JPWO2012099085A1 - 周波数安定化回路、アンテナ装置および通信端末装置 - Google Patents

Abstract

周波数安定化回路（２５）は、給電回路（３０）に接続された１次側回路（２６）と、この１次側回路（２６）に対して電磁界結合する２次側回路（２７）とで構成されている。１次側回路（２６）は、第１のコイル状導体（Ｌ１）と第２のコイル状導体（Ｌ２）との直列回路であり、２次側回路（２７）は、第３のコイル状導体（Ｌ３）と第４のコイル状導体（Ｌ４）との直列回路である。第１のコイル状導体（Ｌ１）と第２のコイル状導体（Ｌ２）との接続点である第１アンテナ接続部（Ｊ１）にハイパスフィルタ（２８）を介してアンテナ素子（１０）が接続されている。また、第２のコイル状導体（Ｌ２）と第４のコイル状導体（Ｌ４）との接続点である第２アンテナ接続部（Ｊ２）にローパスフィルタ（２９）を介してアンテナ素子（１０）が接続されている。

Description

本発明は、給電回路とアンテナ素子との間に接続される周波数安定化回路、この周波数安定化回路を備えたアンテナ装置および通信端末装置に関する。

近年、携帯電話をはじめとする移動体通信端末は、ＧＳＭ（登録商標）（Global System for mobile Communications）、ＤＣＳ（Digital CommunicationSystem）、ＰＣＳ（PersonalCommunication Services）、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）等の通信システム、さらには、ＧＰＳ（GlobalPositioning system）やワイヤレスＬＡＮ、Bluetooth（登録商標）等への対応が求められることがある。したがって、こうした通信端末装置におけるアンテナは、８００ＭＨｚ〜２．４ＧＨｚまでの複数の周波数帯域をカバーすることが求められる。

通常、アンテナは、そのインピーダンスに周波数特性をもっているので、給電回路とアンテナとの間にインピーダンス整合回路を構成したときに、広帯域ではマッチングできないという問題がある。例えば図１は単純なホイップアンテナのインピーダンス軌跡をスミスチャート上に表した例である。図中の各マーカーと周波数との対応関係は次のとおりである。

ｍ１０：８２４ＭＨｚ
ｍ１１：９６０ＭＨｚ
ｍ１２：１．７１ＧＨｚ
ｍ１３：１．９９ＧＨｚ
８２４ＭＨｚおよび９６０ＭＨｚ帯（ローバンド）でのインピーダンスは約１０Ω、１．７１ＧＨｚおよび１．９９ＧＨｚ帯（ハイバンド）でのインピーダンスは約２８Ωである。

このように扱う周波数範囲が広帯域になると、アンテナのインピーダンスが周波数に応じて大幅に変動するので、単一の整合回路で広帯域に亘ってアンテナのインピーダンスを給電回路のインピーダンス（５０Ω）に整合させることは不可能である
そこで、複数の周波数帯域をカバーするアンテナとして、チューナブルアンテナが知られている。このチューナブルアンテナは、特許文献１や特許文献２に開示されているように、可変容量素子を含む整合回路を有する。

図２は特許文献２に示されている、整合器を備える移動用受信機の要部を示す図である。整合器１にはアンテナ素子ＡＮＴおよび制御信号源６が接続され、これらによってアンテナ整合回路１００が構成されている。アンテナ整合回路１００は、チャンネル選択指令ＳＥＬを受け、受信回路８から見た回路インピーダンスが当該チャンネルの受信周波数に応じて整合するように整合器１の容量を変化させる。そして、アンテナ整合回路１００は、アンテナＡＮＴにより受信された無線信号を受信回路８へ出力する。受信回路８は、アンテナ整合回路１００から受けた無線信号を増幅して受信信号ＲＦとして出力する。

特開２０００−１２４７２８号公報 特開２００８−０３５０６５号公報

ところが、可変容量素子を備えたチューナブルアンテナは、一般に、可変容量素子を制御するための回路すなわち周波数帯域を切り替えるための切替回路が必要であるので回路構成が複雑になりやすい。また、切替回路での損失や歪みが大きく十分な利得を得にくい。さらに、チューニングにはある程度の時間が必要であるので、通信周波数帯域を瞬時に切り替えなければならないような用途には適用できない。

本発明は上述した実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、簡易な構成で広帯域の周波数特性を実現し得るアンテナ装置、そのための周波数安定化回路、およびそのアンテナ装置を用いた通信端末装置を提供することにある。

（１）本発明の周波数安定化回路は、
給電回路に接続される第１リアクタンス素子、および前記第１リアクタンス素子に直列接続される第２リアクタンス素子を有する１次側回路と、
前記第１リアクタンス素子に対して電磁界結合する第３リアクタンス素子、および前記第３リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との間に直列接続され、前記第２リアクタンス素子に対して電磁界結合する第４リアクタンス素子を有する２次側回路と、
前記第１リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との接続点、または前記第３リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第１アンテナ接続部と、
前記第２リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第２アンテナ接続部と、
を備えたことを特徴とする。

この構成により、第１〜第４のリアクタンス素子による一つの周波数安定化回路で、広帯域なアンテナと給電回路との整合をとることができる。そのため簡易な構成で広帯域の周波数特性をもつアンテナ装置が構成できる。

（２）必要に応じて、（１）に記載の第１アンテナ接続部と第２アンテナ接続部は共用のアンテナに直接的または間接的に接続される端子であることが好ましい。この構成により、共用の単一のアンテナを二つの周波数帯域で整合させることができる。

（３）必要に応じて、（１）に記載の第１アンテナ接続部と第２アンテナ接続部はそれぞれ別のアンテナに直接的または間接的に接続される端子であることが好ましい。この構成により、単一の周波数安定化回路でありながら、周波数帯域を分担する第１、第２のアンテナを用いることができる。

（４）（１）〜（３）に記載の第１〜第４リアクタンス素子はそれぞれ主にインダクタンス成分を有するインダクタンス素子であることが好ましい。このことによりリアクタンス素子間の結合度を容易に高められ、周波数安定化回路での挿入損失を低減できる。

（５）（４）に記載の前記第１〜第４リアクタンス素子はそれぞれキャパシタンス成分をも含む素子であることが好ましい。この構成により、リアクタンス素子間の結合度を容易に高められ、周波数安定化回路での挿入損失を低減できる。

（６）（５）に記載のインダクタンス素子はコイル状導体パターンで構成されていることが好ましい。この構成により、インダクタンス素子間の結合度を容易に高められ、周波数安定化回路での挿入損失を低減できる。

（７）（６）に記載のコイル状導体パターンは、複数の誘電体層または磁性体層が積層された積層体の内部に設けられていることが好ましい。この構造により、全体に小型化でき、また外部の回路との不要結合を抑制できる。

（８）（１）〜（７）に記載の第１リアクタンス素子と第２リアクタンス素子とは互いに異なるインダクタンス値を有し、第３リアクタンス素子と第４リアクタンス素子とは互いに異なるインダクタンス値を有していてもよい。通常、ハイバンド用アンテナとローバンド用アンテナとではインピーダンスが大きく異なるので、前記インダクタンス値の違いによって、給電回路と第１アンテナ接続部との間でのインピーダンス変換比と、給電回路と第２アンテナ接続部との間でのインピーダンス変換比を適宜異ならせることができる。

（９）（１）〜（８）において第１アンテナ接続部および第２アンテナ接続部に周波数フィルタ（ハイパスフィルタ、ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタのうちいずれか）が接続されていることが好ましい。

この構成により、周波数帯域毎の信号が二つのアンテナ接続部で入出力される。これにより周波数帯域の異なる信号の回り込み（漏れ）が抑制され、周波数帯域毎について整合がなされる。

（１０）本発明のアンテナ装置は、
給電回路に接続される第１リアクタンス素子、および前記第１リアクタンス素子に直列接続される第２リアクタンス素子を有する１次側回路と、
前記第１リアクタンス素子に対して電磁界結合する第３リアクタンス素子、および前記第３リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との間に直列接続され、前記第２リアクタンス素子に対して電磁界結合する第４リアクタンス素子を有する２次側回路と、
を有する周波数安定化回路と、
前記第１リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との接続点、または前記第２リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第１アンテナ素子と、
前記第３リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第２アンテナ素子と、
を備えたことを特徴とする。

この構成により、第１〜第４のリアクタンス素子による一つの周波数安定化回路で、広帯域なアンテナと給電回路との整合をとることができる。そのため広帯域の周波数特性をもつアンテナ装置として作用する。

（１１）必要に応じて、（１０）に記載の第１アンテナ素子と第２アンテナ素子は共用のアンテナ素子であることが好ましい。この構成により、共用の単一のアンテナを二つの周波数帯域で整合させることができる。

（１２）必要に応じて、（１０）に記載の第１アンテナ接続部と第２アンテナ接続部はそれぞれ別のアンテナに直接または間接に接続される端子であることが好ましい。この構成により、単一の周波数安定化回路でありながら、周波数帯域を分担する第１、第２のアンテナを用いることができる。

（１３）必要に応じて、（１０）〜（１２）のいずれかに記載の第１リアクタンス素子と第２リアクタンス素子との接続点、または第３リアクタンス素子と第４リアクタンス素子との接続点と、第１アンテナ素子との間に第１の周波数フィルタが挿入され、
第２リアクタンス素子と第４リアクタンス素子との接続点と、第２アンテナ素子との間に第２の周波数フィルタが挿入されてもよい。

（１４）本発明の通信端末装置は、
給電端子に接続される第１リアクタンス素子、および前記第１リアクタンス素子に直列接続される第２リアクタンス素子を有する１次側回路と、
前記第１リアクタンス素子に対して電磁界結合する第３リアクタンス素子、および前記第３リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との間に直列接続され、前記第２リアクタンス素子に対して電磁界結合する第４リアクタンス素子を有する２次側回路と、
前記第１リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との接続点、または前記第３リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に第１ポートが接続された第１の周波数フィルタと、
前記第３リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に第１ポートが接続された第２の周波数フィルタと、
前記第１の周波数フィルタの第２ポートに接続された第１アンテナ素子と、
前記第２の周波数フィルタの第２ポートに接続された第２アンテナ素子と、
を有するアンテナ装置と、
前記給電端子に接続された通信回路と、
を備えたことを特徴とする。

この構成により、第１〜第４のリアクタンス素子による一つの周波数安定化回路で、広帯域なアンテナと給電回路との整合をとることができる。そのため広帯域のアンテナ装置として作用する。

（１５）必要に応じて、（１４）に記載の第１アンテナ素子と第２アンテナ素子は共用のアンテナ素子であることが好ましい。この構成により、共用の単一のアンテナを二つの周波数帯域で整合させることができる。

（１６）必要に応じて、（１４）に記載の第１アンテナ接続部と第２アンテナ接続部はそれぞれ別のアンテナに直接または間接に接続される端子であることが好ましい。この構成により、単一の周波数安定化回路でありながら、周波数帯域を分担する第１、第２のアンテナを用いることができる。

（１７）必要に応じて、（１４）〜（１６）のいずれかに記載の第１リアクタンス素子と第２リアクタンス素子との接続点、または第３リアクタンス素子と第４リアクタンス素子との接続点と、第１アンテナ素子との間に第１の周波数フィルタが挿入され、
第２リアクタンス素子と第４リアクタンス素子との接続点と、第２アンテナ素子との間に第２の周波数フィルタが挿入されてもよい。

本発明のアンテナ装置によれば、広い周波数帯域で給電回路とアンテナ素子とのインピーダンス整合を図ることができる。また、必ずしも可変容量素子を用いる必要がないので、損失や歪みを抑制することもできる。

図１は単純なホイップアンテナのインピーダンスのインピーダンス軌跡をスミスチャート上に表した図である。 図２は特許文献２に示されている、整合器を備える移動用受信機の要部を示す図である。 図３（Ａ）は本発明の周波数安定化回路およびそれを備えたアンテナ装置の概略構成図である。図３（Ｂ）は比較例としてのアンテナ装置の概略構成図である。 図４は本発明に係る周波数安定化回路２５の基本構成部分の回路図である。 図５は周波数安定化回路２５の４つのコイル状導体Ｌ１〜Ｌ４の磁気的結合の関係を示す図である。 図６はコイル状導体Ｌ１〜Ｌ４によるコイル状導体同士の結合係数を所定値に定めたときの、給電回路から給電ポートを見た反射特性をスミスチャート上に表した図である。 図７は負性のインダクタンスを示す周波数安定化回路による、アンテナ素子と給電回路とのインダクタンス整合について示す図である。 図８は第１の実施形態の周波数安定化回路およびアンテナ装置の回路図である。 図９は第１の実施形態に係る周波数安定化回路２５を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。 図１０は第２の実施形態の周波数安定化回路およびアンテナ装置の回路図である。 図１１は第３の実施形態の周波数安定化回路およびアンテナ装置の回路図である。 図１２は第４の実施形態である通信端末装置３０１のブロック図である。

《第１の実施形態》
本発明の周波数安定化回路の具体的な実施の形態を示す前に、本発明の周波数安定化回路の目的と作用効果について説明する。
図３（Ａ）は、本発明の周波数安定化回路およびそれを備えたアンテナ装置の概略構成図である。図３（Ｂ）は比較例としてのアンテナ装置の概略構成図である。

図３（Ｂ）は給電回路３０によって給電されるアンテナ素子１０Ｄの構成を示している。従来のアンテナ設計手法は、製品の外観デザインが先に決定されて、それに収まるようにアンテナ素子１０を設計しなければならない、という設計上の制約があった。アンテナを設計するうえでの目標は、
（１）放射効率を高める。空間になるべく多くの電力を放射させる。
（２）周波数調整をする。アンテナに電力を入れるためのマッチングをとる。

という二点であるが、組み込み先のサイズと形状の限られた筐体に収まるアンテナを設計すると上記アンテナの放射効率と周波数調整とはしばしばトレードオフの関係となる。

図３（Ａ）に示す本発明に係る周波数安定化回路２５は給電ポートとアンテナポートを備え、給電ポートに給電回路３０が接続され、アンテナポートにアンテナ素子１０が接続される。この周波数安定化回路２５とアンテナ素子１０とによってアンテナ装置が構成される。さらに、このアンテナ装置と給電回路３０を含む回路によって移動体通信端末が構成される。

本発明の周波数安定化回路２５を用いることにより、アンテナ素子は、アンテナ素子間、アンテナ素子−グランド間の容量結合を減らしたシンプルな形状にして放射効率を高めることにだけに特化させ、周波数調整は周波数安定化回路２５に任せる。したがって、前述のトレードオフの関係を受けることなくアンテナの設計が極めて容易となり、開発期間も大幅に短縮化される。

図４は本発明に係る周波数安定化回路２５の基本構成部分の回路図である。周波数安定化回路２５は、給電回路３０に接続された１次側回路２６と、この１次側回路２６に対して電磁界結合する２次側回路２７とで構成されている。１次側回路２６は、第１のコイル状導体Ｌ１と第２のコイル状導体Ｌ２との直列回路であり、２次側回路２７は、第３のコイル状導体Ｌ３と第４のコイル状導体Ｌ４との直列回路である。アンテナポートと給電ポートとの間には１次側回路２６が接続され、アンテナポートとグランドとの間には２次側回路２７が接続されている。

図５は前記周波数安定化回路２５の４つのコイル状導体Ｌ１〜Ｌ４の磁気的結合の関係を示す図である。このように、第１のコイル状導体Ｌ１及び第２のコイル状導体Ｌ２は、この第１のコイル状導体Ｌ１と第２のコイル状導体Ｌ２とによって第１の閉磁路（磁束ＦＰ１２で示すループ）が構成されるように巻回されていて、第３のコイル状導体Ｌ３及び第４のコイル状導体Ｌ４は、第３のコイル状導体Ｌ３と第４のコイル状導体Ｌ４とによって第２の閉磁路（磁束ＦＰ３４で示すループ）が構成されるように巻回されている。このように、第１の閉磁路を通る磁束ＦＰ１２と第２の閉磁路を通る磁束ＦＰ３４とが互いに逆方向になるように４つのコイル状導体Ｌ１〜Ｌ４が巻回されている。図５中の二点鎖線の直線はこの２つの磁束ＦＰ１２とＦＰ３４とを結合させない磁気壁を表している。このようにコイル状導体Ｌ１とＬ３の間、及びＬ２とＬ４の間に等価的な磁気壁が生じる。

前記周波数安定化回路２５の主たる役割は次の二つである。
（１）アンテナが小型になるほどアンテナのインピーダンスは例えば３〜２０Ω程度と低くなる。周波数安定化回路はそのトランス機能でインピーダンスの実部Ｒのマッチングをとる。

（２）アンテナ素子は基本的にインダクタンス性であるので、インピーダンスの周波数特性は右上がりの特性があるが、周波数安定化回路は負性インダクタンスとして作用し、アンテナ素子に周波数安定化回路を組み合わせることによって、アンテナのインピーダンス（ｊｘ）の傾きを緩くする。

周波数安定化回路が負性インダクタンスとして作用する点について以降に説明する。
図６は前記コイル状導体Ｌ１〜Ｌ４によるコイル状導体同士の結合係数を所定値に定めたときの、給電回路から給電ポートを見た反射特性をスミスチャート上に表した図である。ここで、各結合係数は次のとおりである。

Ｌ１←→Ｌ２ ｋ≒−０．３
Ｌ３←→Ｌ４ ｋ≒−０．３
Ｌ１←→Ｌ３ ｋ≒−０．８
Ｌ２←→Ｌ４ ｋ≒−０．８
このように、Ｌ１とＬ３，Ｌ２とＬ４を強結合（ｋ＝−０．８程度）とし、Ｌ１とＬ２，Ｌ３とＬ４を弱結合（Ｋ＝−０．３程度）とすることで、結合により発生する相互インダクタンスＭの値は大きいままに、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の実効値は小さくなる。そのため、結合係数は等価的に１以上となって、周波数安定化回路のインピーダンスが負性のインダクタンスに見えることになる。すなわちメタマテリアル構造を成すことが可能となる。

なお、Ｌ１とＬ２の結合及びＬ３とＬ４の結合（横同士のコイル状導体間の結合）はそれぞれインダクタンス値が小さくなる磁界結合となっているが、Ｌ１とＬ３の結合及びＬ２とＬ４の結合（縦同士のコイル状導体間の結合）には、前記横同士のコイル状導体間の結合が影響しないため、このような新たな効果が生じているものと推測される。

図６において、マーカーｍ９は周波数８２０ＭＨｚにおける入力インピーダンス(S(1,1)=0.358+j0.063)であり、マーカーｍ１０は周波数１．９９ＧＨｚにおける入力インピーダンス（S(1,1)=0.382-j0.059)である。このように、周波数の低い帯域で誘導性、周波数の高い帯域で容量性となり、且つ実数成分（抵抗成分）が連続的に変化する負性のインダクタンスが得られる。

図７は前記負性のインダクタンスを示す周波数安定化回路による、アンテナ素子と給電回路とのインダクタンス整合について示す図である。図７において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスｊｘである。アンテナ素子はそれ自体でインダクタンスを備え、グランドとの間にキャパシタンスを備えている。そのためアンテナ素子のインピーダンスｊｘａは、ｊｘａ＝ωＬ−１／ωＣで表される。図７中の曲線ＲＩはこのアンテナ素子のインピーダンスｊｘａを表している。アンテナ素子の共振周波数はｊｘａ＝０のときである。一方、周波数安定化回路のインピーダンスは負性インダクタンスであるので、曲線（直線）ＳＩで表されるように右下がりの特性で表される。したがって、周波数安定化回路とアンテナ素子とによるアンテナ装置のインピーダンス（給電ポートから見たインピーダンス）は曲線（直線）ＡＩで示されるような傾きの小さな周波数特性となる。

ここで、この共振周波数よりずれた点でのアンテナ素子のインピーダンスの実部をＲで表し、ｊｘ＝Ｒの関係となる周波数をｆ１とすると、周波数ｆ１は入力した電力の半分が反射して半分が放射される（３ｄＢ落ちの）周波数である。そこで、−Ｒというものを仮定し、ｊｘ＝−Ｒとなる周波数をｆ２とすると、周波数ｆ２〜ｆ１の周波数幅がアンテナの帯域幅（半値全幅）と定義できる。

周波数安定化回路とアンテナ素子を含めたアンテナ装置のインピーダンスの傾きが緩くなると、ｊｘ＝Ｒとなる周波数は前記ｆ１より高くなり、ｊｘ＝−Ｒとなる周波数は前記ｆ２より低くなる。そのため、アンテナの帯域幅（３ｄＢ落ちの周波数帯域）は広くなる。すなわち広帯域に亘ってインピーダンス整合がとれることになる。これが、負性インダクタンスによる効果である。

次に、第１の実施形態の周波数安定化回路およびアンテナ装置の構成について、図８、図９を基に説明する。
図８は第１の実施形態の周波数安定化回路およびアンテナ装置の回路図である。周波数安定化回路２５は、給電回路３０に接続された１次側回路２６と、この１次側回路２６に対して電磁界結合する２次側回路２７とで構成されている。１次側回路２６は、第１のコイル状導体Ｌ１と第２のコイル状導体Ｌ２との直列回路であり、２次側回路２７は、第３のコイル状導体Ｌ３と第４のコイル状導体Ｌ４との直列回路である。第１のコイル状導体Ｌ１の一端は給電回路３０に接続され、第３のコイル状導体Ｌ３の一端は接地されている。第２のコイル状導体Ｌ２と第４のコイル状導体Ｌ４とは接続されて、この接続点と給電回路３０との間に１次側回路２６が接続されている。第２のコイル状導体Ｌ２と第４のコイル状導体Ｌ４との接続点とグランドとの間に２次側回路２７が接続されている。

前記コイル状導体Ｌ１〜Ｌ４は特許請求の範囲に記載の第１〜第４のリアクタンス素子にそれぞれ相当する。コイル状導体Ｌ１とコイル状導体Ｌ２との間は第１アンテナ接続部Ｊ１、コイル状導体Ｌ２とコイル状導体Ｌ４との間は第２アンテナ接続部Ｊ２である。

第１アンテナ接続部Ｊ１とアンテナ素子１０との間にハイパスフィルタ２８が挿入されている。また、第２アンテナ接続部Ｊ２とアンテナ素子１０との間にローパスフィルタ２９が挿入されている。すなわち、この例では第１アンテナ接続部Ｊ１および第２アンテナ接続部Ｊ２にアンテナ素子１０が間接的に接続されている。

前記ハイパスフィルタ２８はシリーズに接続されたキャパシタＣ１１およびシャントに接続されたインダクタＬ１１とで構成されている。前記ローパスフィルタ２９はシリーズに接続されたインダクタＬ１２およびシャントに接続されたキャパシタＣ１２とで構成されている。

前記周波数安定化回路２５は図４に示したとおりである。この周波数安定化回路２５および周波数フィルタ２８，２９によってフィルタ付き周波数安定化回路１０１が構成される。そして、このフィルタ付き周波数安定化回路１０１とアンテナ素子１０とによってアンテナ装置２０１が構成される。

図８に示したコイル状導体Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４のインダクタンスを同じ記号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４で表すとそれらのインダクタンスは次のとおりである。
Ｌ１＝２０［ｎＨ］
Ｌ２＝２０［ｎＨ］
Ｌ３＝ ５［ｎＨ］
Ｌ４＝ ５［ｎＨ］
したがって、給電回路３０を入力、アンテナ接続部Ｊ１を出力として見たときのコイル状導体Ｌ１〜Ｌ４によるトランス比は、
（Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４）／（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４）
＝（２０＋５＋５）／（２０＋２０＋５＋５）
＝３／５
である。

アンテナ素子１０が図１に示した特性を有する場合、ハイバンドでのインピーダンスは２８Ωであるので、前記トランス比によるインピーダンス変換は、５０×（３／５）＝３０Ω≒２８Ωとなり、整合する。

また、給電回路３０を入力、アンテナ接続部Ｊ２を出力として見たときのコイル状導体Ｌ１〜Ｌ４によるトランス比は、
（Ｌ３＋Ｌ４）／（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４）
＝（５＋５）／（２０＋２０＋５＋５）
＝１／５
である。

アンテナ素子１０が図１に示した特性を有する場合、ローバンドでのインピーダンスは１０Ωであるので、前記トランス比によるインピーダンス変換は、５０×（１／５）＝１０Ωとなり、整合する。

第１アンテナ接続部Ｊ１に接続したハイパスフィルタ２８はハイバンド（２ＧＨｚ帯）の信号を通過し、ローバンド（９００ＭＨｚ帯）の信号を阻止する。そのため、ハイバンドの信号はアンテナ接続部Ｊ１で入出力され、ローバンドの信号はアンテナ接続部Ｊ２で入出力される。これによりハイバンドの信号とローバンドの信号の回り込み（漏れ）が無く、ハイバンドとローバンドのそれぞれについて整合がなされる。

図９は第１の実施形態に係る周波数安定化回路２５を磁性体または誘電体の多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図９に示す向きでは磁性体シートの裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。

図９に示した範囲で第１層５１ａの裏面に導体パターン７３が形成され、第２層５１ｂの裏面に導体パターン７２，７４が形成され、第３層５１ｃの裏面に導体パターン７１，７５が形成されている。第４層５１ｄの裏面に導体パターン６１，６５が形成され、第５層５１ｅの裏面に導体パターン６２，６４が形成され、第６層５１ｆの裏面に導体パターン６３が形成されている。第７層５１ｇの裏面に導体パターン６６、給電端子４１、グランド端子４２、第１アンテナ接続端子４３、第２アンテナ接続端子４４がそれぞれ形成されている。図９中の縦方向に延びる破線はビア導体であり、導体パターン同士を層間で接続する。これらのビア導体は実際には所定の径寸法を有する円柱形の電極であるが、ここでは単純な破線で表している。

図９において、導体パターン６３の左半分と導体パターン６１，６２によって第１のコイル状導体Ｌ１を構成している。また、導体パターン６３の右半分と導体パターン６４，６５によって第２のコイル状導体Ｌ２を構成している。また、導体パターン７３の左半分と導体パターン７１，７２によって第３のコイル状導体Ｌ３を構成している。また、導体パターン７３の右半分と導体パターン７４，７５によって第４のコイル状導体Ｌ４を構成している。各コイル状導体Ｌ１〜Ｌ４の巻回軸は多層基板の積層方向に向いている。そして、第１のコイル状導体Ｌ１と第２のコイル状導体Ｌ２の巻回軸は異なる関係で並置されている。同様に、第３のコイル状導体Ｌ３と第４のコイル状導体Ｌ４は、それぞれの巻回軸が異なる関係で並置されている。そして、第１のコイル状導体Ｌ１と第３のコイル状導体Ｌ３のそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なり、第２のコイル状導体Ｌ２と第４のコイル状導体Ｌ４のそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なる。この例ではほぼ完全に重なる。このようにして８の字構造の導体パターンで４つのコイル状導体を構成している。

なお、各層は誘電体シートで構成されていてもよい。但し、比透磁率の高い磁性体シートを用いれば、コイル状導体間の結合係数をより高めることができる。

また、図９においてループ状の破線は閉磁路を表している。閉磁路ＣＭ１２はコイル状導体Ｌ１とＬ２とに鎖交する。また、閉磁路ＣＭ３４はコイル状導体Ｌ３とＬ４とに鎖交する。このように、第１のコイル状導体Ｌ１と第２のコイル状導体Ｌ２とによって第１の閉磁路ＣＭ１２が構成され、第３のコイル状導体Ｌ３と第４のコイル状導体Ｌ４とによって第２の閉磁路ＣＭ３４が構成される。図９において二点鎖線の平面は、前記二つの閉磁路の間にコイル状導体Ｌ１とＬ３が互いに逆向きの磁界を発生し、Ｌ２とＬ４が互いに逆向きの磁界を発生するように結合しているために等価的に生じる磁気壁ＭＷである。換言すると、この磁気壁ＭＷでコイル状導体Ｌ１，Ｌ２による閉磁路の磁束およびコイル状導体Ｌ３，Ｌ４による閉磁路の磁束をそれぞれ閉じ込める。

また、隣接するコイル状導体同士にそれぞれ容量が生じて、コイル状導体同士はこれらの容量によっても結合する。

このようにして周波数安定化回路を構成するとともに、ハイバンド用アンテナとローバンド用アンテナのそれぞれについてインピーダンス変換を行える。

《第２の実施形態》
図１０は第２の実施形態の周波数安定化回路およびアンテナ装置の回路図である。周波数安定化回路２５は、第１の実施形態で図８に示したものと同じである。ハイパスフィルタ２８とローパスフィルタ２９の構成も第１の実施形態で図８に示したものと同じである。第１の実施形態では単一のアンテナ素子１０を備えたが、図１０に示した例ではハイバンド（２ＧＨｚ帯、例えば1710〜2690MHz）用の第１アンテナ素子１１とローバンド（９００ＭＨｚ帯、例えば704〜960MHz）用の第２アンテナ素子１２とをそれぞれ備えている。周波数安定化回路２５および周波数フィルタ２８，２９によってフィルタ付き周波数安定化回路１０２が構成される。そして、このフィルタ付き周波数安定化回路１０２、第１アンテナ素子１１および第２アンテナ素子１２によってアンテナ装置２０２が構成される。

例えばハイバンド用の第１アンテナ素子１１は基板のグランド非形成領域に形成された放射電極パターンによるアンテナ、ローバンド用の第２アンテナ素子１２は基板のグランド電極上に実装されたチップアンテナである。このように周波数帯域に応じてアンテナ素子を個別に設けてもよい。そのことによって各アンテナ素子の特性を最適化し易くなる。

なお、一つのアンテナを共用しない場合でも、ハイバンド用のハイパスフィルタ２８とローバンド用のローパスフィルタ２９を備えることにより、ハイバンドの信号はアンテナ接続部Ｊ１で入出力され、ローバンドの信号はアンテナ接続部Ｊ２で入出力され、周波数安定化回路２５での信号の回り込みが抑制される。

なお、通常、移動体通信端末装置では、そのサイズ的な制約上、ローバンド用アンテナのインピーダンスは、ハイバンド用アンテナのインピーダンスに比べて小さい。放射効率に優れたシンプルな形状（たとえば平板状や面状）のアンテナの場合、ハイバンド用アンテナのインピーダンスが１０〜２０Ω程度であるのに対し、ローバンド用アンテナのインピーダンスは５〜１０Ω程度である。

他方、給電回路のインピーダンスは、通常、５０Ωであるため、ハイバンド用アンテナのインピーダンス変換比に比べ、ローバンド用アンテナのインピーダンス変換比を大きくする必要がある。

図１０に示した第２の実施形態の周波数安定化回路１０２では、
ハイバンドにおけるトランス比（インピーダンス変換比）は、
（Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４）／（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４）
ローバンドにおけるトランス比（インピーダンス変換比）は、
（Ｌ３＋Ｌ４）／（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４）
であるので、ハイバンド用アンテナに適用するインピーダンス変換比に比べ、ローバンド用アンテナに適用するインピーダンス変換比を大きくできる。

このように、本発明の周波数安定化回路によれば、複数のアンテナを用いるに際し、各アンテナの特性インピーダンスが異なっていても、各アンテナの特性インピーダンスに応じたインピーダンス変換比でインピーダンス変換を行うことができる。

《第３の実施形態》
図１１は第３の実施形態の周波数安定化回路およびアンテナ装置の回路図である。周波数安定化回路２５は、第１の実施形態で図８に示したものと同じである。ハイパスフィルタ２８とローパスフィルタ２９の構成も第１の実施形態で図８に示したものと同じである。図８に示した例では第１のコイル状導体Ｌ１と第２のコイル状導体Ｌ２との接続点が第１アンテナ接続部Ｊ１、コイル状導体Ｌ２とコイル状導体Ｌ４との間が第２アンテナ接続部Ｊ２であったが、図１１の例では、第３のコイル状導体Ｌ３と第４のコイル状導体Ｌ４との接続点が第１アンテナ接続部Ｊ１、コイル状導体Ｌ２とコイル状導体Ｌ４との間が第２アンテナ接続部Ｊ２である。また、図８に示した例では第１アンテナ接続部Ｊ１にハイパスフィルタが接続され、第２アンテナ接続部Ｊ２にローパスフィルタが接続されたが、図１１の例では第１アンテナ接続部Ｊ１にローパスフィルタが接続され、第２アンテナ接続部Ｊ２にハイパスフィルタが接続されている。周波数安定化回路２５および周波数フィルタ２８，２９によってフィルタ付き周波数安定化回路１０３が構成される。そして、このフィルタ付き周波数安定化回路１０３およびアンテナ素子１０によってアンテナ装置２０３が構成される。
図１１に示した例では、給電回路３０を入力、アンテナ接続部Ｊ１を出力として見たときのコイル状導体Ｌ１〜Ｌ４によるトランス比は、
Ｌ３／（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４）
である。

また、給電回路３０を入力、アンテナ接続部Ｊ２を出力として見たときのコイル状導体Ｌ１〜Ｌ４によるトランス比は、
（Ｌ３＋Ｌ４）／（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４）
である。

このように、インピーダンス変換比の大きな方のアンテナ接続部を第３のコイル状導体Ｌ３と第４のコイル状導体Ｌ４の接続点とし、それよりインピーダンス変換比の小さな方のアンテナ接続部を第２のコイル状導体Ｌ２と第４のコイル状導体Ｌ４の接続点としてもよい。

《第４の実施形態》
図１２は第４の実施形態である通信端末装置３０１のブロック図である。通信端末装置３０１は、ベースバンド回路１１０、通信回路１２０、フィルタ付き周波数安定化回路１０１およびアンテナ素子１０を備えている。フィルタ付き周波数安定化回路１０１およびアンテナ素子１０は第１の実施形態で示したとおりである。通信回路１２０は送信回路１２１、受信回路１２２およびデュプレクサ１２３を備えている。

第１の実施形態で示したフィルタ付き周波数安定化回路１０１およびアンテナ素子１０に代えて第２または第３の実施形態で示したフィルタ付き周波数安定化回路およびアンテナ素子を適用してもよい。

《他の実施形態》
以上に示した各実施形態では、インピーダンス変換比の大きな方がローバンド用のアンテナ接続部、インピーダンス変換比の小さな方がハイバンド用のアンテナ接続部であったが、ローバンドとハイバンドとでアンテナのインピーダンスの高低が逆の関係であるアンテナ素子を接続する場合には、インピーダンス変換比の大きな方をローバンド用のアンテナ接続部、インピーダンス変換比の小さな方をハイバンド用のアンテナ接続部とすればよい。

また、以上に示した各実施形態では、周波数フィルタとしてハイパスフィルタとローパスフィルタを例に挙げたが、バンドパスフィルタであってもよい。
さらには、第２の実施形態のように、異なる周波数帯に対応した二つのアンテナ素子を用いる場合には、これらのフィルタを介さずに、アンテナ接続部にアンテナ素子を直接接続してもよい。

また、以上に示した各実施形態では、第１のコイル状導体Ｌ１と第２のコイル状導体Ｌ２とが同じインダクタンスを有し、第３のコイル状導体Ｌ３と第４のコイル状導体Ｌ４とが同じインダクタンスを有する例を示したが、Ｌ１とＬ２が異なり、Ｌ３とＬ４が異なっていてもよい。前記インダクタンス値の違いによって、給電回路と第１アンテナ接続部との間でのインピーダンス変換比と、給電回路と第２アンテナ接続部との間でのインピーダンス変換比を適宜異ならせることができる。

ＣＭ１２…第１の閉磁路
ＣＭ３４…第２の閉磁路
ＦＰ１２，ＦＰ３４…磁束
Ｊ１…第１アンテナ接続部
Ｊ２…第２アンテナ接続部
Ｌ１…第１のコイル状導体
Ｌ２…第２のコイル状導体
Ｌ３…第３のコイル状導体
Ｌ４…第４のコイル状導体
ＭＷ…磁気壁
１０…アンテナ素子
１１…第１アンテナ素子
１２…第２アンテナ素子
２５…周波数安定化回路
２６…１次側回路
２７…２次側回路
２８…ハイパスフィルタ（周波数フィルタ）
２９…ローパスフィルタ（周波数フィルタ）
３０…給電回路
４１…給電端子
４２…グランド端子
４３…第１アンテナ接続端子
４４…第２アンテナ接続端子
５１ａ〜５１ｇ…磁性体層
６１〜６６…導体パターン
７１〜７５…導体パターン
１０１〜１０３…周波数安定化回路
１１０…ベースバンド回路
１２０…通信回路
１２１…送信回路
１２２…受信回路
１２３…デュプレクサ
２０１〜２０３…アンテナ装置
３０１…通信端末装置

（１２）必要に応じて、（１０）に記載の第１アンテナ素子と第２アンテナ素子はそれぞれ別のアンテナ素子であることが好ましい。この構成により、単一の周波数安定化回路でありながら、周波数帯域を分担する第１、第２のアンテナを用いることができる。

（１４）本発明の通信端末装置は、
給電端子に接続される第１リアクタンス素子、および前記第１リアクタンス素子に直列接続される第２リアクタンス素子を有する１次側回路と、
前記第１リアクタンス素子に対して電磁界結合する第３リアクタンス素子、および前記第３リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との間に直列接続され、前記第２リアクタンス素子に対して電磁界結合する第４リアクタンス素子を有する２次側回路と、
前記第１リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との接続点、または前記第３リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第１アンテナ素子と、
前記第２リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第２アンテナ素子と、
を有するアンテナ装置と、
前記給電端子に接続された通信回路と、
を備えたことを特徴とする。

（１６）必要に応じて、（１４）に記載の第１アンテナ素子と第２アンテナ素子はそれぞれ別のアンテナ素子であることが好ましい。この構成により、単一の周波数安定化回路でありながら、周波数帯域を分担する第１、第２のアンテナを用いることができる。

図７は前記負性のインダクタンスを示す周波数安定化回路による、アンテナ素子と給電回路とのインピーダンス整合について示す図である。図７において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスｊｘである。アンテナ素子はそれ自体でインダクタンスを備え、グランドとの間にキャパシタンスを備えている。そのためアンテナ素子のインピーダンスｊｘａは、ｊｘａ＝ωＬ−１／ωＣで表される。図７中の曲線ＲＩはこのアンテナ素子のインピーダンスｊｘａを表している。アンテナ素子の共振周波数はｊｘａ＝０のときである。一方、周波数安定化回路のインピーダンスは負性インダクタンスであるので、曲線（直線）ＳＩで表されるように右下がりの特性で表される。したがって、周波数安定化回路とアンテナ素子とによるアンテナ装置のインピーダンス（給電ポートから見たインピーダンス）は曲線（直線）ＡＩで示されるような傾きの小さな周波数特性となる。

Claims (17)

1. 給電回路に接続される第１リアクタンス素子、および前記第１リアクタンス素子に直列接続される第２リアクタンス素子を有する１次側回路と、
   前記第１リアクタンス素子に対して電磁界結合する第３リアクタンス素子、および前記第３リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との間に直列接続され、前記第２リアクタンス素子に対して電磁界結合する第４リアクタンス素子を有する２次側回路と、
   前記第１リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との接続点、または前記第３リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第１アンテナ接続部と、
   前記第２リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第２アンテナ接続部と、
   を備えた周波数安定化回路。
2. 前記第１アンテナ接続部と前記第２アンテナ接続部は共用のアンテナに直接的または間接的に接続される端子である、請求項１に記載の周波数安定化回路。
3. 前記第１アンテナ接続部と前記第２アンテナ接続部はそれぞれ別のアンテナに直接的または間接的に接続される端子である、請求項１に記載の周波数安定化回路。
4. 前記第１〜第４リアクタンス素子はそれぞれ主にインダクタンス成分を有するインダクタンス素子である、請求項１〜３に記載の周波数安定化回路。
5. 前記第１〜第４リアクタンス素子はそれぞれキャパシタンス成分をも含む素子である、請求項４に記載の周波数安定化回路。
6. 前記インダクタンス素子はコイル状導体パターンで構成されている、請求項５に記載の周波数安定化回路。
7. 前記コイル状導体パターンは、複数の誘電体層または磁性体層が積層された積層体の内部に設けられている、請求項６に記載の周波数安定化回路。
8. 前記第１リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子とは互いに異なるインダクタンス値を有し、前記第３リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子とは互いに異なるインダクタンス値を有する、請求項１〜７のいずれかに記載の周波数安定化回路。
9. 前記第１アンテナ接続部および前記第２アンテナ接続部に接続された周波数フィルタを備えた、請求項１〜８のいずれかに記載の周波数安定化回路。
10. 給電回路に接続される第１リアクタンス素子、および前記第１リアクタンス素子に直列接続される第２リアクタンス素子を有する１次側回路と、
    前記第１リアクタンス素子に対して電磁界結合する第３リアクタンス素子、および前記第３リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との間に直列接続され、前記第２リアクタンス素子に対して電磁界結合する第４リアクタンス素子を有する２次側回路と、
    を有する周波数安定化回路と、
    前記第１リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との接続点、または前記第２リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第１アンテナ素子と、
    前記第３リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第２アンテナ素子と、
    を備えたことを特徴とするアンテナ装置。
11. 前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子は共用のアンテナ素子である、請求項１０に記載のアンテナ装置。
12. 前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子はそれぞれ別のアンテナ素子である、請求項１０に記載のアンテナ装置。
13. 前記第１リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との接続点、または前記第３リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点と、前記第１アンテナ素子との間に第１の周波数フィルタが挿入され、
    前記第２リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点と、前記第２アンテナ素子との間に第２の周波数フィルタが挿入された、請求項１０〜１２のいずれかに記載のアンテナ装置。
14. 給電端子に接続される第１リアクタンス素子、および前記第１リアクタンス素子に直列接続される第２リアクタンス素子を有する１次側回路と、
    前記第１リアクタンス素子に対して電磁界結合する第３リアクタンス素子、および前記第３リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との間に直列接続され、前記第２リアクタンス素子に対して電磁界結合する第４リアクタンス素子を有する２次側回路と、
    前記第１リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との接続点、または前記第３リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第１アンテナ素子と、
    前記第２リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点に接続された第２アンテナ素子と、
    を有するアンテナ装置と、
    前記給電端子に接続された通信回路と、
    を備えたことを特徴とする通信端末装置。
15. 前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子は共用のアンテナ素子である、請求項１４に記載の通信端末装置。
16. 前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子はそれぞれ別のアンテナ素子である、請求項１４に記載の通信端末装置。
17. 前記第１リアクタンス素子と前記第２リアクタンス素子との接続点、または前記第３リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点と、前記第１アンテナ素子との間に第１の周波数フィルタが挿入され、
    前記第２リアクタンス素子と前記第４リアクタンス素子との接続点と、前記第２アンテナ素子との間に第２の周波数フィルタが挿入された、請求項１４〜１６のいずれかに記載の通信端末装置。

Images