JPWO2011077611A1 - 無線受信装置 - Google Patents

Abstract

アンテナ数増加による実装面積の増大を招くことなくアンテナ間干渉を低減し、ＲＦＩＣ入力端子数、回路規模、消費電流を低減することができる無線受信装置を開示する。無線受信装置（１００）において、マルチプレクサ（１２０）により、受信アンテナ（１１０−１）とダウンコンバータ（１３０）とが接続されているとき、容量制御部（１９０−２）は、受信アンテナ（１１０−２）に接続された容量可変寄生素子（１８０−２）の容量値を、受信アンテナ（１１０−１）での通信容量が最大となるように制御する。また、マルチプレクサ（１２０）により、受信アンテナ（１１０−２）とダウンコンバータ（１３０）とが接続されているとき、容量制御部（１９０−１）は、受信アンテナ（１１０−１）に接続された容量可変寄生素子（１８０−１）の容量値を、受信アンテナ（１１０−２）での通信容量が最大となるように制御する。

Description

本発明は、無線受信装置に関し、特に、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）システム或いはＳＩＭＯ（Single-Input Multiple-Output）システムで用いられる無線受信装置に関する。

ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）伝送技術は、その空間多重化とダイバーシティ効果により次世代の無線通信技術として不可欠なものになりつつある。しかし、その実装に対しては、複数の同等な特性を有する送受信装置及びアンテナを単に並列実装する方式が主流である。そのため、ＲＦＩＣ（Radio Frequency Integrated Circuit）の入力端子数、チップサイズ及び消費電力が増大するとともに、アンテナ間アイソレーションが十分とれないという２つの課題があった。

この並列実装により生じるＲＦＩＣの入力端子数、チップサイズ及び消費電力増大に対する１つ目の課題を解決する手段としては、例えば、特許文献１、特許文献２、非特許文献１、及び非特許文献２の方法が知られていた。つまり、従来の方法は、複数のアンテナに対し、１つのＲＦ（Radio Frequency）フロントエンドを時間で切り替えて使用するものがあった。

図１は、特許文献１に記載された従来のＭＩＭＯ対応の無線受信装置の構成を示すブロック図である。以下では、説明を簡易化するため、ブランチ数Ｎを２として説明する。

図１における無線受信装置は、ＲＦ信号を受信する２個の受信アンテナ２１０１，２１０２から成るアンテナ配列と、前記２個の受信アンテナ２１０１，２１０２の出力側に設けられ、２チャネルの信号を１つの出力にマルチプレクス（合成）する２：１マルチプレクサ（Ｍｕｘ：Multiplexer）２０２０と、前記２：１マルチプレクサ２０２０の出力側に設けられ、ＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバータ２１４０と、前記ダウンコンバータの出力側に設けられ、合成された２個の受信信号を同相信号成分と直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスする２つの１：２アナログ・デマルチプレクサ２０６１，２０６２と、前記２つの１：２アナログ・デマルチプレクサの出力側に設けられ、２個の同相信号成分または２個の直交信号成分のベースバンド信号に対して、フィルタリングと再構成を行う４個のローパスフィルタから構成される。

ここで、前記無線受信装置では、２：１マルチプレクサ２０２０によって、２個の受信アンテナ２１０１，２１０２を介して受信した２個の信号が１つの出力に時分割でマルチプレクスされる。そして、ダウンコンバータ２１４０によって、その合成信号がベースバンドの信号にダウンコンバートされて、同相信号成分と直交信号成分とが出力される。そして、２つの１：２アナログ・デマルチプレクサ２０６１，２０６２によって、合成されダウンコンバートされた２個の受信信号が、２個の受信信号の同相信号成分と２個の受信信号の直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスされる。

このように、前記無線受信装置では、ダウンコンバータ２１４０において、受信信号の合成信号をダウンコンバートする。そのため、並列実装された個々の受信部ごとにそれぞれをダウンコンバートするＭＩＭＯまたはＳＩＳＯの主流方式と比較して、前記無線受信装置では、ＲＦフロントエンド部の構成を簡略化および低消費電力化を図ることができる。

また、アンテナ間アイソレーションが十分とれないという２つ目の課題を解決する手段としては、例えば、特許文献３〜特許文献１０の方法が知られていた。つまり、従来の方法は、給電アンテナ素子に近接した位置に別途無給電アンテナと可変リアクタンス素子を設け、アンテナ放射パターンの最適制御を行うというものがあった。図２は、前記特許文献３に記載された従来のＭＩＭＯ受信アンテナ装置の構成を示すブロック図である。

図２におけるＭＩＭＯ受信アンテナ装置３００１において、列を為して配置されたアンテナ素子のうち、前記列の両端のアンテナ素子は給電アンテナ素子３０１１，３０１２である。また、前記両端の給電アンテナ素子３０１１，３０１２の間に配された残りのアンテナ素子は、無給電アンテナ素子３０２１，３０２２である。なお、前記無給電アンテナ素子３０２１，３０２２は、リアクタンス素子３０３１，３０３２によって終端されている。この方法は、リアクタンス素子３０３１、３０３２のリアクンタンス値を、無線通信における通信容量の期待値を最大化する値に設定する。これにより、複数の給電アンテナ素子間のアンテナ結合を軽減させて、ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）を向上させることができる。また、この方法は、給電アンテナ素子間の空間相関を軽減させて、通信容量を増大させることができる。

特開２００６−１３５８１４号公報 特開２００７−３２５２２０号公報 特開２００８−２１１５８６号公報 特開２００５−１５１１９４号公報 特開２００１−３１３５９６号公報 特表２００７−５３６７６７号公報 特開２００７−２４３４５５号公報 特開２００５−２６０７６２号公報 特開２００８−０７２７０４号公報 特表２００５−５１２３８９号公報

F.ADACHI,"A Periodic Switching Diversity Technique for a Digital FM Land Mobile Radio", IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY,VOL.VT-27,NO.4, NOVEMBER 1978, P211-P219 太郎丸 真著「単一受信回路と高速アンテナ切り換えによるダイバーシティ受信と適応指向性制御に関する一検討（Fast Antenna Switching for Diversity and Adaptive Beamforming with a Single Receiver Circuit）」社団法人 電子情報通信学会 信学技報 IEICE Technical Report、２００５年１０月

しかしながら、非特許文献２で詳細に解析されているように、特許文献１、特許文献２、非特許文献１、及び非特許文献２の構成では、複数アンテナ間干渉により、通信容量の減少を招く。また、特許文献３〜特許文献１０に開示されているように、無給電アンテナを新たに追加した場合、アンテナ間干渉は軽減されるものの、時分割概念の導入がない。そのため、ＲＦＩＣの入力端子数及び回路規模、消費電力の増大を招くのはもちろんのこと、通常の複数給電アンテナの他に新たな複数無給電アンテナを装荷する必要があり、実装面積の増大を招くという課題を有していた。

本発明の目的は、アンテナ数増加による実装面積の増大を招くことなくアンテナ間干渉を低減し、ＲＦＩＣ入力端子数、回路規模、消費電流を低減することができる無線受信装置を提供することである。

本発明の無線受信装置は、到来信号を受信電力に変換する第１及び第２の受信アンテナと、前記第２の受信アンテナに接続された容量可変寄生素子と、前記第１又は前記第２の受信アンテナにより受信された受信信号を復調するダウンコンバータと、前記第１及び第２の受信アンテナと前記ダウンコンバータとの間に設けられ、前記第１又は前記第２の受信アンテナと前記ダウンコンバータとの接続を、前記到来信号に含まれる変調信号のシンボルレートより短い時間で交互に切り換えるマルチプレクサと、前記第１の受信アンテナと前記ダウンコンバータとが接続されているときに、前記第２のアンテナに接続された前記容量可変寄生素子の容量値を、前記第１の受信アンテナでの通信容量が最大となるように制御する制御手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、アンテナ数増加による実装面積の増大を招くことなくアンテナ間干渉を低減し、ＲＦＩＣ入力端子数、回路規模、消費電流を低減することができる。

従来の無線受信装置の構成を示すブロック図 従来のアンテナ間干渉を低減したＭＩＭＯ用アンテナのブロック図 本発明の実施の形態１に係る無線受信装置の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る無線受信装置の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る無線受信装置の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４に係る無線受信装置の要部構成を示すブロック図 動作モード設定部における判定結果と動作モードとの対応関係を示す図

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図３は、本発明の実施の形態に係る無線受信装置の要部構成を示すブロック図である。なお、図３の本実施の形態に係る無線受信装置１００は、ブランチ数Ｎが２の場合の構成例である。

図３において、無線受信装置１００は、２個の受信アンテナ１１０−１，１１０−２、マルチプレクサ（Ｍｕｘ：Multiplexer）１２０、ダウンコンバータ１３０、デマルチプレクサ（ＤｅＭｕｘ：Demultiplexer）１４０−１、１４０−２、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１５０−１，１５０−２，１５０−３，１５０−４、ベースバンド処理部１６０、切替制御部１７０、容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２、及び、容量制御部１９０−１，１９０−２から構成される。

２個の受信アンテナ１１０−１，１１０−２は、アンテナ配列を構成し、到来信号を受信する。受信アンテナ１１０−１，１１０−２において受信されたＲＦ信号は、後段のマルチプレクサ１２０に出力される。以下では、受信アンテナ１１０−１により受信された信号を第１ＲＦ信号といい、受信アンテナ１１０−２により受信された信号を第２ＲＦ信号という。

マルチプレクサ１２０は、受信アンテナ１１０−１，１１０−２の出力側に設けられ、受信アンテナ１１０−１，１１０−２において受信された２系統のＲＦ信号（第１ＲＦ信号及び第２ＲＦ信号）を、１系統のＲＦ信号にマルチプレクスする。具体的には、マルチプレクサ１２０は、後述の切替制御部１７０からの第１切替信号に基づいて、ダウンコンバータ１３０に接続される受信アンテナ要素を受信アンテナ１１０−１と受信アンテナ１１０−２とに交互に切り替える。このようにして、マルチプレクサ１２０は、２個の受信アンテナ１１０−１，１１０−２を介して受信された２個のＲＦ信号をマルチプレクスする。すなわち、マルチプレクサ１２０は、第１ＲＦ信号と第２ＲＦ信号とを時分割して１つの出力信号を生成する。

このように、マルチプレクサ１２０は、時分割スイッチと等価であるといえる。そのため、マルチプレクサ１２０は、例えば、２個のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等のスイッチにより構成することができる。なお、ブランチ数Ｎ（Ｎは３以上の整数）の場合には、マルチプレクサ１２０が、Ｎ個のスイッチを有するように構成すればよい。

マルチプレクサ１２０は、マルチプレクス後の１系統のＲＦ信号をダウンコンバータ１３０に出力する。

ダウンコンバータ１３０は、マルチプレクサ１２０の出力側に設けられ、マルチプレクサ後の１系統のＲＦ信号をベースバンド信号にダウンコンバートして、受信アンテナ１１０−１，１１０−２で変換された受信電力を復調する。そして、ダウンコンバータ１３０は、ベースバンド信号の同相成分をデマルチプレクサ（ＤｅＭｕｘ：Demultiplexer）１４０−１に出力し、ベースバンド信号の直交成分をデマルチプレクサ１４０−２に出力する。

デマルチプレクサ１４０−１は、ダウンコンバータ１３０の同相出力側に設けられ、デマルチプレクサ１４０−１には、１系統にマルチプレクスされたベースバンド信号の同相成分が入力される。また、デマルチプレクサ１４０−２は、ダウンコンバータ１３０の直交出力側に設けられ、デマルチプレクサ１４０−２には、１系統にマルチプレクスされたベースバンド信号の直交成分が入力される。

デマルチプレクサ１４０−１，１４０−２は、切替制御部１７０からの第２切替信号に基づいて、１系統のベースバンド信号の同相成分を、２系統の同相成分にデマルチプレクス（分離）する。同様に、デマルチプレクサ１４０−２は、１系統のベースバンド信号の直交成分を、２系統の直交成分にデマルチプレクスする。

デマルチプレクサ１４０−１，１４０−２は、それぞれでデマルチプレクス後の２系統のベースバンド信号の同相成分及び直交成分を、それぞれ、ＬＰＦ１５０−１，１５０−２，１５０−３，１５０−４に出力する。

ＬＰＦ１５０−１，１５０−２は、デマルチプレクサ１４０−１の出力側に設けられ、ベースバンド信号の同相成分に対してフィルタリング処理を行い、復調信号を再構成する。また、ＬＰＦ１５０−３，１５０−４は、デマルチプレクサ１４０−２の出力側に設けられ、ベースバンド信号の直交成分に対してフィルタリング処理を行い、復調信号を再構成する。ＬＰＦ１５０−１，１５０−３は、第１ＲＦ信号に対する再構成後の同相成分（Ｉｏｕｔ１）及び直交成分（Ｑｏｕｔ１）を、ベースバンド処理部１６０に出力する。また、ＬＰＦ１５０−２，１５０−４は、第２ＲＦ信号に対する再構成後の同相成分（Ｉｏｕｔ２）及び直交成分（Ｑｏｕｔ２）を、ベースバンド処理部１６０に出力する。

ベースバンド処理部１６０は、第１ＲＦ信号又は第２ＲＦ信号に対する同相成分及び直交成分を用いて、通信容量を算出する。例えば、ベースバンド処理部１６０は、式（１）に基づいて、通信容量Ｃを算出する。式（１）は、シャノンの定理より得られる。

式（１）において、ｎ_Ｔは、送信アンテナ数であり、Ｉ_ｎＲは、サイズがｎ_Ｒの単位行列である。ここで、ｎ_Ｒは、受信アンテナ数である。また、ＳＮＲは、信号対雑音電力比であり、Ｈは、チャネル行列である。チャネル行列には、受信アンテナ１１０−１，１１０−２の放射パターンに応じた指向性が反映される。

ベースバンド処理部１６０は、算出した通信容量の情報を容量制御部１９０−１，１９０−２に出力する。

切替制御部１７０は、クロック発生回路１７１及び遅延回路１７２を有し、マルチプレクサ１２０に第１切替信号を提供し、デマルチプレクサ１４０−１，１４０−２に第２切替信号を提供する。

クロック発生回路１７１は、所定周期のクロック信号を生成し、生成したクロック信号を第１切換信号として、マルチプレクサ１２０に出力する。また、クロック発生回路１７１は、生成したクロック信号（第１切替信号）を遅延回路１７２及び容量制御部１９０−１，１９０−２に出力する。なお、クロック発生回路１７１により生成されるクロック信号（第１切替信号）のクロック周期については、後述する。

遅延回路１７２は、クロック発生回路１７１において生成されるクロック信号（第１切替信号）を遅延させて第２切替信号として、デマルチプレクサ１４０−１，１４０−２に出力する。なお、遅延回路１７２の遅延時間は、マルチプレクサ１２０から出力されるＲＦ信号が、ダウンコンバータ１３０でベースバンド信号に変換され、デマルチプレクサ１４０−１，１４０−２に到達するまでの遅延時間を考慮して設定される。

容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２は、それぞれ、受信アンテナ１１０−１，１１０−２に接続されており、容量制御部１９０−１，１９０−２からの制御信号に応じて、容量値を変更する。

容量制御部１９０−１，１９０−２は、ベースバンド処理部１６０から通知される通信容量の情報に基づいて、容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２の容量値を制御する。なお、容量制御部１９０−１，１９０−２における容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２の容量値の制御方法については、後述する。

次に、以上のように構成された無線受信装置１００の動作について説明する。

無線受信装置１００では、２個の受信アンテナ１１０−１，１１０−２を介して受信された第１ＲＦ信号及び第２ＲＦ信号が、マルチプレクサ１２０によって、１つの出力に時分割でマルチプレクスされる。

具体的には、マルチプレクサ１２０は、切替制御部１７０からの第１切替信号に基づいて、受信アンテナ１１０−１，１１０−２とダウンコンバータ１３０との接続を切り替える。すなわち、受信アンテナ１１０−１により受信された第１ＲＦ信号と、受信アンテナ１１０−２により受信された第２ＲＦ信号とが、第１切替信号のクロック周期毎に交互にダウンコンバータ１３０に入力されるようになる。

本実施の形態の無線受信装置１００は、マルチプレクサ１２０とデマルチプレクサ１４０−１、１４０−２の間にダウンコンバータ１３０が接続され、第１切替信号によりダウンコンバータ１３０が時分割動作している。一般的に、時分割動作を行う素子は、周波数特性を持たない、広帯域の通過特性を持った回路を用いることがよいと考えられている。なお、周波数特性を持つ回路を時分割動作させると、２つの信号系統のブランチ間で信号のリークが発生してしまい、復調性能を劣化させることが知られている。そのため、このダウンコンバータ１３０は、広帯域通過特性を持つことが望まれる。

このとき、ダウンコンバータ１３０以降において、第１ＲＦ信号及び第２ＲＦ信号の復調は、サンプリング定理により、第１ＲＦ信号及び第２ＲＦ信号に含まれる変調信号のシンボルレートの半分以下の時間でサンプリングされる必要がある。本実施の形態の無線受信装置１００は、マルチプレクサ１２０によりダウンコンバータ１３０に入力する信号を切り換える。すなわち、マルチプレクサ１２０は、第１ＲＦ信号及び第２ＲＦ信号に含まれる変調信号のシンボルレートの半分以下の時間で切り替える必要がある。したがって、第１切替信号のクロックレートは、第１ＲＦ信号及び第２ＲＦ信号に含まれる変調信号のシンボルレートの２倍以上とするとよい。なお、望ましくは、マルチプレクサ１２０は、受信周波数帯域幅以上の速度で切り換えるのがよい。例えば、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）仕様におけるＢａｎｄIの場合、受信周波数帯域幅は、６０ＭＨｚである。したがって、マルチプレクサ１２０の切換速度を６０ＭＨｚ以上とすると、受信周波数帯域幅が変動する場合においてもサンプリング定理が満たされるようになる。

容量制御部１９０−１，１９０−２には、切替制御部１７０から第１切替信号が入力される。マルチプレクサ１２０は、第１切替信号に基づいて、受信アンテナ１１０−１と受信アンテナ１１０−２とを交互にダウンコンバータ１３０に接続する。なお、容量制御部１９０−１，１９０−２は、入力された第１切替信号に基づいて、ダウンコンバータ１３０が、受信アンテナ１１０−１，１１０−２のうち、どちらの受信アンテナに接続されているか判定することができる。

まず、マルチプレクサ１２０によって、受信アンテナ１１０−１がダウンコンバータ１３０に接続されている期間について考える。

この期間、受信アンテナ１１０−２は、ダウンコンバータ１３０に接続されておらず、ダウンコンバータ１３０から切り離されている。すなわち、当該期間では、ダウンコンバータ１３０に接続されている受信アンテナ１１０−１が給電アンテナを形成し、ダウンコンバータ１３０に接続されていない受信アンテナ１１０−２が無給電アンテナを形成する。

本実施の形態では、ダウンコンバータ１３０に接続される受信アンテナが、マルチプレクサ１２０により時分割で切り替えられる場合に、給電アンテナと無給電アンテナとが形成されることに着目した。このように、マルチプレクサ１２０により、ダウンコンバータ１３０に接続されない受信アンテナは、無給電アンテナとなる。

そこで、本実施の形態では、無給電アンテナを形成する受信アンテナ（第２受信アンテナ）に接続されている容量可変寄生素子（第２容量可変寄生素子）の容量値を制御して、給電アンテナを形成する受信アンテナ（第１受信アンテナ）の放射パターンを制御するようにしたものである。これにより、本実施の形態では、新たに無給電アンテナを追加することなく、給電アンテナの放射パターンを制御することができるようになる。放射パターンは、チャネル行列に影響を与える。また、式（１）に示したように、通信容量はチャネル行列により変動する。そのため、本実施の形態では、第２容量可変寄生素子の容量値を、第１受信アンテナにおける通信容量が最大となるように制御するようにした。このことにより、本実施の形態では、第１受信アンテナと第２受信アンテナとの間のアンテナ結合又は空間相関を利用して、第１受信アンテナにおけるＳＮＲを向上させることができる。

具体的には、マルチプレクサ１２０によって、受信アンテナ１１０−２が無給電アンテナを形成する期間、容量制御部１９０−２は、受信アンテナ１１０−２に接続される容量可変寄生素子１８０−２の容量値を制御する。これにより、無給電アンテナを形成する受信アンテナ１１０−２は、給電アンテナを形成する受信アンテナ１１０−１の放射パターンを制御することができるようになる。このとき、容量制御部１９０−２は、給電アンテナを形成する受信アンテナ１１０−１での通信容量が最大となるように、容量可変寄生素子１８０−２の容量値を変更して、受信アンテナ１１０−１の放射パターンを制御する。

次に、マルチプレクサ１２０によって、受信アンテナ１１０−２がダウンコンバータ１３０に接続されている期間について考える。この期間、受信アンテナ１１０−１は、ダウンコンバータ１３０に接続されておらず、ダウンコンバータ１３０から切り離されている。すなわち、当該期間では、ダウンコンバータ１３０に接続されている受信アンテナ１１０−２が給電アンテナとなり、ダウンコンバータ１３０に接続されていない受信アンテナ１１０−１が無給電アンテナとなる。そこで、当該期間では、容量制御部１９０−１は、給電アンテナを形成する受信アンテナ１１０−２での通信容量が最大となるように、受信アンテナ１１０−１に接続されている容量可変寄生素子１８０−１の容量値を制御する。

容量値の制御方法としては、例えば、容量制御部１９０−１，１９０−２は、ターゲット容量値に応じた出力電圧値を持つ制御信号を容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２に出力する。ここで、容量制御部１９０−１，１９０−２は、受信アンテナ１１０−２，１１０−１での通信容量が最大となるような容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２の容量値を、ターゲット容量値として決定する。そして、容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２は、容量制御部１９０−１，１９０−２からの制御信号の出力電力値に応じて容量値を変更する。

なお、受信アンテナ１１０−１，１１０−２のうち、ダウンコンバータ１３０に接続されている受信アンテナは主アンテナとなり、ダウンコンバータ１３０に接続されていない受信アンテナは副アンテナとなる。ここで、主アンテナ及び副アンテナは、マルチプレクサ１２０の切り替え速度に同期して入れ替わる。そのため、容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２は、接続される受信アンテナが主アンテナで動作する場合と副アンテナで動作する場合とで異なる容量値をとる。すなわち、容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２は、主アンテナ用と副アンテナ用の２通りの容量値をとる。そして、容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２の容量値は、マルチプレクサ１２０の切り替え速度に同期して、主アンテナ用の容量値と副アンテナ用の容量値とで切り替えられることになる。

しかし、それぞれの容量値の更新速度は、ドップラー周波数より大きく設定する必要があるものの、マルチプレクサ１２０の切り替え速度より十分遅くてよい。ここで、容量値の更新速度とは、主アンテナ用及び副アンテナ用の２通りの容量値の値自体を更新する速度であり、上記容量値の切り替え速度とは異なる。例えば、2.4GHz帯を用いて時速300KHzで移動する新幹線のドップラーシフト周波数は667Hzである。この場合、容量値の更新速度は、数倍程度（例えば、2倍の1.334KHz等）に設定すればよい。高速のスイッチを実現するためにはスイッチサイズを小さくする必要があるため、一般的なＣＭＯＳプロセスでは等価直列抵抗が大きくなり容量のＱ値が下がることで特性が劣化する。しかし、本実施の形態では、高速性に支配されることなく、特性面に最適化したスイッチを用いて容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２を構成することができる。この結果、超高速を要求されるマルチプレクサ１２０の切り替え速度に影響を受けることなく、Ｑ値の高い容量可変寄生素子１８０−１，１８０−２を構成することができる。なお、主アンテナ用及び副アンテナ用の２通りの容量値は、制御を簡単化するため独立した２通りの容量値のうち一方を０としてもよい。

以上のように、本実施の形態に係る無線受信装置１００は、時分割で使用していない無給電アンテナを活用して給電アンテナの放射パターンを制御することができる。つまり、受信アンテナ１１０−２が無給電アンテナを形成するとき、容量制御部１９０−２は、受信アンテナ１１０−２に接続された容量可変寄生素子１８０−２の容量値を、受信アンテナ１１０−１の通信容量が最大となるように制御する。また、マルチプレクサ１２０により、受信アンテナ１１０−１が無給電アンテナを形成するとき、容量制御部１９０−１は、受信アンテナ１１０−１に接続された容量可変寄生素子１８０−１の容量値を、受信アンテナ１１０−２の通信容量が最大となるように制御する。これにより、本実施の形態では、新たに寄生アンテナを付加することなく、給電アンテナの通信容量を増加することができる。

なお、本実施の形態において、無線受信装置１００が、ＭＩＭＯ対応の無線受信装置として説明したが、無線受信装置１００が、送信系が１系統となるＳＩＭＯ対応の無線受信装置として適用可能であることはいうまでもない。この場合は、２つの受信アンテナにより、最大比合成ダイバーシティ受信をすることができるようになる。なお、通常、ＭＩＭＯ又は最大比合成ダイバーシティ受信の性能を十分発揮するためには、２アンテナ間の距離を十分離すことで両者の干渉（相関）を低減させておく必要がある。しかし、スペースが限定される携帯端末においては、２アンテナ間の距離を離すことは通常困難であることが多く、理論特性からの劣化を招いていた。しかしながら、本実施の形態においては、２つの受信アンテナの相互干渉を利用して伝送効率を上げる構成を採る。そのため、２つの受信アンテナが互いに干渉を与え合うように２つの受信アンテナを近接させて配置することができ、無線受信装置の小型化が図れるようになる。なお、受信アンテナ間距離は、波長の１／８程度が最適点となるが、それより近接した場合においても通常のＭＩＭＯ又ＳＩＭＯ（最大比合成ダイバーシティ受信）に対し、理論値に対する劣化が少ないという有利な効果が得られる。

また、以上の説明では、第２受信アンテナが無給電アンテナであるときに、容量制御部が、第２容量可変寄生素子の容量値を、第１受信アンテナにおける通信容量が最大となるように制御する場合について説明した。しかし、容量値の制御方法は、これに限られない。第１及び第２受信アンテナそれぞれを時分割で主アンテナとして用いるＭＩＭＯシステム全体での性能を重視する場合には、容量制御部はＭＩＭＯシステム全体での通信容量が最大となるように第１及び第２容量可変寄生素子の容量値を制御するとよい。

（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態に係る無線受信装置の要部構成を示すブロック図である。なお、図４の本実施の形態に係る無線受信装置において、図３と同じ構成要素には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。

本実施の形態に係る無線受信装置２００は、実施の形態１に係る無線受信装置１００に対して、受信アンテナ１１０−１，１１０−２とマルチプレクサ１２０との間に、それぞれバンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）２１０−１，２１０−２を追加した構成を採る。

バンドパスフィルタ２１０−１，２１０−２は、受信アンテナ１１０−１，１１０−２とマルチプレクサ１２０との間に接続されており、第１切替信号の時分割制御周波数によって生じる帯域外折り返し妨害波をそれぞれ除去する。そのため、バンドパスフィルタ２１０−１、２１０−２の帯域幅は、受信する希望波変調信号帯域幅より大きく、マルチプレクサ１２０を切り替える第１切替信号の時分割制御周波数より小さく設定する必要がある。

なお、バンドパスフィルタは、マルチプレクサ１２０の後段に配置し共用化する構成では、マルチプレクサ１２０によって時分割に並べられた２つの独立データが後段のバンドパスフィルタにより平均化（混合）作用を受け、好ましくない。

これに対し、バンドパスフィルタ２１０−１，２１０−２は、図４に示すように、受信アンテナ１１０−１，１１０−２と、マルチプレクサ１２０との間に設けるようにする。この場合、バンドパスフィルタ２１０−１には、受信アンテナ１１０−１によって受信された第１ＲＦ信号のみが入力され、受信アンテナ１１０−２によって受信された第２ＲＦ信号は入力されない。そのため、バンドパスフィルタ２１０−１では、第１ＲＦ信号のみが平均化されるようになる。同様に、バンドパスフィルタ２１０−２には、受信アンテナ１１０−２によって受信された第２ＲＦ信号のみが入力され、受信アンテナ１１０−１によって受信された第１ＲＦ信号は入力されない。そのため、バンドパスフィルタ２１０−２では、第２ＲＦ信号のみが平均化されるようになる。

このように、バンドパスフィルタ２１０−１，２１０−２は、図４に示すように、受信アンテナ１１０−１，１１０−２とマルチプレクサ１２０との間に設ける。これにより、受信アンテナ１１０−１によって受信された第１ＲＦ信号と、受信アンテナ１１０−２によって受信された第２ＲＦ信号とが、独立に平均化されるようになる。したがって、バンドパスフィルタ２１０−１、２１０−２が同一のフィルタ特性を有するようにして、第１ＲＦ信号及び第２ＲＦ信号に対し、共通の平均処理が施されるようにするのが望ましい。

以上ように、本実施の形態に係る無線受信装置２００は、バンドパスフィルタ２１０−１，２１０−２を受信アンテナ１１０−１，１１０−２とマルチプレクサ１２０との間に設ける。これにより、本実施の形態では、受信された第１ＲＦ信号と第２ＲＦ信号とが、独立に平均化されるため、帯域外妨害波の折り返し影響を受けずに、確実に時分割動作を行うことができ、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態に係る無線受信装置の要部構成を示すブロック図である。なお、図５の本実施の形態に係る無線受信装置において、図４と同じ構成要素には、図４と同一の符号を付して説明を省略する。

本実施の形態に係る無線受信装置３００は、実施の形態２に係る無線受信装置２００に対して、受信アンテナ１１０−１，１１０−２とバンドパスフィルタ２１０−１，２１０−２との間に、低雑音増幅器３１０−１，３１０−２をそれぞれ追加した構成を採る。

低雑音増幅器３１０−１は、バンドパスフィルタ２１０−１の前段に設けられ、受信アンテナ１１０−１により変換された受信電力（第１ＲＦ信号）を増幅する。

低雑音増幅器３１０−２は、バンドパスフィルタ２１０−２の前段に設けられ、受信アンテナ１１０−２により変換された受信電力（第２ＲＦ信号）を増幅する。

なお、低雑音増幅器３１０−１，３１０−２は、受信アンテナ１１０−１，１１０−２において受信した第１ＲＦ信号、第２ＲＦ信号の熱雑音レベルを設定された利得だけ上昇させる。低雑音増幅器３１０−１，３１０−２の後段のバンドパスフィルタ２１０−１，２１０−２では、増幅された帯域外熱雑音が除去されるため、第１ＲＦ信号の熱雑音及び第２ＲＦ信号の熱雑音の受信電力がそれぞれ１／２になる。第１ＲＦ信号と第２ＲＦ信号は、時分割化によって、受信電力が１／２になるので、低雑音増幅器３１０−１，３１０−２を設けることにより、理論的に生じる３ｄＢのＳＮＲ劣化を防止することができる。

以上のように、本実施の形態に係る無線受信装置３００は、バンドパスフィルタ２１０−１の前段に低雑音増幅器３１０−１を設け、バンドパスフィルタ２１０−２の前段に低雑音増幅器３１０−２を設ける。これにより、本実施の形態では、第１ＲＦ信号と第２ＲＦ信号とが時分割された１系統のＲＦ信号がダウンコンバータ１３０に入力されることにより、理論的に生じる３ｄＢのＳＮＲ劣化を防止ことができる。また、本実施の形態は、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。

（実施の形態４）
図６は、本発明の実施の形態の無線受信装置の要部構成のブロック図である。なお、図６の本実施の形態に係る無線受信装置において、図５と同じ構成要素には、図５と同一の符号を付して説明を省略する。

本実施の形態に係る無線受信装置４００は、実施の形態３に係る無線受信装置３００に対して、希望波レベル検出部４１０、妨害波レベル検出部４２０−１，４２０−２、及び、動作モード設定部４３０を更に追加した構成を採る。

希望波レベル検出部４１０は、ＬＰＦ１５０−１，１５０−２，１５０−３，１５０−４の出力から希望波の受信レベルを検出する。

妨害波レベル検出部４２０−１，４２０−２は、バンドパスフィルタ２１０−１，２１０−２の出力から妨害波及び希望波の受信レベルを検出する。

動作モード設定部４３０は、希望波レベル検出部４１０及び妨害波レベル検出部４２０−１，４２０−２の出力結果に基づいて、無線受信装置４００の動作モードをいずれかに切り替える。無線受信装置４００の動作モードは、ＳＩＭＯ、ＭＩＭＯ、及び、ＳＩＳＯ（Single Input Single Output）を含む。

具体的には、希望波の受信レベル及び妨害波の受信レベルが低い場合、動作モード設定部４３０は、動作モードをＳＩＭＯモードに設定する。無線受信装置４００をＳＩＭＯ動作させることにより、ダイバーシティ合成が行われるため、希望波の受信レベルが低い場合においても受信感度を向上させることができる。

また、希望波の受信レベルが高く、妨害波の受信レベルが低い場合、動作モード設定部４３０は、動作モードをＭＩＭＯモードに設定する。希望波の受信レベルが高い場合には、無線受信装置４００をＭＩＭＯさせることにより、スループットを向上させることができる。

また、妨害波の受信レベルが高い場合、動作モード設定部４３０は、動作モードをＳＩＳＯモードに設定し、無線受信装置４００を通常シングル動作させる。

動作モード設定部４３０は、例えば、図７に示すような判定表を保持し、当該判定表に基づいて、動作モードを適宜切り替え制御する。なお、設定された動作モードは、通信相手の無線送信装置にフィードバックされる。

更に、動作モード設定部４３０は、動作モードをＳＩＳＯに設定する場合には、無線受信装置４００が時分割動作を行わないように、切替制御部１７０のクロック発生回路１７１に第１切替信号の提供を中止するための指示信号を出力する。同時に、動作モード設定部４３０は、容量制御部１９０−１，１９０−２に、制御信号の提供を中止するための指示信号を出力する。このようにして、動作モード設定部４３０は、希望波及び妨害波の受信レベルに基づいて、動作モードを設定し、設定した動作モードに応じて、無線受信装置４００における時分割動作のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う。

以上のように、本実施の形態係る無線受信装置４００において、動作モード設定部４３０は、希望波及び妨害波の受信レベルの検出結果に応じて、動作モードを切り替える。例えば、動作モード設定部４３０は、希望波の受信レベルが低く弱電界の場合、動作モードをＳＩＭＯモードに設定する。また、動作モード設定部４３０は、希望波の受信レベルが高く強電界の場合、動作モードをＭＩＭＯモードに設定し、妨害波の受信レベルが高く強入力妨害波が存在する場合、動作モードをＳＩＳＯモードに設定する。これにより、時分割切り替え方式の課題である帯域外妨害波折り返し耐性を軽くし、バンドパスフィルタの帯域幅を通常の無線受信装置と同じ受信帯域幅に設定することができる。このように、バンドパスフィルタの帯域幅を広く設定できるので、バンドパスフィルタの中心周波数をチャンネルに合わせて変化させるチューナブルフィルタを不要化することができる。

２００９年１２月２５日出願の特願２００９−２９５５５４に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明に係る無線受信装置は、並列実装で構成された通常構成の受信装置に対し、ＲＦ入力端子数、回路規模削減を可能とし、３Ｇ ＬＴＥ（3GPP Long Trem Evolution）携帯電話無線部等として有用である。またＭＩＭＯだけでなく、ＳＩＭＯ、すなわち最大比合成ダイバーシティとして、地上波デジタルＴＶ（ＩＳＤＢ−Ｔ：Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）等の用途にも応用できる。

１００，２００，３００，４００ 無線受信装置
１１０−１，１１０−２ 受信アンテナ
１２０ マルチプレクサ
１３０ ダウンコンバータ
１４０−１，１４０−２ デマルチプレクサ
１５０−１，１５０−２，１５０−３，１５０−４ ＬＰＦ
１６０ ベースバンド処理部
１７０ 切替制御部
１７１ クロック発生回路
１７２ 遅延回路
１９０−１，１９０−２ 容量制御部
１８０−１，１８０−２ 容量可変寄生素子
２１０−１，２１０−２ バンドパスフィルタ
３１０−１，３１０−２ 低雑音増幅器
４１０ 希望波レベル検出部
４２０−１，４２０−２ 妨害波レベル検出部
４３０ 動作モード設定部

Claims (7)

1. 到来信号を受信電力に変換する第１及び第２の受信アンテナと、
   前記第２の受信アンテナに接続された容量可変寄生素子と、
   前記第１又は前記第２の受信アンテナにより受信された受信信号を復調するダウンコンバータと、
   前記第１及び第２の受信アンテナと前記ダウンコンバータとの間に設けられ、前記第１又は前記第２の受信アンテナと前記ダウンコンバータとの接続を、前記到来信号に含まれる変調信号のシンボルレートより短い時間で交互に切り換えるマルチプレクサと、
   前記第１の受信アンテナと前記ダウンコンバータとが接続されているときに、前記第２のアンテナに接続された前記容量可変寄生素子の容量値を、前記第１の受信アンテナでの通信容量が最大となるように制御する制御手段と、
   を具備する無線受信装置。
2. 前記第１の受信アンテナと前記ダウンコンバータとの間に設けられ、前記第１の受信アンテナで受信された受信信号から妨害波を除去する第１のバンドパスフィルタと、
   前記第２の受信アンテナと前記ダウンコンバータとの間に設けられ、前記第２の受信アンテナで受信された受信信号から妨害波を除去する第２のバンドパスフィルタと、を更に具備する、
   請求項１に記載の無線受信装置。
3. 前記第１及び第２のバンドパスフィルタは、同一のフィルタ特性を有する、
   請求項２に記載の無線受信装置。
4. 前記第１のバンドパスフィルタの前段に設けられ、前記第１の受信アンテナにより受信された受信信号を増幅する第１の増幅手段と、
   前記第２のバンドパスフィルタの前段に設けられ、前記第２の受信アンテナにより受信された受信信号を増幅する第２の増幅手段と、を更に具備する、
   請求項２に記載の無線受信装置。
5. 前記制御手段は、
   前記容量可変寄生素子の容量値を、ドップラー周波数より大きい速度で制御する、
   請求項１に記載の無線受信装置。
6. 前記第１又は第２の受信アンテナにより受信された受信信号を用いて希望波及び妨害波の受信レベルを検出する検出手段と、
   前記検出手段における検出結果に応じて、動作モードを、ＳＩＳＯモード、ＭＩＭＯモード、ＳＩＭＯモードのいずれかに設定する設定手段、を更に具備する、
   請求項１に記載の無線受信装置。
7. 前記設定手段は、
   前記妨害波の受信レベルが高い場合、前記動作モードをＳＩＳＯモードに設定し、前記希望波の受信レベルが高く、前記妨害波の受信レベルが低い場合、前記動作モードをＭＩＭＯモードに設定し、前期希望波の受信レベルが低く、前記妨害波の受信レベルが低い場合、前記動作モードをＳＩＭＯモードに設定する、
   請求項６に記載の無線受信装置。

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