during turn-off, such as the off-speed improvement unit 14, and does not impair the characteristics of the wide bandgap, and does high-speed switching. The generation of noise due to can be suppressed.
  • C Complementary
  • MOS Metal Oxide Semiconductor
  • FIG. 8 is a diagram illustrating another configuration example of the power conversion device.
  • the power conversion apparatus shown in FIG. 8 includes an AC power supply 31, diodes 32-1 to 32-6, coils 33-1 and 33-2, switching elements 34 and 35, a smoothing capacitor 36, and a load 37. It is.
  • the power conversion device of FIG. 8 can be used instead of the power conversion device 9 of FIG.
  • FIG. 9A shows an example of a current waveform due to the operation of the switching element 34 in FIG. 8
  • FIG. 9B shows an example of a current waveform due to the operation of the switching element 35
  • FIG. 9C shows a combined current waveform of the waveform of FIG. 9A and the waveform of FIG. 9B.
  • FIG. 8 shows two switching elements, the number of switching elements is not limited to two, but may be three or more. If the number of switching elements is n, it can be realized without departing from the above effect by operating with a phase difference of 360 / n.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating still another configuration example of the power conversion device.
  • the power conversion device illustrated in FIG. 10 includes a power supply 41, a smoothing capacitor 42, a resistor 43, and a switching unit 44.
  • the switching unit 44 is composed of six switching elements.
  • noise can be reduced by driving using the driving device 15 without impairing the characteristics of the wide band gap semiconductor. This is because, when a wide band gap semiconductor is used, ringing is a cause of noise due to LC resonance between the equivalent capacitance of the wide band gap semiconductor and the wiring inductance. This is because the mechanism of noise generation is different.
  • the on-speed reduction unit 13 that moderates the rise of the transition time at the turn-on of the drive signal and the change immediately before the end, the off-speed improvement unit 14 that draws charges at the time of turn-off, I was prepared to. For this reason, when driving a power converter that performs high-speed switching using a wide band gap semiconductor, ringing at turn-on and turn-off can be suppressed.
  • the power conversion device drive device is a power conversion device to which a wide band gap semiconductor can be applied, so-called AC / DC conversion, DC / DC conversion, DC / AC conversion, AC / AC conversion, etc.
  • the present invention provides a drive device that can be used for converters, inverters, and the like and can reduce noise generated by high-speed switching while realizing energy saving by applying a wide band gap semiconductor.
  • home appliances such as air conditioners, refrigerators, washing dryers, refrigerators, dehumidifiers, heat pump water heaters, showcases, vacuum cleaners, fan motors, ventilation fans, hand dryers, induction heating electromagnetics
  • Application to a cooking device is also possible.
  • it can be applied not only to home appliances but also to motor drives for industrial equipment such as elevators and escalators, motor drive inverters for factory equipment, electric railway inverters, electric cars and hybrid cars.

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Abstract

　ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子３を有する電力変換装置９を駆動する駆動装置１５であって、スイッチング素子３をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成するＰＷＭ信号出力部１１と、スイッチング素子３をオフからオンへ変化させる場合に、駆動信号の変化率を低減させるオン速度低減部１３と、スイッチング素子３をオンからオフへ変化させる場合に、高速にかつオフからオンへの変化時よりも高い電荷吸出能力でスイッチング素子３から電荷を吸出するオフ速度改善部１４と、を備える。

Description

電力変換装置の駆動装置および電力変換装置の駆動方法
　本発明は、電力変換装置の駆動装置および電力変換装置の駆動方法に関する。
　電力変換装置等で用いられるスイッチング素子（半導体素子）を駆動する技術として、半導体素子のゲート容量を積極的に利用して部品点数の少ない簡易な構成とするゲート駆動回路を構成する技術がある（例えば、下記特許文献１参照）。この技術では、容量と抵抗器を並列接続したゲート駆動回路をゲートとスイッチング出力回路間に挿入して、半導体素子のゲート容量Ｃｉｓと前記容量Ｃｇとの関係を（オン時のスイッチング制御回路出力電圧）×（Ｃｇ／（Ｃｇ＋Ｃｉｓ））≧（閾値電圧）とし、ゲート駆動回路の抵抗器はゲート駆動型半導体素子のゲートへ伝導度変調に見合った電流を供給する。これにより、スイッチング制御回路の出力電圧が適切に分圧印加されて、半導体素子のゲート端子に印加され、部品点数の少ない簡易な回路構成のゲート駆動回路を実現する。
　また、ターンオン時にタイマによる一定期間、定常時の印加電圧より低い電圧を印加する回路を用いる、またはゲート駆動回路の出力段の一対のスイッチ素子にスイッチング時間が異なるものを用いることにより、半導体素子のゲートに加える電圧を比較的低電圧として還流ダイオードの逆回復電流を低減する技術もある（例えば、下記特許文献２参照）。
　また、ゲートーエミッタ間に接続されたコンデンサによりターンオン時は徐々にゲート電圧が上昇しターンオフ時はコンデンサが作用せずにｄｖ／ｄｔが緩やかになることなくスイッチング損失を増加させない技術もある（例えば、下記特許文献３参照）。
特開２０１０－５１１６５号公報 特開平２－１７９２６２号公報 特開２００２－３０００１６号公報
　上記特許文献１の技術では、高速にゲート電圧を立ち上げることでスイッチング速度を早くし、スイッチング損失を低減させている。これに対し、上記特許文献２の技術ではターンオン時に比較的低い電圧でオンさせることで還流ダイオードの逆阻止能力を回復させる、すなわちスイッチングを緩やかに行うことで、ノイズを低減している。したがって、上記特許文献１の技術と上記特許文献２の技術は相反するため、スイッチング損失低減とスイッチングノイズ低減は同時に実現することができないという問題があった。
　また、上記特許文献３では、ターンオン時のみ緩やかにゲート電圧を上昇させることでターンオフ時のスイッチング損失増加を解決する技術が開示されている。しかしながら、この技術は、ターンオフ速度を高速化する必要がなくスイッチング素子自体の等価容量によるリンギングノイズが発生しない従来材料であるシリコンのスイッチング素子での解決手段である。このため、例えばワイドバンドギャップ半導体のように、高速スイッチングを行うことによりリンギングノイズを抑える必要があるスイッチング素子を用いる場合に、リンギングノイズを低減することはできない。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高速スイッチングを行う場合に、ターンオン時およびターンオフ時のリンギングを抑制することができる電力変換装置の駆動装置および電力変換装置の駆動方法を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を有する電力変換装置を駆動する駆動装置であって、前記スイッチング素子をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成するＰＷＭ信号出力部と、前記スイッチング素子をオフからオンへ変化させる場合に、前記駆動信号の変化率を低減させるオン速度低減部と、前記スイッチング素子をオンからオフへ変化させる場合に、高速にかつオフからオンへの変化時よりも高い電荷吸出能力でスイッチング素子から電荷を吸出するオフ速度改善部と、を備えることを特徴とする。
　この発明によれば、ターンオン時およびターンオフ時のリンギングを抑制することができる、という効果を奏する。
図１は、本発明にかかる電力変換装置の駆動装置の構成例を示す図である。 図２は、ワイドバンドギャップ半導体と従来のシリコン半導体との比較を示す図である。 図３は、ワイドバンドギャップ半導体における浮遊容量の概念を示す図である。 図４は、実施の形態の動作例を示す図である。 図５は、オン速度低減部１３としてＬＣＲ回路を用いた場合のステップ応答波形の一例を示す図である。 図６は、所定の波形と駆動信号のＡＮＤをとるオン速度低減部の構成例を示す図である。 図７は、図６の構成例の動作波形の一例を示す図である。 図８は、電力変換装置の別の構成例を示す図である。 図９は、図８の構成例のスイッチング素子の波形の一例を示す図である。 図１０は、電力変換装置のさらに別の構成例を示す図である。
　以下に、本発明にかかる電力変換装置の駆動装置および電力変換装置の駆動方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態．
　図１は、本発明にかかる電力変換装置の駆動装置の構成例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置の駆動装置（駆動装置）１５は、電力変換装置９を駆動する。電力変換装置９は、直流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３、逆阻止ダイオード４、平滑コンデンサ５、負荷６および抵抗７，８を備える。駆動装置１５は、ＰＷＭ信号出力部１１、ゲート駆動部１２、オン速度低減部１３およびオフ速度改善部１４を備える。電力変換装置９の構成は一例であり、スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体を用いる構成であれば図１の構成に限定されない。
　本実施の形態の電力変換装置９および駆動装置１５は、例えば、空気調和機等における圧縮機に用いられる。圧縮機等に用いる場合には、負荷６は、例えば誘導性負荷である。本実施の形態の電力変換装置９および駆動装置１５は、これに限らず、冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などへの適用も可能である。更に言えば、家電製品だけでなく、エレベータやエスカレータ、工場設備用モータ駆動インバータ、電鉄インバータ、電気自動車やハイブリッド自動車などの産業機器向けモータ駆動インバータにも適用可能である。
　スイッチング素子３は、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体で構成される。ワイドバンドギャップ半導体は、例えば、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）系材料、またはダイヤモンドなどの材料で形成される。ワイドバンドギャップ半導体は、高速動作可能、低損失、耐熱性改善などの特徴を持つ新しい半導体デバイスとして脚光を浴びる半導体である。
　一方、半導体の材料・素材の革新により、上述のワイドバンドギャップ半導体を用いることによりスイッチング素子の性能が改善されて特にスイッチング素子の動作速度が格段に高速化したため、新たな課題が発生している。高速スイッチングが可能となる前の従来技術においては、配線インピーダンスの影響が課題となっていたがこの課題を解決するための対策は可能であった。これに対し、高速スイッチングが可能となった場合、従来の対策は適用できず、配線インピーダンスの影響が大きな課題となっている。
　図２は、ワイドバンドギャップ半導体と従来のシリコン半導体との比較を示す図である。図２（ａ）は、従来のシリコン半導体をスイッチング素子として用いた場合の動作波形を示し、図２（ｂ）はワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子として用いた場合の動作波形を示す。両図とも横軸に時間をとり、上から順に、スイッチング素子両端電圧、スイッチング素子電流、スイッチング素子駆動電流を示している。
　ワイドバンドギャップ半導体を用いる場合、シリコン半導体を用いる場合よりもスイッチングによる遷移時間Ｔ１、Ｔ２は短くなるため、高速スイッチングが実現でき、高周波駆動が実現できる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、この遷移時間が短いため、高周波駆動してもスイッチング損失が発生せず、高周波駆動に適した半導体と言われている。
　一方、図１中のＡ点、Ｂ点、Ｃ点には、図示していないが、配線インダクタンス成分が存在する。このインダクタンス成分は、数ｎＨと非常に小さくなるよう設計されており、従来のシリコン半導体であれば問題にならないレベルである。しかし、配線インダクタンスはＬ成分であるため、周波数が上昇すると、ｊωＬで表されるインピーダンスは上昇する。なお、ωは角周波数（ω＝２πｆ：ｆは周波数）、ｊは虚数単位とする。
　ワイドバンドギャップ半導体の場合、スイッチング素子の端子間の浮遊容量と呼ばれるキャパシタンス成分が従来のシリコン半導体よりも１～２桁程度大きくなる。図３は、ワイドバンドギャップ半導体における浮遊容量の概念を示す図である。図３の点線で示したキャパシタンス１６－１～１６－３は、浮遊容量となる回路図には無いキャパシタンスを示している。
　さらに、ワイドバンドギャップ半導体では、この浮遊容量と呼ばれるキャパシタンスと配線インダクタンスによるＬＣ共振が、図２に示すように従来のシリコン半導体で構成した電力変換装置よりも高周波なリンギングとして発生する。尚、従来のシリコン半導体の場合、逆阻止の回復遅れにより、リカバリー電流が発生していた。これに対し、ワイドバンドギャップ半導体の場合、逆回復は早くリカバリー電流は発生していないが、半導体の等価容量が大きくなり、ＬＣ共振によりリンギングが発生する。
　特に、スイッチング素子に流れる電流に重畳するリンギング電流はノイズ発生源となり、このリンギングによって回路から電界が放射されたり、交流電源へ伝導したりする。このため、図２に示すスイッチングの遷移時間Ｔ１、Ｔ２を長くするなどいった方策によりノイズ抑制を行う必要があるが、単純に遷移時間を長くするだけではワイドバンドギャップ半導体の高速スイッチングの特性を活かせなくなる。
　そこで本実施の形態では、以下に示す動作を実施することで、ワイドバンドギャップ半導体の高速スイッチング、低損失の特長を活かしつつ、配線インダクタンスとワイドバンドギャップ半導体の等価容量とのＬＣ共振によるリンギングのノイズ低減を実現する。
　図１に示す電力変換装置９は、一般的に昇圧型のＤＣ（Direct　Current）／ＤＣ電力変換装置である。スイッチング素子３をオンすると、リアクタ２とスイッチング素子３を介して直流電源１を短絡することとなり、リアクタ２に電荷が貯えられる。スイッチング素子３をオフするとリアクタ２に貯えられた電荷が逆阻止ダイオード４を介してコンデンサ５へ流入し、コンデンサ５の両端電圧が上昇する。
　ワイドバンドギャップ半導体のスイッチング素子３がオンする際、平滑コンデンサ５から逆阻止ダイオード４を通じて逆流電流が流れる。この逆阻止ダイオード４もワイドバンドギャップ半導体であれば、この逆流電流も微少量で逆阻止ダイオード４がオフされる。本来、ダイオード４がオフされたことでリカバリー電流が無くなり、ノイズも発生しないが、等価容量と配線インダクタンスによるＬＣ共振が、特にこの電流の流れなくなった経路（図１のＢ点）にて発生する。
　ＬＣ共振は、コンデンサとコンデンサとの間にインダクタンスが存在している場合に発生する。従って、逆阻止ダイオード４とスイッチング素子３のワイドバンドギャップ半導体による等価容量とその間にある配線インダクタンス、図１のＢ点とＣ点、がＬＣ共振の発生源となる。このＬＣ共振によるリンギングによるエネルギーによってノイズが発生する。
　そこで、図１に示すように、本実施の形態の駆動装置１５では、ＰＷＭ信号出力部１１とゲート駆動部１２を備えるだけでなく、オン速度低減部１３を備える。上記特許文献１に示されるように還流ダイオード等の逆回復のためにスイッチングを緩やかに実施するのではなく、本実施の形態では、ＬＣ共振が発生しないようにオン速度を落としてスイッチングさせる。
　スイッチング素子３にステップ状の変化を与えると、図１中のＢ点、Ｃ点に減衰項となる抵抗成分が小さいため、ＬＣ共振が振動したまま継続し、リンギングとなる。このリンギングを抑制するためには、抵抗成分などを挿入すればよいが、挿入する対策部品による損失が発生し、ワイドバンドギャップ半導体の特徴を十分に活用できない。このため、電力変換装置９のパワー回路中に対策部品を挿入することは望ましくない。
　そこで、本実施の形態では、スイッチング素子３の変化をステップ状の変化としないような動作信号に制御するよう駆動装置１５を構成する。図４は、本実施の形態の動作例を示す図である。ＰＷＭ信号出力部１１は、従来と同様に電力変換装置９のスイッチング信号を駆動するためのＰＷＭ信号を生成して出力する。図４の上段は、ＰＷＭ信号出力部１１から出力されるＰＷＭ信号（駆動信号）の一例を示している。図４の中段は、スイッチング素子３のＧ（ゲート）－Ｓ（ソース）間の端子間電圧を示し、図４の下段は、スイッチング素子３の電流を示している。
　図４に示すようにＰＷＭ信号出力部１１から出力されたスイッチング素子３の駆動信号のオンタイミングを示す立ち上がりエッジに対応して、スイッチング素子３のＧ－Ｓ間電圧が変化するが、この際、オフからオンに変化する前後だけ緩やかに、換言するとＳ字を描くようにＧ－Ｓ間電圧を変化させる。
　高速で動作するワイドバンドギャップ半導体もトランジスタ構造を採用しているため、図４のようにＧ－Ｓに電圧を与えることにより、スイッチング素子３の電流は緩やかに立ち上がる。さらにワイドバンドギャップ半導体の特徴である高速スイッチングが、立上がり後に実現され、低いスイッチング損失を維持できる。さらに、スイッチング遷移時間の最終段階で緩やかな変化でスイッチング動作を終了させることで、スイッチング素子３の変化をステップ状の急な変化を抑制し、リンギングの原因となるステップ応答エネルギーを遮断する。以上のようなターンオン動作をさせる駆動装置１５を構成することでリンギングを低減し、ワイドバンドギャップ半導体で課題となる発生ノイズを低減できる。
　以上述べたターンオン動作を実現する回路の一例を、図１にオン速度低減部１３として示している。図１に示したオン速度低減部１３は、ＬＣＲ（コイルＬ、コンデンサＣ、抵抗Ｒ）によるローパスフィルタとして構成している。すなわち、ＬＣを用いることで遷移時間の立ち上がりおよび終了直前の変化を緩やかな変化にし、ＬＣ共振で発生するオーバーシュートをＲで減衰させる構成の回路である。
　図５は、オン速度低減部としてＬＣＲ回路を用いた場合のステップ応答波形の一例を示す図である。図５では、一例として、Ｒ＝１５Ω、Ｌ＝２ｍＨ、Ｃ＝２２ｕＦとした時のステップ応答波形を示しており、波形２１は入力を示し、波形２２は出力を示している。ＬＣＲによるローパスフィルタ用いることにより、遷移時間の開始直後と終了間際が緩やか（変化率が低くなっている）になっていることがわかる。
　図１に示したオン速度低減部１３の構成例は、回路のハードウェア（Ｈ／Ｗ）を用いて図４に示したＧ－Ｓ間電圧を実現するものであるが、オン速度低減部１３の実装方法は図１の例に限定されない。例えば、所定の波形と駆動信号のＡＮＤをとるような構成としてもよい。図６は、所定の波形と駆動信号のＡＮＤをとるオン速度低減部１３ａの構成例を示す図であり、図７は、その動作波形の一例を示す図である。図７の括弧内の文字（Ｄ～Ｈ）に対応する波形は、それぞれ図６の対応する文字で示して位置での波形を示している。
　図６のＤ点からはＰＷＭ信号（駆動信号）が出力される。図６のＥ点はＤ点と同波形となり、この波形が図７の（Ｄ）である。図６のＥ点からＦ点まで伝達する際、ＣＲローパスフィルタがあり、図７の（Ｆ）のように立ち上がりエッジが緩やかなカーブとなる波形に変化する。波形生成部１７は、図７の（Ｇ）に示す所定の波形（ここでは鋸波とする）を生成する。比較器１８は、波形生成部１７が生成した鋸波と駆動信号を比較して出力し、ＡＮＤ回路１９は、比較器１８から出力される信号と駆動信号とのＡＮＤをとった結果（図７の（Ｈ））を出力する。なお、波形生成部１７が生成する波形は、鋸波に限らず、同様の効果が得られる波形であればどのような波形であってもよい。
　図７（Ｈ）の波形は、ワイドバンドギャップ半導体の場合高速応答する可能性もあるが、ゲート抵抗８およびスイッチング素子３のＧ－Ｓ間の等価容量によるフィルタで滑らかになる程度に高速な鋸波であれば、この場合も緩やかなゲート駆動を実現できる。更に言えば、ＰＷＭ信号出力部１１から直接ＡＮＤ回路１９へ出力してもなんら問題ない。ＰＷＭ信号出力部１１から直接ＡＮＤ回路１９へ出力することでさらにＳ字形状の立ち上がり特性を細かく設定できる。
　以上のように、図１に示したオン速度低減部１３の代わりに、図６の図１に示したオン速度低減部１３ａを備えた駆動装置１５ａを図１の駆動装置１５の代わりに用いることができる。図６に示した構成では、図１の構成例に比べコイルＬを削減することができ、パッケージ化する際に小型化することができる。
　つぎに、ターンオフ時について述べる。ターンオフ時もスイッチング素子３の等価容量によるＬＣ共振のリンギングが発生するが、ターンオン時よりもリンギング量は少ない。ターンオン時と異なるのは、スイッチング素子３に逆並列にダイオードが接続されていることによる。スイッチング素子３と逆阻止ダイオード４との間で発生するＬＣ共振は、スイッチング素子３がオフしても、スイッチング素子３の逆並列ダイオード－逆阻止ダイオード４－平滑コンデンサ５の方向でだけであるが、電流経路が形成され、平滑コンデンサ５への充電による減衰作用が発生する。
　さらに、スイッチング素子３および逆阻止ダイオード４の等価容量によるＬＣ共振であるため、スイッチング素子３のゲートから電荷を引き出す（吸出する）際に、同時にこの等価容量からも電荷が引き出される。このことからもワイドバンドギャップ半導体を用いる場合には、ターンオンよりもターンオフ時の電流容量の高いことが駆動装置１５に要求される。本実施の形態では、さらにスイッチング素子３から電荷を高速に引き出すオフ速度改善部１４を用いてターンオフ動作することでＬＣ共振によるリンギングの発生源とも言うべき電荷をスイッチング素子の等価容量から引き出し、リンギングを抑制する。
　従って、ターンオフ時は、ターンオン時と異なり、高速でかつターンオン時よりも高い電荷吸出能力を持つ駆動装置が必要であり、このために図１の駆動装置１５はオフ速度を改善するオフ速度改善部１４を備えている。図１のオフ速度改善部１４は、例えばＰＮＰトランジスタなどを用いて電荷を高速に引き出すような回路を構成する。これによりオフ速度改善部１４はスイッチング損失だけでなく、リンギングによるノイズ低減も同時に実現できる。このような回路構成の場合、図４に示すように電荷を引き出すターンオフ時だけ、ゲート駆動部１２のＰＮＰトランジスタが並列接続された形となるのでターンオフ時のスイッチング素子電流は急峻に低減される。
　ゲート駆動部１２で電荷を充分引き出せれば問題ないが、ゲート駆動部１２がトーテムポールやＣ（Complementary）－ＭＯＳ（Metal　Oxide　Semiconductor）構造であった場合、上下のトランジスタの性能は一致させておくことが必要である。従って、この場合ターンオン側まで電荷供給量が多くなるとターンオン時のリンギングが増加してしまう。そこで、オフ速度改善部１４のようにターンオフ時だけ高速化を補償するような回路を有することがワイドバンドギャップ半導体の駆動装置としては適切であり、ワイドバンドギャップの特徴を損なうことなく、高速スイッチングによるノイズの発生を抑制できる。
　図８は、電力変換装置の別の構成例を示す図である。図８に示した電力変換装置は、交流電源３１、ダイオード３２－１～３２－６、コイル３３－１，３３－２、スイッチング素子３４，３５、平滑コンデンサ３６、負荷３７を備える交流直流変換装置である。図１の電力変換装置９の代わりに図８の電力変換装置を用いることができる。
　図８の交流直流変換装置は、２つのスイッチング素子３４，３５の位相を反転させて図９に示すような波形で動作させることでスイッチングによるリップル電流を低減する。図９（ａ）は、図８のスイッチング素子３４での動作による電流波形の一例を示し、図９（ｂ）は、スイッチング素子３５での動作による電流波形の一例を示している。図９（ｃ）は、図９（ａ）の波形と図９（ｂ）の波形の合成電流波形を示している。合成することによりスイッチング素子３４，３５の動作の２倍のリップルになり、等価的に２倍の周期で動作することとなる。
　従って、ワイドバンドギャップ半導体のように高速で動作させて、さらにその２倍の周波数の電流リップルが交流電源に流れ出すことで小型のチョークコイルなどで対策可能となり、変圧器などの設備機器への影響を軽減できる。また、図８は２つのスイッチング素子で記載しているが、スイッチング素子の数は２つに限ったことではなく、３つ以上であってもよい。スイッチング素子の個数をｎ個とすると、３６０／ｎの位相差で動作させることで上記の効果を逸脱することなく実現できる。
　図１０は、電力変換装置のさらに別の構成例を示す図である。図１０に示す電力変換装置は、電源４１、平滑コンデンサ４２、抵抗４３およびスイッチング部４４を備えている。スイッチング部４４は、６個のスイッチング素子で構成される。このような構成の電力変換装置において、スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体を適用した場合、上述の駆動装置１５を用いて駆動することでワイドバンドギャップ半導体の特徴を損なうことなく、ノイズを低減できる。これは、ワイドバンドギャップ半導体を用いている場合には、ワイドバンドギャップ半導体の等価容量と配線インダクタンスとのＬＣ共振によりリンギングがノイズの原因であり、従来の引用例のような逆回復によるリカバリー電流によるノイズ発生とメカニズムが異なるためである。
　このように、本実施の形態では、駆動信号のターンオン時の遷移時間の立ち上がりおよび終了直前の変化を緩やかにするオン速度低減部１３と、ターンオフ時に電荷を高速に引き出すオフ速度改善部１４と、を備えるようにした。このため、ワイドバンドギャップ半導体を用いた高速スイッチングを行う電力変換装置を駆動する場合に、ターンオン時およびターンオフ時のリンギングを抑制することができる。
　以上のように、本発明にかかる電力変換装置の駆動装置は、ワイドバンドギャップ半導体を適用できる電力変換装置、所謂、交流直流変換、直流直流変換、直流交流変換、交流交流変換などの電力変換装置を駆動する装置に適している。特に、コンバータやインバータなどに利用でき、ワイドバンドギャップ半導体の適用することによる省エネを実現しつつ、高速スイッチングで発生するノイズを低減できる駆動装置を提供するものである。空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などへの適用も可能である。更に言えば、家電製品だけでなく、エレベータやエスカレータ、工場設備用モータ駆動インバータ、電鉄インバータ、電気自動車やハイブリッド自動車などの産業機器向けモータ駆動インバータにも適用可能である。
　１，４１　電源
　２　リアクタ
　３，３４，３５　スイッチング素子
　４　逆阻止ダイオード
　５，３６，４２　平滑コンデンサ
　６，３７　負荷
　７，８，４３，Ｒ　抵抗
　１１　ＰＷＭ信号出力部
　１２　ゲート駆動部
　１３　オン速度低減部
　１４　オフ速度改善部
　１５　電力変換装置の駆動装置
　１６－１～１６－３　キャパシタンス
　１７　波形生成部
　１８　比較器
　１９　ＡＮＤ回路
　３１　交流電源
　３２－１～３２－６　ダイオード
　３３－１，３３－２，Ｌ　コイル
　４４　スイッチング部
　Ｃ　コンデンサ
　２１，２２　波形

Claims (9)

  1. 　ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を有する電力変換装置を駆動する駆動装置であって、
    　前記スイッチング素子をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成するＰＷＭ信号出力部と、
    　前記スイッチング素子をオフからオンへ変化させる場合に、前記駆動信号の変化率を低減させるオン速度低減部と、
    　前記スイッチング素子をオンからオフへ変化させる場合に、高速にかつオフからオンへの変化時よりも高い電荷吸出能力でスイッチング素子から電荷を吸出するオフ速度改善部と、
    　を備えることを特徴とする電力変換装置の駆動装置。
  2. 　前記オン速度低減部は、前記スイッチング素子のオフからオンの動作遷移時間の開始直後と完了直前で前記駆動信号の変化率を低減させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
  3. 　前記オン速度低減部は、前記スイッチング素子の等価容量によるＬＣ共振で発生するリンギングを抑制するよう前記変化率を低減させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
  4. 　前記オフ速度改善部は、前記スイッチング素子のオンからオフの変化に対し、前記スイッチング素子の等価容量に充電された電荷を放電させる、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
  5. 　前記オフ速度改善部は、前記スイッチング素子のオンからオフの変化させる場合にオフからオンへの変化時よりも電荷移動量を多くするよう電荷を吸出する、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
  6. 　前記電力変換装置は前記スイッチング素子を複数備え、複数の前記スイッチング素子はそれぞれ互いに位相を変えて駆動される、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
  7. 　前記電力変換装置は、誘導性負荷を負荷として接続された直流交流電力変換装置であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動装置。
  8. 　前記電力変換装置は圧縮機を制御する、ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置の駆動装置。
  9. 　ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を有する電力変換装置を駆動する駆動方法であって、
    　前記スイッチング素子をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成するＰＷＭ信号出力ステップと、
    　前記スイッチング素子をオフからオンへ変化させる場合に、前記駆動信号の変化率を低減させるオン速度低減ステップと、
    　前記スイッチング素子をオンからオフへ変化させる場合に、高速にかつオフからオンへの変化時よりも高い電荷吸出能力でスイッチング素子から電荷を吸出するオフ速度改善ステップと、
    　を含むことを特徴とする電力変換装置の駆動方法。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015033386A1 (ja) * 2013-09-03 2015-03-12 三菱電機株式会社 エレベータ制御装置
JP2016005364A (ja) * 2014-06-17 2016-01-12 株式会社デンソー 電気回路装置
JP2016090700A (ja) * 2014-10-31 2016-05-23 株式会社沖データ 電力制御装置及び画像形成装置
KR101748103B1 (ko) * 2014-11-28 2017-06-15 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 스위칭 소자의 구동 회로
RU2697503C1 (ru) * 2016-06-02 2019-08-15 Ниссан Мотор Ко., Лтд. Устройство преобразования мощности
US10658967B2 (en) 2014-11-04 2020-05-19 Mitsubishi Electric Corporation Motor drive apparatus and air conditioner

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016027775A (ja) * 2014-06-27 2016-02-18 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP6282208B2 (ja) * 2014-09-26 2018-02-21 三菱電機株式会社 室外機および空気調和装置
FR3029718B1 (fr) * 2014-12-05 2018-12-07 Valeo Systemes Thermiques Circuit de pilotage pour systeme de chauffage et systeme de chauffage correspondant
WO2017154774A1 (ja) 2016-03-08 2017-09-14 学校法人 芝浦工業大学 窒化アルミニウム膜、窒化アルミニウム膜の製造方法、および高耐圧部品
EP3474449B1 (en) * 2016-06-17 2020-11-18 Nissan Motor Co., Ltd. Drive device
CN111869098B (zh) * 2018-03-23 2024-05-03 三菱电机株式会社 马达驱动装置、电动送风机、吸尘器以及干手器
CN110808704B (zh) * 2019-10-23 2021-04-27 东南大学溧阳研究院 一种高开关频率逆变器的低控制频率控制方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02179262A (ja) 1988-09-16 1990-07-12 Fuji Electric Co Ltd 電圧駆動形半導体素子のゲート駆動回路
JP2002300016A (ja) 2001-04-02 2002-10-11 Toshiba Corp ゲート駆動方法及びゲート駆動回路
JP2007282326A (ja) * 2006-04-04 2007-10-25 Fuji Electric Systems Co Ltd ゲート駆動方式
JP2008086107A (ja) * 2006-09-27 2008-04-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動制御装置
WO2008155917A1 (ja) * 2007-06-19 2008-12-24 Panasonic Corporation スイッチング素子駆動回路
JP2009159707A (ja) * 2007-12-26 2009-07-16 Shindengen Electric Mfg Co Ltd ワイドバンドギャップショットキバリアダイオードを用いたスイッチング回路
JP2010051165A (ja) 2008-07-24 2010-03-04 Panasonic Corp 半導体装置のゲート駆動回路及びそれを用いた電力変換装置

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2760590B2 (ja) 1989-09-04 1998-06-04 株式会社東芝 電圧駆動形素子の駆動回路
US4967109A (en) * 1989-12-08 1990-10-30 General Electric Company High efficiency gate driver circuit for a high frequency converter
JPH05161343A (ja) 1991-11-28 1993-06-25 Toshiba F Ee Syst Eng Kk Ｍｏｓゲートトランジスタの駆動回路
DE69311921T2 (de) * 1992-02-03 1998-01-29 Philips Electronics Nv Anordnung zum Ein- und Ausschalten eines Leistungstransistors
US6208535B1 (en) * 1994-10-31 2001-03-27 Texas Instruments Incorporated Resonant gate driver
US5736890A (en) * 1996-04-03 1998-04-07 Semi Technology Design, Inc. Method and apparatus for controlling transistors as rectifiers
US6094087A (en) * 1997-07-30 2000-07-25 Lucent Technologies Inc. Gate drive circuit for isolated gate devices and method of operation thereof
RU2208894C2 (ru) * 2001-05-16 2003-07-20 Открытое акционерное общество "АВТОВАЗ" Устройство для формирования импульса управления силовым транзистором
JP2004088886A (ja) 2002-08-26 2004-03-18 Toshiba Corp 半導体装置
JP2004228768A (ja) * 2003-01-21 2004-08-12 Toshiba Corp ゲート駆動回路
JP4113436B2 (ja) * 2003-01-24 2008-07-09 三菱電機株式会社 ゲートドライブ装置
JP2005312117A (ja) 2004-04-19 2005-11-04 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP4120693B1 (ja) 2007-01-09 2008-07-16 ダイキン工業株式会社 インバータ圧縮機の運転方法及び圧縮機駆動装置
EP2119914B1 (en) 2007-01-09 2018-05-30 Daikin Industries, Ltd. Inverter compressor operation method and compressor drive device
JP5348912B2 (ja) 2008-03-19 2013-11-20 株式会社豊田中央研究所 半導体素子駆動回路
US8138819B2 (en) * 2008-07-18 2012-03-20 Denso Corporation Driving transistor control circuit
JP2010252451A (ja) 2009-04-13 2010-11-04 Fuji Electric Systems Co Ltd 電力変換装置のスイッチング素子駆動回路
JP5197658B2 (ja) * 2010-03-10 2013-05-15 株式会社東芝 駆動回路
JP5209084B2 (ja) 2011-05-27 2013-06-12 日立オートモティブシステムズ株式会社 インバータ装置およびインバータ制御装置

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02179262A (ja) 1988-09-16 1990-07-12 Fuji Electric Co Ltd 電圧駆動形半導体素子のゲート駆動回路
JP2002300016A (ja) 2001-04-02 2002-10-11 Toshiba Corp ゲート駆動方法及びゲート駆動回路
JP2007282326A (ja) * 2006-04-04 2007-10-25 Fuji Electric Systems Co Ltd ゲート駆動方式
JP2008086107A (ja) * 2006-09-27 2008-04-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動制御装置
WO2008155917A1 (ja) * 2007-06-19 2008-12-24 Panasonic Corporation スイッチング素子駆動回路
JP2009159707A (ja) * 2007-12-26 2009-07-16 Shindengen Electric Mfg Co Ltd ワイドバンドギャップショットキバリアダイオードを用いたスイッチング回路
JP2010051165A (ja) 2008-07-24 2010-03-04 Panasonic Corp 半導体装置のゲート駆動回路及びそれを用いた電力変換装置

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015033386A1 (ja) * 2013-09-03 2015-03-12 三菱電機株式会社 エレベータ制御装置
JPWO2015033386A1 (ja) * 2013-09-03 2017-03-02 三菱電機株式会社 エレベータ制御装置
JP2016005364A (ja) * 2014-06-17 2016-01-12 株式会社デンソー 電気回路装置
JP2016090700A (ja) * 2014-10-31 2016-05-23 株式会社沖データ 電力制御装置及び画像形成装置
US10658967B2 (en) 2014-11-04 2020-05-19 Mitsubishi Electric Corporation Motor drive apparatus and air conditioner
KR101748103B1 (ko) * 2014-11-28 2017-06-15 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 스위칭 소자의 구동 회로
RU2697503C1 (ru) * 2016-06-02 2019-08-15 Ниссан Мотор Ко., Лтд. Устройство преобразования мощности

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