JPWO2010110184A1 - 回路、制御システム、制御方法及びプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体 - Google Patents
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Abstract
ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ，高速な周波数追従性能を実現することが可能な回路を提供するために，回路は，ＯＴＮ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｎｅｔｗｏｒｋ）信号からＳＤＨ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｈｉｅｒａｒｃｈｙ）信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段（１００）の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分（２００）及び周波数変動状態（３００）を処理した結果に基づいて，ＰＬＬ手段のループゲインを制御する。
Description
本願発明は、ジッタ・ワンダ抑圧機能と周波数追従機能との両方を兼ね備えた回路、制御システム、制御方法及びプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。
ＯＴＮ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｎｅｔｗｏｒｋ）信号からＳＤＨ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｈｉｅｒａｒｃｈｙ）信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）信号のクロックを再生する場合は、非同期スタッフ多重に起因する高周波ジッタ成分と低周波ワンダ成分との両方が発生する。
高周波ジッタと低周波ワンダとの抑圧にあたっては、以下の４つの問題がある。
図１は、本願発明に関連するＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路で発生する第１の問題を説明するための図である。第１の問題は、図１に示すように、非同期スタッフ多重方式の宿命である、０（ゼロ）スタッフ時におけるジッタ・ワンダ（Ｗａｉｔｉｎｇ Ｔｉｍｅ Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ）が発生することである。
図１〜図４において、ＯＴＵ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｕｎｉｔ）３は、ＯＴＮで規定された約４０Ｇｂ／ｓの速度を持つ光インタフェースである。ＳＴＭ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｍｏｄｕｌｅ）−６４及び１０ＧｂＥ（Ｇｉｇａｂｉｔ Ｅｔｈｅｒｎｅｔ）は、それぞれＳＤＨ及びＥｔｈｅｒｎｅｔで規定される、いずれも約１０Ｇｂ／ｓの速度のインタフェースである。
本来、スタッフ多重方式においては、ＯＴＮ信号とＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号の周波数を監視すれば、最適なＰＬＬ遮断周波数を算出できる。しかし、周波数の監視のためには高精度発振器（オーブン制御水晶発振器）もしくは外部同期用クロック（いわゆるＢｕｉｌｄｉｎｇ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｓｕｐｐｌｙ，Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｕｐｐｌｙ Ｕｎｉｔ ｏｒ Ｃｌｏｃｋ Ｓｕｐｐｌｙ Ｍｏｄｕｌｅからの高精度クロック）が必要となる。このため、システムが非常に高価となってしまう。
また、仮に０スタッフ時におけるジッタ・ワンダ抑圧のためにＰＬＬ遮断周波数を小さくした場合、ＰＬＬ回路の周波数追従能力が低下する。この場合、ＰＬＬ回路の出力ワンダが増加してしまう。
図２は、本願発明に関連するＰＬＬ回路で発生する第２の問題を説明するための図である。第２の問題は、再生信号のメモリスリップによって、回線障害が発生する場合があるということである。
図２に示すように、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号を再生する場合、周波数調整用（すなわちクロック載せ換え用）のメモリが使用される。しかし、ＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号が常にＯＴＮ信号に追従していないと、メモリオーバーフローまたはアンダーフローによる再生信号のメモリスリップが発生する。その結果、最終的に回線障害が発生する場合がある。
この場合、周波数追従速度を上げれば第２の問題は解決される。しかし、その代わりに、ジッタ・ワンダ抑圧性能が失われてしまう。
図３は、本願発明に関連するＰＬＬ回路で発生する第３の問題を説明するための図である。第３の問題は、ＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号を図３に示すように多段接続（カスケード接続もしくはタンデム接続）した場合、ワンダが重畳してしまい、ＳＤＨまたはＥｔｈｅｒｎｅｔ再生信号のメモリスリップが発生する場合があるということである。
多段接続により発生するワンダは、第１の問題で説明したスタッフ多重方式で発生するワンダとは異なり、ＰＬＬ自身のジッタ・ワンダ成分及びネットワークワンダ成分の双方に大きく依存する。
しかしながら、ＰＬＬ自身のジッタ・ワンダ成分及びネットワークワンダのジッタ・ワンダ成分をシミュレーションするためには，数多くのパラメータの全ての組み合わせを計算する必要がある。
このため、多段接続によるワンダを事前に算出することは非常に困難である。
図４は、本願発明に関連するＰＬＬ回路で発生する第４の問題を説明するための図である。第４の問題は、障害状態にあったシステムが復旧した場合に、その復旧したシステムの出力周波数の異常が発生し、それが後段の全てのシステムにおいて時間差で発生する場合があるということである。第４の問題は、図４に示すように、ＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号を多段接続した図３と同様の構成において発生する場合がある。この問題は、第２の問題と同様、周波数追従速度を上げれば解決できる。しかし、その代わり、ジッタ・ワンダ抑圧性能が失われてしまう。
このようなことから、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を実現することが可能なシステムの開発が必要とされている。
なお、本願発明に関連する文献として、Ｔｒａｎｓｉｅｎｔ Ｗａｎｄｅｒ成分（入力位相跳躍成分）のみを自動検出し、出力位相を入力位相変動前の位相に立て直す技術について開示された文献がある（例えば、特許文献１参照）。
また、位相誤差を小さくでき、かつ高周波ジッタ成分および低周波ワンダ成分を同時に抑圧することができる技術について開示された文献がある（例えば、特許文献２参照）。
高周波ジッタと低周波ワンダとの抑圧にあたっては、以下の４つの問題がある。
図１は、本願発明に関連するＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路で発生する第１の問題を説明するための図である。第１の問題は、図１に示すように、非同期スタッフ多重方式の宿命である、０（ゼロ）スタッフ時におけるジッタ・ワンダ（Ｗａｉｔｉｎｇ Ｔｉｍｅ Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ）が発生することである。
図１〜図４において、ＯＴＵ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｕｎｉｔ）３は、ＯＴＮで規定された約４０Ｇｂ／ｓの速度を持つ光インタフェースである。ＳＴＭ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｍｏｄｕｌｅ）−６４及び１０ＧｂＥ（Ｇｉｇａｂｉｔ Ｅｔｈｅｒｎｅｔ）は、それぞれＳＤＨ及びＥｔｈｅｒｎｅｔで規定される、いずれも約１０Ｇｂ／ｓの速度のインタフェースである。
本来、スタッフ多重方式においては、ＯＴＮ信号とＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号の周波数を監視すれば、最適なＰＬＬ遮断周波数を算出できる。しかし、周波数の監視のためには高精度発振器（オーブン制御水晶発振器）もしくは外部同期用クロック（いわゆるＢｕｉｌｄｉｎｇ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｓｕｐｐｌｙ，Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｕｐｐｌｙ Ｕｎｉｔ ｏｒ Ｃｌｏｃｋ Ｓｕｐｐｌｙ Ｍｏｄｕｌｅからの高精度クロック）が必要となる。このため、システムが非常に高価となってしまう。
また、仮に０スタッフ時におけるジッタ・ワンダ抑圧のためにＰＬＬ遮断周波数を小さくした場合、ＰＬＬ回路の周波数追従能力が低下する。この場合、ＰＬＬ回路の出力ワンダが増加してしまう。
図２は、本願発明に関連するＰＬＬ回路で発生する第２の問題を説明するための図である。第２の問題は、再生信号のメモリスリップによって、回線障害が発生する場合があるということである。
図２に示すように、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号を再生する場合、周波数調整用（すなわちクロック載せ換え用）のメモリが使用される。しかし、ＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号が常にＯＴＮ信号に追従していないと、メモリオーバーフローまたはアンダーフローによる再生信号のメモリスリップが発生する。その結果、最終的に回線障害が発生する場合がある。
この場合、周波数追従速度を上げれば第２の問題は解決される。しかし、その代わりに、ジッタ・ワンダ抑圧性能が失われてしまう。
図３は、本願発明に関連するＰＬＬ回路で発生する第３の問題を説明するための図である。第３の問題は、ＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号を図３に示すように多段接続（カスケード接続もしくはタンデム接続）した場合、ワンダが重畳してしまい、ＳＤＨまたはＥｔｈｅｒｎｅｔ再生信号のメモリスリップが発生する場合があるということである。
多段接続により発生するワンダは、第１の問題で説明したスタッフ多重方式で発生するワンダとは異なり、ＰＬＬ自身のジッタ・ワンダ成分及びネットワークワンダ成分の双方に大きく依存する。
しかしながら、ＰＬＬ自身のジッタ・ワンダ成分及びネットワークワンダのジッタ・ワンダ成分をシミュレーションするためには，数多くのパラメータの全ての組み合わせを計算する必要がある。
このため、多段接続によるワンダを事前に算出することは非常に困難である。
図４は、本願発明に関連するＰＬＬ回路で発生する第４の問題を説明するための図である。第４の問題は、障害状態にあったシステムが復旧した場合に、その復旧したシステムの出力周波数の異常が発生し、それが後段の全てのシステムにおいて時間差で発生する場合があるということである。第４の問題は、図４に示すように、ＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号を多段接続した図３と同様の構成において発生する場合がある。この問題は、第２の問題と同様、周波数追従速度を上げれば解決できる。しかし、その代わり、ジッタ・ワンダ抑圧性能が失われてしまう。
このようなことから、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を実現することが可能なシステムの開発が必要とされている。
なお、本願発明に関連する文献として、Ｔｒａｎｓｉｅｎｔ Ｗａｎｄｅｒ成分（入力位相跳躍成分）のみを自動検出し、出力位相を入力位相変動前の位相に立て直す技術について開示された文献がある（例えば、特許文献１参照）。
また、位相誤差を小さくでき、かつ高周波ジッタ成分および低周波ワンダ成分を同時に抑圧することができる技術について開示された文献がある（例えば、特許文献２参照）。
しかし、上記特許文献１、２には、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を実現する点については何ら記載されておらず、その必要性についても示唆されていない。
本願発明は、上述した課題を解決するための回路、制御システム、制御方法及びプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体を提供することを目的とする。
本願発明は、上述した課題を解決するための回路、制御システム、制御方法及びプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体を提供することを目的とする。
かかる目的を達成するために、本願発明は、以下の特徴を有する。
＜回路＞
本願発明にかかる回路は、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、ＰＬＬ手段のループゲインを制御する制御手段を備える。
＜制御システム＞
本願発明にかかる制御システムは、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、ＰＬＬ手段のループゲインを制御する。
＜制御方法＞
本願発明にかかる制御方法は、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、ＰＬＬ手段のループゲインを制御する。
＜プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体＞
本願発明にかかるプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、ＰＬＬ手段のループゲインを制御する処理を、コンピュータに実行させるプログラムを記録している。
＜回路＞
本願発明にかかる回路は、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、ＰＬＬ手段のループゲインを制御する制御手段を備える。
＜制御システム＞
本願発明にかかる制御システムは、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、ＰＬＬ手段のループゲインを制御する。
＜制御方法＞
本願発明にかかる制御方法は、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、ＰＬＬ手段のループゲインを制御する。
＜プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体＞
本願発明にかかるプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、ＰＬＬ手段のループゲインを制御する処理を、コンピュータに実行させるプログラムを記録している。
本願発明によれば、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を実現することができる。
＜本願発明の実施形態の回路の概要＞
本願発明の第１の実施形態は、本願発明の回路を、ＰＬＬ回路に適用したものである。
図５は、本願発明の第１の実施形態のＰＬＬ回路の構成例を示す図である。まず、図５を参照しながら、第１の実施形態のＰＬＬ回路の概要について説明する。
第１の実施形態のＰＬＬ回路は、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ部１００の位相比較データに基づいて、ジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を検出して処理する。そして、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、その結果に基づいて、ＰＬＬ部１００のループゲインを制御する。
具体的には、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００と、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００と、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００と、を備える。Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、ジッタ・ワンダ成分を検出して処理し、ジッタ・ワンダ情報を生成する。Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、周波数変動状態を検出して処理し、周波数変動情報を生成する。ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ジッタ・ワンダ情報、及び、周波数変動情報に基づいて、ＰＬＬ部のループゲインを制御する。
これにより、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を実現することができる。以下、添付図面を参照しながら、第１の実施形態のＰＬＬ回路について詳細に説明する。
以下では、まず各部の構成を説明し、その後にそれぞれの動作を説明する。
＜ＰＬＬ回路の構成＞
まず、図５を参照しながら、第１の実施形態のＰＬＬ回路の構成について説明する。
本実施形態のＰＬＬ回路は、ＯＴＵ３信号（４３．０１８４１３５５９ＧＨｚ）から、ＳＤＨクロック（６２２．０８ＭＨｚ）またはＥｔｈｅｒｎｅｔクロック（６４４．５３１２５ＭＨｚ）を再生するＦｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ型ＰＬＬ回路である。
第１の実施形態のＰＬＬ回路は、ＰＬＬ部１００と、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００と、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００と、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００と、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００と、を備える。
ＰＬＬ部１００は、外部からの制御パラメータでダイナミックに動作可能な、一般的な完全積分型ディジタルＰＬＬである。
Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により、ＰＬＬ部１００の位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）からジッタ・ワンダ成分をリアルタイムに検出して処理する。
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、ＰＬＬ部１００の位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）から周波数の変動傾き（周波数変動状態）をリアルタイムに検出して処理する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００からのジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）、及び、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００からの周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に基づいて、ＰＬＬ部１００内のループゲインをリアルタイムに制御する。
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００及びＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００の動作を、各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）に基づいて自動的に制御するための情報を生成する。各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）としては、図５に示すように、以下の情報が挙げられる。
ＰＬＬ Ｄｅｖｉｃｅ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ（ｅ．ｇ．ＶＣＯ ｇａｉｎ ｅｔｃ．）
ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ
ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
ＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔ
これらの情報は、後に説明する図１８の処理で使用される。
ＰＬＬ Ｄｅｖｉｃｅ Ｐａｒａｍｅｔｅｒは、ＰＬＬの設計パラメータである。ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈは、ＦＦＴの算出範囲である。ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙは、位相差でもある周波数情報を、１秒間にサンプリングする回数である。ＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔは、ＦＦＴのポイント数である。
第１の実施形態のＰＬＬ回路の構成を図５に示す。本実施形態のＰＬＬ回路は、ＰＬＬ部１００の位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）からジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態をリアルタイムに検出して処理する。そして、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、その結果をリアルタイムにＰＬＬ部１００に反映することが可能なＦｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ型ＰＬＬ回路を構成する。その結果、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、本来トレードオフ関係であるジッタ・ワンダ抑圧性能と周波数追従性能とについて、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を実現する。
＜ＰＬＬ部１００の構成＞
次に、ＰＬＬ部１００の構成について説明する。
ＰＬＬ部１００は、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１と、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２と、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３と、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４と、ＡＤＤＥＲ部１０５と、ＤＡＣ部１０６と、ＶＣＯ部１０７と、Ｄｉｖｉｄｅｒ部１０８と、を備える。
Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１は、入力信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｌｏｃｋ）とＶＣＯ再生信号（Ｒｅｃｏｖｅｒｅｄ Ｃｌｏｃｋ）との位相差を検出する。
Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２は、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１から出力された信号を増幅し、ＡＤＤＥＲ部１０５に入力する。
Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２から出力された信号を増幅し、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４に入力する。
Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３から出力された信号の積分処理を行い、ＡＤＤＥＲ部１０５に入力する。
ＡＤＤＥＲ部１０５は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２から出力される信号とＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４から出力される信号とを加算処理し、その結果をディジタル信号として出力する。
ＤＡＣ部１０６は、ＡＤＤＥＲ部１０５から入力されたディジタル信号をアナログ信号に変換する。
ＶＣＯ部１０７は、ＤＡＣ部１０６から出力されたアナログ信号に基づいて出力周波数を変化させる。
Ｄｉｖｉｄｅｒ部１０８は、ＶＣＯ部１０７からの出力信号を分周する。
ＰＬＬ部１００において、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３及びＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４は、アンプゲインなどのパラメータを外部からＤｙｎａｍｉｃに制御可能なＦｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋである。
＜Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００の構成＞
次に、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００の構成について説明する。
Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１と、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２と、ＦＦＴ処理部２０３と、Ａｂｓｏｌｕｔｅ部２０４と、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５と、を備える。
Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１は、ＰＬＬ部１００から入力されるＰｈａｓｅ Ｄａｔａ／ＣｌｏｃｋのＦＦＴ処理の高精度化を実現する。Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１は、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１が出力する位相比較データが示すジッタ・ワンダの振幅を、予めｎ倍するディザリング乗算処理を行う。
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２は、ＰＬＬ部１００の位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）をＦＦＴ処理用データとするために、ＦＦＴ処理の帯域を制限するフィルタ処理を行う。フィルタ処理に関しては、後ほど説明する。
ＦＦＴ処理部２０３は、ジッタ・ワンダ成分を検出して処理する。
すなわち、ＦＦＴ処理部２０３は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２から入力されたデータから、ＰＬＬ部１００から入力される位相比較データに含まれるジッタ・ワンダ成分を検出する。そして、ＦＦＴ処理部２０３は、ＦＦＴポイント毎のジッタ・ワンダ振幅を複素数として出力する。
Ａｂｓｏｌｕｔｅ部２０４は、ＦＦＴ処理部２０３が出力する複素数を絶対値変換する。
Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５は、ＦＦＴデータを本来の振幅値に戻すためのディザリング除算処理を行う。
すなわち、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５は、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１でｎ倍（ｎ≧２）された、位相比較データが示すジッタ・ワンダの振幅を、１／ｎ倍するディザリング除算処理を行う。以降、ディザリング乗算処理とディザリング除算処理とを合わせてディザリング処理と呼ぶことがある。ディザリング処理に関しては、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００の処理動作の項で詳しく説明する。
Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００において、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２、ＦＦＴ処理部２０３、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５は、外部ユーザ情報（Ｃｏｒｎｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ＦＦＴ Ｐｏｉｎｔ，Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ Ｆａｃｔｏｒ）に基づいて動作するＦｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋである。
＜Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００の構成例＞
次に、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００の構成例について説明する。
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、ＴＡＰ部３０１と、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２と、Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３と、を備える。
ＴＡＰ部３０１は、ＰＬＬ部１００から入力される位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）をサンプリング時間毎に保持する。
Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２は、過去データと現在データとを比較する。
すなわち、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２は、位相比較周期毎に位相比較データを保持可能なＴＡＰ部３０１からの過去の位相比較データと、ＰＬＬ部１００からの現在の位相比較データと、を比較する。Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２の動作に関しては、後で説明する。
Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３は、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２から出力された位相変動量が閾値以上か否かを判断し、周波数急変があったかどうかの周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）をＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００に通知する。
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００において、ＴＡＰ部３０１、Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３は、外部ユーザ情報（ＴＡＰ Ｉｎｔｅｒｖａｌ，Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）に基づいてＴＡＰインターバルやＴＡＰ数などを算出するＦｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋである。
＜ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の機能＞
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の機能について説明する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００からのジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）、及び、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００からの周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に基づいて、ＰＬＬ部１００を制御するための信号を出力する。すなわち、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００が、期待されるジッタ・ワンダ抑圧特性及び周波数追従特性を満足するように、ＰＬＬ部１００を制御する。このために、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００内のＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３のアンプゲインをリアルタイムに算出して設定する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、さらに、ＰＬＬ部１００内のＰｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１及びＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４のリセット制御をリアルタイムに実行する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の動作の詳細は、後ほどＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の処理動作の項で説明する。
＜Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の機能＞
次に、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の機能について説明する。
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００及びＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００内の動作パラメータを、各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）に基づいて算出する機能を持つ。
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の動作の詳細は、後ほどＡｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の処理動作の項で説明する。
＜第１の実施形態のＰＬＬ回路の処理動作＞
次に、本実施形態のＰＬＬ回路の処理動作について説明する。
Ｔｅｌｃｏｒｄｉａ／ＩＴＵ−Ｔ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ）で勧告化されている出力ジッタ・ワンダ性能を満足させるためには、まず、基本となるＰＬＬ回路が必要である。
ＰＬＬ部１００は、入力されたＯＴＮ信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｌｏｃｋ）に同期した信号を再生する。
まず、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１は、入力信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｌｏｃｋ）と、ＶＣＯ部１０７の出力をＤｉｖｉｄｅｒ１０８で分周した再生信号（Ｒｅｃｏｖｅｒｅｄ Ｃｌｏｃｋ）と、の位相差を検出する。そして、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１は、検出した位相差を、位相差データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）としてＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２に出力する。
Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２は、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１から出力された信号の増幅処理を行う。そして、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２は、その増幅処理を行った信号をＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３とＡＤＤＥＲ部１０５とに出力する。
Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２から入力された信号の増幅処理を行う。そして、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３は、その増幅処理を行った信号をＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４に出力する。
Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４は、二次ループの積分処理を行う。そして、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４は、その積分処理を行った二次ループ信号をＡＤＤＥＲ部１０５に出力する。
完全積分型のＰＬＬは、一次ループで周波数制御を行い、二次ループで位相制御を行う。ＡＤＤＥＲ部１０５は、この２つのループからの信号（一次ループ信号（Ｆｉｒｓｔ Ｌｏｏｐ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）と二次ループ信号（Ｓｅｃｏｎｄ Ｌｏｏｐ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ））とを加算する。そして、ＤＡＣ部１０６は、その加算結果をディジタル・アナログ変換してアナログ信号としてＶＣＯ部１０７に出力する。ＶＣＯ部１０７は、入力されたアナログ信号によって制御される周波数の信号を発生する。
上述したＰＬＬ部１００の処理動作では、入力信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｃｌｏｃｋ）に大きな振幅のジッタ・ワンダ成分がある場合や周波数の急変が発生した場合は、ジッタ・ワンダ成分が完全に抑圧されないまま出力信号（Ｒｅｃｏｖｅｒｅｄ Ｃｌｏｃｋ）に現れてしまう。このため、本実施形態では、二つの検出回路（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００及びＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００）と、二つの制御回路（ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００及びＡｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００）と、を備えることによって、上記の問題を解決する。
＜第１の検出回路；Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００の処理動作＞
第１の検出回路であるＪｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、ＰＬＬ部１００からの位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）を位相比較周期毎に受信する。
位相比較データは、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１が検出した、入力信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｌｏｃｋ）と、ＶＣＯ部１０７の出力をＤｉｖｉｄｅｒ１０８で分周した再生信号（Ｒｅｃｏｖｅｒｅｄ Ｃｌｏｃｋ）との位相差の振幅情報である。
ジッタ・ワンダ成分の処理には、一般的にＦＦＴ処理が用いられる。ＦＦＴ処理では、ＦＦＴサンプリング周波数が高いほど精度の高い処理結果が得られる。しかし、ＦＦＴサンプリング周波数を高くするためには、高価なＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等のＦＦＴ処理デバイスが必要となる。また、ジッタ・ワンダの振幅が小さいと、ＦＦＴ処理時の四捨五入等の処理により振幅に含まれる誤差が大きくなる場合がある。
このように、高い周波数でのＦＦＴサンプリングを低価格なデバイスを用いて実現することは困難であるとともに、ジッタ・ワンダの振幅が小さい場合には、位相比較データをそのままＦＦＴ処理してもジッタ・ワンダ成分が正しく検出されない場合がある。
これらの課題を解決するために、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１、及び、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５を備えるとともに、後述するように、ＦＦＴ処理の負荷の軽減を図る手段を備えている。Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１は、予め位相比較データが示すジッタ・ワンダの振幅をｎ（ｎ≧２）倍する。Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５は、ＦＦＴ処理後にジッタ・ワンダの振幅を１／ｎ倍する。これらのディザリング処理を行うＤｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１、及び、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５を備えることにより、ＦＦＴ処理部２０３におけるＦＦＴ処理の高精度化が図られる。
ここで、ｎは、予め設定された２以上の数である。
動作イメージを図６及び図７に示す。
図６は、ＦＦＴ処理の高精度化を説明するための第１の図である。
図６は、位相比較データをそのままＦＦＴ処理した場合の出力振幅を示す。ここでは、ジッタの振幅の分解能を「３．２ｎｓ（３１１．０４ＭＨｚ）」として説明する。
以下の説明において、「１ｂｉｔ幅のジッタが発生した」とは、３．２ｎｓのジッタが発生したことを示す。
図６（ａ）においては、１０回のサンプリング中２回のみ１ｂｉｔ幅のジッタが実際に発生している。しかし、実際のＦＦＴ処理の出力データにおけるジッタ振幅は、ＦＦＴ処理内バタフライ演算などにおける四捨五入等の処理により、０ｂｉｔすなわち０ｎｓになってしまう。
同様に、図６（ｂ）においては、サンプリング１０回中８回の１ｂｉｔ幅のジッタが実際に発生している。しかし、実際のＦＦＴ処理の出力データにおけるジッタ振幅は、１ｂｉｔすなわち３．２ｎｓの振幅となってしまう。
つまり、ＰＬＬサンプリング周期が３．２ｎｓの場合には、３．２ｎｓ以下のジッタ振幅を検出できない。
図７は、ＦＦＴ処理の高精度化を説明するための第２の図である。
図７においては、上記問題を改善するために、予め位相比較データにおけるジッタ振幅を１０倍（ｎ＝１０）し、ＦＦＴ処理の出力データにおけるジッタ振幅を１／１０倍にすることで、ＰＬＬサンプリング周期以下の分解能でもジッタ振幅を検出できるようにしている。
実際のＦＦＴ処理においては、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２は、ＦＦＴ処理が行われる周波数範囲に基づいて、帯域制限を行う。そして、ＦＦＴ処理部２０３は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２の出力に対してＦＦＴ処理を行う。さらに、Ａｂｓｏｌｕｔｅ部２０４は、ＦＦＴ処理部２０３の出力である複素数を絶対値に変換して出力する。Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５は、ＦＦＴ処理後のジッタ・ワンダの振幅を１／ｎ倍して、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００にジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）として出力する。
本実施形態においては、以下に説明するように、ＦＦＴ処理部２０３における、ＦＦＴ処理の負荷の軽減を図っている。その結果、安価なＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などのＦＦＴ処理デバイスでも上記の処理が可能となる。
ＦＦＴ処理の負荷軽減化するための処理イメージを図８に示す。例えば、１Ｈｚ〜１ｋＨｚの範囲でＦＦＴ処理する場合、通常は１０００〜１００００ポイントのＦＦＴポイントが必要である。ＤＳＰなどのプロセッサ性能にもよるが、リアルタイムに１０００〜１００００ポイントのＦＦＴを実行するためには、高価なＤＳＰやＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などが必要である。例えば、１０Ｈｚ以上の帯域では、１Ｈｚポイント単位でＦＦＴ処理した場合、１０Ｈｚ・１１Ｈｚ・１２Ｈｚ・１３Ｈｚ・・・や１００Ｈｚ・１０１Ｈｚ・１０２Ｈｚ・・・でＦＦＴ処理が行われる。これは、本実施形態において必要とされるＦＦＴ処理においては、過剰な処理となる場合がある。
本実施形態では、このような過剰な処理の発生によるＰＬＬ回路の価格上昇を回避するために、ＦＦＴ分割処理を行う。ＦＦＴ分割処理とは、図８に示すように、ＦＦＴ周波数毎にサンプリング周波数を変化させる処理である。ＦＦＴ分割処理を行うことで、従来では１０００〜１００００ポイント必要だったＦＦＴポイント数を例えば以下に説明するように３８４ポイントとすることができる。すなわち、ＦＦＴ分割処理によって、ＦＦＴポイント数が通常の処理の約１／３〜１／２６に低減される。
具体的には、ＦＦＴ帯域をＬＯＧ ｄｅｃａｄｅスケール単位で分割する。１００Ｈｚ〜１ｋＨｚ帯域では、ＦＦＴサンプリング周波数を従来と同様の１０ｋＨｚとし、ポイント数を１２８ポイントとすることで、分解能が７８ＨｚのＦＦＴ処理が行われる。
同様に１０Ｈｚ〜１００Ｈｚ帯域では、ＦＦＴサンプリング周波数を従来の１／１０の１ｋＨｚとし、ポイント数を１２８ポイントとすることで、分解能が７．８ＨｚのＦＦＴ処理が行われる。また、１Ｈｚ〜１０Ｈｚ帯域では、ＦＦＴサンプリング周波数を従来の１／１００の１００Ｈｚとすることで、分解能が０．７８ＨｚのＦＦＴ処理が行われる。
従って、ＦＦＴ分割処理によって、ＦＦＴポイント数は１２８×３＝３８４ポイントとなる。
ＦＦＴ分割処理を行う場合は、前段のＤｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２が分割した帯域の数だけ必要となる。しかし、ＦＦＴポイント数の減少による処理量の低減と比較すれば、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２の増加は全体の処理に大きな影響はない。
なお、本来ＦＦＴ処理を行う場合は、有限長サンプリングデータを無限長サンプリングデータとして扱うため、有限長サンプリングデータの始点と終点とに必ず不連続点が発生する。このため、その不連続点によって発生しうるジッタ・ワンダの誤検出を少なくするために、一般的には窓関数が使用される。
しかし、図８に示すＦＦＴ分割処理を採用すると、有限長サンプリングデータの不連続点の存在に起因する、ジッタ・ワンダ誤検出が発生しうる領域はＦＦＴ処理に使用されない。このため、本実施形態においては窓関数を使用する必要がない。従って、ＦＦＴ分割処理の採用によってＤＳＰの負荷軽減を図ることが可能となる。その理由は、例えば１０ｋＨｚサンプリングの場合は、ＦＦＴポイントが存在する演算範囲は８０Ｈｚ〜５ｋＨｚであるのに対して、実際の解析範囲は１００Ｈｚ〜１ｋＨｚであることから、高周波側と低周波側の領域はＦＦＴ解析には使用されないからである。
Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、以上の手順によってリアルタイムに検出して処理したジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に基づいたＰＬＬパラメータを、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００に出力する。
ここで、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００でリアルタイムに検出して解析したジッタ・ワンダ情報によるＰＬＬ部１００の制御の詳細については、第１の制御回路であるＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の処理で説明する。
＜第２の検出回路；Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００の処理動作＞
第２の検出回路であるＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００と同様に、ＰＬＬ部１００からの位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）を位相比較周期毎に受信する。
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、ある任意の時間間隔における、位相比較データが示す位相変動量を計測することで、周波数の急変を検出する。具体的には、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２は、位相比較周期毎に位相比較データを保持可能なＴＡＰ部３０１からの過去の位相比較データと、ＰＬＬ部１００からの現在の位相比較データとを比較する。そして、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、位相比較周期毎の位相変動量を検出し、その位相変動量を、以下の算出式に代入し、周波数の急変があったかどうかを判断する。
［２πΔｆ（Ｈｚ）］／［直流ループゲイン］＝［位相変動量（ラジアン）］・・・式１（既知の関数）
［２π］＝位相比較周期（ｓｅｃ）＝１／位相比較周波数（Ｈｚ）・・・式２（既知の関数）
［Δｆ］＝周波数変動分（Ｈｚ）＝位相比較周波数（Ｈｚ）×周波数変動量（ｐｐｍ）・・・式３（既知の関数）
［（１／位相比較周波数）×（位相比較周波数×周波数変動量）×（１／直流ループゲイン）］＝［周波数変動量（ｐｐｍ）］／［直流ループゲイン］＝［位相変動量（ｓｅｃ）］・・・式４（既知の関数）
ここで、Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３は、外部から設定された位相変動閾値（周波数急変閾値）に基づいて、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２から出力された位相変動量が閾値以上か否かを判断する。そして、Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３は、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２から出力された位相変動量が閾値以上の場合に、周波数の急変があった旨の周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）をＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００に通知する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００の動作を周波数の急変に対して高速に追従させる。このために、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に基づいて、ＰＬＬ部１００内のＰｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１やＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４のリセット制御を行う。
ここで、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１へのリセット制御を行うことで、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１は周波数情報がクリアされ，リセット直後の周波数から同期（検出）を開始する。また、電源投入時にＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４のリセット制御を行うことで、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４の位相情報がクリアされるため、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４は、リセット直後の位相で同期（積算）を開始する。
更に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００内のＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３のアンプゲインをリアルタイムで制御する。
このように、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、リアルタイムに検出及び処理した周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に基づいて、ＰＬＬ部１００の動作を周波数の急変に対して高速に追従させる。その結果、ＰＬＬ部１００は、ＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号の周波数急変時に発生しうる回線障害や、多段接続時の障害復旧時に発生しうる周波数異常アラームを抑制することができる。
ここで、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００がリアルタイムに検出及び処理した周波数変動情報によるＰＬＬ部１００の制御の詳細については、以下のＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の処理動作の項で説明する。
＜第１の制御回路；ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の処理動作＞
第１の制御回路であるＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００から入力されたジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）、及び、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００から入力された周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を収集する。そして、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、それらの情報に従ってＰＬＬ部１００を制御する。まず、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００からのジッタ・ワンダ情報に従って、Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００がＰＬＬ１００部を制御する手順について説明する。
Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、ジッタ・ワンダ情報として、ＦＦＴ解析した結果を出力する。ＦＦＴ解析結果とは、ＦＦＴポイント毎の周波数情報及び振幅情報である。ここで、ジッタの振幅情報はＰＬＬサンプリング周期（３．２ｎｓ）１ｂｉｔを単位として表される。ＰＬＬサンプリング周期はＰＬＬサンプリング周波数（位相差を１秒間にサンプリングする回数）の逆数である。本実施形態では、ＰＬＬサンプリング周波数を３１１．０４ＭＨｚとしているので、ＰＬＬサンプリング周期は３．２ｎｓとなる。すなわち、振幅情報１ｂｉｔあたりのジッタ・ワンダ振幅を３．２ｎｓとして説明する。
図９にＰＬＬ部１００のジッタ・ワンダ抑圧特性（等価的にはローパスフィルタ）とジッタ計測器内ハイパスフィルタによる抑圧特性との合成特性を示す。細実線が、ＰＬＬ部１００内のジッタ・ワンダ遮断周波数（ｆｃ＝Ｃｏｒｎｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）が１０Ｈｚ時のジッタ・ワンダ抑圧特性（デフォルト特性）である。ここでは、ＰＬＬ部１００のジッタ・ワンダ抑圧特性は、−２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの傾きであるとする。細点線は、ＩＴＵ−Ｔ Ｏ．１７２で勧告化されているジッタ計測器のフィルタ特性である。ジッタ計測器のフィルタは、ｆｃ＝２０ｋＨｚのハイパスフィルタ（ＨＰＦ）である。
これら２つのジッタ・ワンダ抑圧特性を合成した合成特性、すなわちジッタ計測器にて計測される見た目上のジッタ・ワンダ抑圧性能は、太点線に示す特性となる（図９に示すＴｏｔａｌ（ＬＰＦ＋ＨＰＦ））。
図９の太点線は、１０Ｈｚ〜２０ｋＨｚの周波数範囲では、−６６ｄＢのジッタ抑圧性能があることを示す。但し、実際の特性は、ＰＬＬ回路のデバイス誤差や計測器の計測誤差などを含んでいる。従って、これらの誤差をマージンとして考慮すると、グラフ上でジッタの抑圧量が「−６６ｄＢ」となっているポイントにおいて得られる、実際のジッタ抑圧量は「−５０ｄＢ」程度となる（図９に太実線で示すＴｏｔａｌ（デバイス誤差考慮））。
この場合は、図９に示す太実線の１０Ｈｚ以下及び２０ｋＨｚ以上の部分を延長した直線とＪｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｇａｉｎ＝０ｄＢの直線との交点の周波数から、ＬＰＦのｆｃは１００Ｈｚ、ＨＰＦのｆｃは３ｋＨｚ程度と考えることができる。
本実施形態では、このマージン分を考慮した上で説明する。
図１０〜図１２に被計測対象物（ＤＵＴ：Ｄｅｖｉｃｅ Ｕｎｄｅｒ Ｔｅｓｔ）に対する入力ジッタ周波数及び振幅と出力計測ジッタ周波数及び振幅の関係を示す。
なお、本実施形態では、１ＵＩがＳＴＭ６４のレート（９９５３．２８ＭＨｚ）の場合について説明する。
ＤＵＴの内部規格である「０．０５ＵＩｐ−ｐ」の根拠は、以下の通りである。Ｔｅｌｃｏｒｄｉａ／ＩＴＵ−Ｔでは、ジッタ規格が「０．３ＵＩｐ−ｐ以下」と規定されている。この規格を満足させるために、ＯＴＮ／ＳＤＨデバイスそのものが持つ残留ジッタ・ワンダ成分を「０．１ＵＩｐ−ｐ」とし、ジッタ計測器の残留ジッタ・ワンダ成分を「０．１ＵＩｐ−ｐ」とした。そして、残り「０．１ＵＩｐ−ｐ」中においてマージン分を考慮すると、「０．０５ＵＩｐ−ｐ」までジッタ・ワンダ抑圧をさせる必要がある。その結果、ＤＵＴの内部規格を「０．０５ＵＩｐ−ｐ」とした。
図１０の左上の図は、入力ジッタ・ワンダ周波数が１０Ｈｚ、入力ジッタ・ワンダ振幅が３１１．０４ＭＨｚ １ｂｉｔ（３２ＵＩｐ−ｐ）である場合の出力計測結果である。この時のジッタ振幅は、「０．１ＵＩｐ−ｐ」となるので、ＤＵＴ内部規格である「０．０５ＵＩｐ−ｐ」以内を満足することができない。
なお、図１０において、棒グラフの縦軸はジッタ・ワンダ振幅を示す。また、例えば３２ＵＩｐ−ｐ（３１１．０４ＭＨｚ １ｂｉｔ）とは、ジッタ・ワンダの振幅が３２ＵＩｐ−ｐであり、その振幅はＰＬＬサンプリング周波数が３１１．０４ＭＨｚである場合の１ビット（３．２ｎｓ）であることを示す。
同様に、図１１は、入力ジッタ・ワンダ周波数５０Ｈｚ，入力ジッタ・ワンダ振幅が３１１．０４ＭＨｚ ４ｂｉｔ（１２８ＵＩｐ−ｐ）である場合の出力計測結果を示す。図１２は、入力ジッタ・ワンダ周波数が１００Ｈｚ、入力ジッタ・ワンダ振幅が３１１．０４ＭＨｚ ２ｂｉｔ（６４ＵＩｐ−ｐ）である場合の出力計測結果を示す。
図１０〜図１２に示すように、何れの出力計測結果もＤＵＴ内部規格である「０．０５ＵＩｐ−ｐ」以内を満たすことはできない。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、上記問題を解決するため、入力ジッタ・ワンダ検出・解析情報に基づいて、以下の式６からｆｃを算出し、リアルタイムにジッタ・ワンダ成分に応じたジッタ・ワンダ抑圧制御を行う。これにより、ｆｃが常時低い場合（例えば、ｆｃ＝０．１Ｈｚなど）に発生する、入力周波数追従性能の低下に伴う出力ワンダの増加を改善することができる。すなわち、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００はジッタ・ワンダが少ない場合には追従性能を上げ、ジッタ・ワンダがある程度存在する場合には、その周波数・振幅に見合うようにジッタ・ワンダ抑圧性能を改善するように、ジッタ・ワンダ抑圧制御を行う。
詳細を以下具体例１〜３、及び、図１３〜図１５に示す。
図１３〜図１５は、本願発明の実施形態における、被計測対象物（ＤＵＴ：Ｄｅｖｉｃｅ Ｕｎｄｅｒ Ｔｅｓｔ）に対する入力ジッタ周波数及び振幅と出力計測ジッタ周波数及び振幅の関係を示す第１〜第３の図である。
なお、以下の説明において、「デフォルトｆｃ」とは、ｆｃの初期値（１０Ｈｚ）を意味する。
具体例１は、ジッタ・ワンダ周波数が１０Ｈｚ，ジッタ・ワンダ振幅がＰＬＬサンプリング周期１ｂｉｔ発生（３２ＵＩｐ−ｐに相当）、という場合である（図１３（ａ））。この場合、ジッタ・ワンダ振幅を「０．０５ＵＩｐ−ｐ」以下に抑圧するためには、２０Ｌｏｇ（０．０５／３２）≒−５６ｄＢであるから、「−５６ｄＢ」以下のジッタ・ワンダ抑圧性能が必要である。
また、図９において、１０Ｈｚにおけるジッタ・ワンダ抑圧量は５０ｄＢである。従って、ジッタ・ワンダ抑圧性能を−５６ｄＢとするためには、（−５６ｄＢ）−（−５０ｄＢ）＝−６ｄＢであるから、ジッタ・ワンダ抑圧性能を６ｄＢ改善する必要がある。このため、この後で説明する式５を用いて、ｆｃをｆ１に変更する。具体例１では、式６において、Ｖ２＝−６ｄＢとして、ｆ１＝５Ｈｚが得られるので、ｆｃがデフォルトｆｃ＝１０Ｈｚからｆｃ＝５Ｈｚに変更される（図１３（ｂ）、（ｃ））。ＬＰＦのｆｃがｆｃ＝５Ｈｚに変更された結果、１０Ｈｚのジッタ・ワンダにおいて−５６ｄＢのジッタ・ワンダ抑圧特性が得られる。この場合のジッタ・ワンダ抑圧合成特性は図１３（ｄ）のようになる。そして、ジッタ・ワンダ振幅は要求値である０．０５ＵＩｐ−ｐを満たす（図１３（ｅ））。
具体例２は、ジッタ・ワンダ周波数が５０Ｈｚ，ジッタ・ワンダ振幅がＰＬＬサンプリング周期４ｂｉｔ発生（１２８ＵＩｐ−ｐに相当）、という場合である（図１４（ａ））。この場合、ジッタ・ワンダ振幅を「０．０５ＵＩｐ−ｐ」以下に抑圧するためには、２０Ｌｏｇ（０．０５／１２８）≒−６８ｄＢであるから、「−６８ｄＢ」以下のジッタ・ワンダ抑圧性能が必要である。具体例２では、（−６８ｄＢ）−（−５０ｄＢ）＝−１８ｄＢであるから、ジッタ・ワンダ抑圧性能を１８ｄＢ改善する必要がある。具体例１と同様に式６を用いた計算により、デフォルトｆｃがｆｃ＝１０Ｈｚからｆｃ＝１．２６Ｈｚに変更される（図１４（ｂ）、（ｃ））。ＬＰＦのｆｃがｆｃ＝１．２６Ｈｚに変更された結果、５０Ｈｚのジッタ・ワンダにおいて−６８ｄＢのジッタ・ワンダ抑圧特性が得られる。この場合のジッタ・ワンダ抑圧合成特性は図１４（ｄ）のようになる。そして、ジッタ・ワンダ振幅は要求値である０．０５ＵＩｐ−ｐを満たす（図１４（ｅ））。
具体例３は、ジッタ・ワンダ周波数が１００Ｈｚ，ジッタ・ワンダ振幅はＰＬＬサンプリング周期２ｂｉｔ発生（６４ＵＩｐ−ｐに相当）、という場合である（図１５（ａ））。具体例１、２と同様の計算により、ジッタ・ワンダ振幅を「０．０５ＵＩｐ−ｐ」以下に抑圧するためには、「−６２ｄＢ」以下のジッタ・ワンダ抑圧性能が必要である。
具体例３においては、（−６２ｄＢ）−（−５０ｄＢ）＝−１２ｄＢであるから、ジッタ・ワンダ抑圧性能を改善するために、デフォルトｆｃがｆｃ＝１０Ｈｚからｆｃ＝２．５１Ｈｚに変更される（図１５（ｂ）、（ｃ））。ＬＰＦのｆｃがｆｃ＝２．５１Ｈｚに変更された結果、１００Ｈｚにおいて−６２ｄＢのジッタ・ワンダ抑圧特性が得られる。この場合のジッタ・ワンダ抑圧合成特性は図１５（ｄ）のようになる。そして、ジッタ・ワンダ振幅は要求値である０．０５ＵＩｐ−ｐを満たす（図１６（ｅ））。
以上の計算により、ＤＵＴは、ジッタ・ワンダ振幅の内部規格である０．０５ＵＩｐ−ｐを満足する。
−２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅ＝［２０ＬＯＧ（Ｖ１／Ｖ２）］／［ＬＯＧ（ｆ１／ｆ２）］・・・式５（既知の関数）
式５は、図９に記載した、横軸に周波数、縦軸に振幅をそれぞれ対数目盛でプロットしたジッタ・ワンダ抑圧特性の傾きを表す。
式５において、−２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅはカットオフ周波数以上の領域でのＬＰＦの減衰率、Ｖ１及びＶ２はジッタ・ワンダ振幅，ｆ１及びｆ２はジッタ・ワンダ周波数を示す。
従って、式５をｆ１について解き、Ｖ１＝０ｄＢ，ｆ２＝１０Ｈｚとすれば、以下の式６からｆｃを算出することができる。
ｆｃ＝ｆ１＝１０＾［−ＬＯＧ（（１０＾（０ｄＢ／２０））／（１０＾（Ｖ２ｄＢ／２０）））］×１０Ｈｚ・・・式６
このように、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００からのジッタ・ワンダ情報に基づいて、上記式６から常に最適なジッタ・ワンダ遮断周波数を算出する。そして、その算出したジッタ・ワンダ遮断周波数（＝ｆｃ）に見合ったアンプゲインをＰＬＬ部１００内のＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３に設定する。その結果、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、リアルタイムにジッタ・ワンダ抑圧を行うことができる。
なお、本実施形態における、ジッタ・ワンダ遮断周波数（＝ｆｃ）からアンプゲインを算出する過程は既知であるため、具体的な算出方法についての説明は省略する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、さらに、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００からの周波数変動情報に従ったＰＬＬ制御を行う。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００を高速追従させるために、周波数変動情報によってＰＬＬ部１００内のＰｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１をリセットする。更に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００内のＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３のアンプゲインをリアルタイムに制御する。これにより、ＰＬＬ部１００が、周波数に対して高速に追従して動作することを可能にしている。
なお、図５には、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ Ｒｅｓｅｔ信号が記載されている。本信号は、ＰＬＬ部１００が電源投入（Ｐｏｗｅｒ Ｕｐ）などから動作開始した場合に、ＰＬＬ部１００を高速追従させるための機能である。
実際に周波数の急変が発生した場合の具体例を図１６に示す。
図１６中の実線は、デフォルトｆｃ＝１０Ｈｚ時の位相・周波数特性である。
この場合、入力周波数差が−１００ｐｐｍから＋１００ｐｐｍに急変した場合、図１６の（ａ）に示すように、位相変動量が、ＯＴＮ非同期スタッフメモリ容量（ＭＥＭ）から定まる許容量である１μｓを超え、回線に障害を与えてしまう。そのため、予めＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００のＰｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３には、位相変動閾値が設定される。そして、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、位相変動量が位相変動閾値を超えた場合に、周波数の急変が発生した旨の周波数変動情報をＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００に通知する。ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、その周波数変動情報の通知を受けると、ＰＬＬ部１００内のＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３のアンプゲインをリアルタイムに変更する。
図１６では、一例として、周波数変動量を２００ｐｐｍ、ＯＴＮ非同期スタッフメモリ容量から定まる位相変動の許容量１μｓ、検出閾値を１２８ｂｉｔ（３１１．０４ＭＨｚサンプリング）としている。
検出閾値は、ＩＴＵ−Ｔ Ｊｉｔｔｅｒ Ｔｏｌｅｒａｎｃｅ Ｍａｓｋの規定に従って、６４ｂｉｔ以上、かつ、メモリ容量の約半分において、周波数急変閾値を検出することとして設定されている。これらについては、後述するＡｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００で自動設定することができる。図１６に示した例では、周波数変動量が周波数変動閾値を超えた場合、ｆｃを１０Ｈｚから１００Ｈｚに変更している。実際は以下の式を用いてｆｃを算出する。
［Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ（ｐｐｍ）］／［直流ループゲイン］＝［メモリ容量で定まる位相変動許容量／２（ｓｅｃ）］・・・式７
ここで、Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ ＲａｎｇｅはＰＬＬ部１００の周波数引き込み範囲である。
ｆｃ＝［直流ループゲイン］／［２π］・・・式８（既知の関数）
上記式７及び式８より、以下の式９が、周波数急変の発生時のｆｃとなることが導かれる。
ｆｃ≧［Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ］／［メモリ容量／２］／［２π］・・・式９
具体例として、Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ＝２００ｐｐｍ，メモリ容量を１μｓとする。この場合、ｆｃ≧６３．６６Ｈｚであれば、周波数急変の発生時にも、メモリスリップを発生させることなく、高速追従動作が可能である。
以上説明したＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の処理動作例（ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｉｏｎ Ｆｌｏｗ）を図１７に示す。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００からジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を受信する。そして、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００から周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を受信する（ステップＳ１）。ジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）としては、ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ＦＦＴ Ｇａｉｎ（３１１．０４ＭＨｚ １ｂｉｔ／Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ ｂｉｔ）等が挙げられる。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎに基づいて、周波数の急変があったかどうかを判断する（ステップＳ２）。周波数の急変があった場合は（ステップＳ２／Ｙｅｓ）、ＤＵＴのＰｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ（ｐｐｍ）及びＭｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈ／２（ｓｅｃ）からｆｃを算出する（ステップＳ３）。
Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈは、ＯＴＮ信号をＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号へ変換するためのメモリ容量である。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ステップＳ３で算出したｆｃに見合ったアンプゲインを算出する（ステップＳ４）。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ Ｒｅｓｅｔ，Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ ＲｅｓｅｔをＰＬＬ部１００に送信する。Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ Ｒｅｓｅｔは、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４をリセットする信号である。Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ Ｒｅｓｅｔは、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１をリセットする信号である。更に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ａｍｐ１ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ，Ａｍｐ２ ＰａｒａｍｅｔｅｒをＰＬＬ部１００に送信し、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３に、ゲインとしてそれぞれＡｍｐ１及びＡｍｐ２を設定する（ステップＳ５）。
なお、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ Ｒｅｓｅｔは、ＰＬＬ部１００の電源投入時にのみ行われる。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ステップＳ２における、周波数の急変の判断を優先して行う。その結果、周波数の急変による実際の回線障害を未然に防止することができる。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、周波数の急変がない場合は（ステップＳ２／Ｎｏ）、全てのＦＦＴポイントのジッタ・ワンダから最大振幅値（Ａ）を検出する（ステップＳ６）。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ステップＳ６で検出した最大振幅値（Ａ）において必要となる、ジッタ・ワンダ抑圧ゲイン（Ｂ）を算出する（ステップＳ７）。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ステップＳ７で算出した情報に基づいてジッタ・ワンダ遮断周波数ｆｃを算出し、その周波数をｆｃ＿ｆｆｔとする（ステップＳ８）。
ｆｃの算出は、すでに説明したように、式６によって行われる。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ステップＳ８で算出したｆｃ＿ｆｆｔが１０Ｈｚ以上の場合は（ステップＳ９／Ｎｏ）、ｆｃを上げる必要はないので、現在のｆｃの値を更新しない（１０Ｈｚ→ｆｃ；ステップＳ１１）。ステップＳ８で算出したｆｃが１０Ｈｚ未満の場合の場合は（ステップＳ９／Ｙｅｓ）、ｆｃを更新する（ステップＳ１０）。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ｆｃ情報に見合ったアンプゲインを算出する（ステップＳ１２）。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３に、ゲインとしてそれぞれＡｍｐ１及びＡｍｐ２を設定する（ステップＳ１３）。
以上説明したように、本実施形態のＰＬＬ回路は、オーブン制御水晶発振器などの高価なデバイスを搭載することなく、多段接続時に発生しうるカスケードワンダなどの、従来は予測不可能であったワンダ成分を抑圧することができる。
＜第２の制御回路；Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の処理動作＞
第２の制御回路であるＡｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００及びＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００内の動作を自動で最適化する機能を持つ。
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の処理動作例（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｌｏｗ）を図１８に示す。
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００には、各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）が入力され（ステップＡ１）、入力された各ユーザ設定データに基づいて、ＦＦＴポイント数の算出処理を行う（ステップＡ２）。各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）としては、例えば、以下の情報が挙げられる。
位相比較方式（ｅ．ｇ．ＥＸ−ＯＲ，ＳＲ−ＦＦ，Ｄ−ＦＦ ｅｔｃ．）
位相比較周波数（Ｈｚ）
ＰＬＬサンプリング周波数（Ｈｚ）
ＶＣＯ可変特性（ｐｐｍ／Ｖ）
ＶＣＯ ＡＰＲ（ｐｐｍ）
Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ（ｐｐｍ）
Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈ（ｓｅｃ）
ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ
ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
ＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔ
各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）の意味は次の通りである。位相比較方式は、位相比較器の回路方式である。位相比較周波数は、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１において１秒間に位相比較を行う回数である。ＰＬＬサンプリング周波数は、位相差を１秒間にサンプリングする回数である。ＶＣＯ可変特性はＶＣＯの周波数変換利得、ＶＣＯ ＡＰＲ（Ａｂｓｏｌｕｔｅ Ｐｕｌｌｉｎｇ Ｒａｎｇｅ）はＶＣＯの絶対周波数可変幅である。Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ ＲａｎｇｅはＰＬＬの周波数引き込み範囲である。Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈは、ＯＴＮ信号をＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号へ変換するためのメモリ容量である。ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ ＷｉｄｔｈはＦＦＴ解析を行う周波数範囲である。ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙは位相差でもある周波数情報を、１秒間にサンプリングする回数である。ＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔは、ＦＦＴの最大ポイント数である。
そして、図１８のステップＡ６にある「Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｅｔｔｌｉｎｇ Ｔｉｍｅ ａｔ ａ Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｐｏｉｎｔ」は、ＰＬＬ引き込み時間、すなわち周波数が位相変動閾値まで引き込まれる時間である。この時間は、周波数変動前の位相から周波数変動後の位相までの時間を示す。この値を算出するために、位相比較方式、位相比較周波数、ＰＬＬサンプリング周波数、ＶＣＯ可変特性及びＶＣＯ ＡＰＲの情報が使用される。
また、図１８のステップＡ２では，ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ、ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ及びＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔの情報を使用する。
さらに、図１８のステップＡ５では、Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈの情報が使用される。
本実施形態では、各ユーザ設定データは、以下のようになっているものとする。
位相比較方式→Ｄ−ＦＦ
位相比較周波数（Ｈｚ）→１００ｋＨｚ
ＰＬＬサンプリング周波数（Ｈｚ）→３１１．０４ＭＨｚ
ＶＣＯ可変特性（ｐｐｍ／Ｖ）→１００ｐｐｍ／１Ｖ
ＶＣＯ ＡＰＲ（ｐｐｍ）→１５０ｐｐｍ
Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ（ｐｐｍ）→±１００ｐｐｍ
Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈ（ｓｅｃ）→１μｓ
ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ→１Ｈｚ〜１ｋＨｚ
ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ→１０ｋＨｚ
ＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔ→５００Ｐｏｉｎｔ
＜ステップＡ２；ＦＦＴポイント数算出＞
以下の説明で、ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｌｏｗ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙは、ＦＦＴ解析を行う周波数範囲の下限の周波数である。ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙは、ＦＦＴ解析を行う周波数範囲の最高周波数である。
また、ＦＦＴ Ｐｏｉｎｔは、ＦＦＴ解析を実行するポイント数である。ｄｅｃａｄｅ Ｎｕｍｂｅｒは、分割したＦＦＴ帯域の数である。
まず、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ユーザ設定データが以下の式を満足するか否かを判定する（ステップＡ２１）。
ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｌｏｗ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＜ＦＦＴ Ｍａｘ Ｐｏｉｎｔ
ユーザ設定データが上記の式を満足する場合は（ステップＡ２１／Ｙｅｓ）、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ＦＦＴ ＰｏｉｎｔをＦＦＴ ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｌｏｗ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙに設定する（ステップＡ２２）。
また、ユーザ設定データが上記の式を満足しない場合は（ステップＡ２１／Ｎｏ）、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ＦＦＴ周波数範囲をｄｅｃａｄｅ毎に分割する。そして、ｄｅｃａｄｅ毎のＦＦＴポイント数をＦＦＴ Ｐｏｉｎｔとする（ステップＡ２３）。
ＦＦＴ Ｐｏｉｎｔ→Ｐａｒｔｉｔｉｏｎ／ｄｅｃａｄｅ
そして、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ＦＦＴ ＰｏｉｎｔをＦＦＴ Ｍａｘ Ｐｏｉｎｔ／ｄｅｃａｄｅ Ｎｕｍｂｅｒから求める（ステップＡ２４）。
例えば、ＦＦＴ周波数範囲が１Ｈｚ〜１ｋＨｚで、ＦＦＴサンプリング周波数が１０ｋＨｚの場合、通常ＦＦＴポイント数は１０ｋＨｚ／１Ｈｚ＝１００００ポイントとなる。しかし、ＦＦＴ解析能力の問題からＦＦＴ最大ポイント数が５００ポイントに制限される場合は、期待したポイント数でＦＦＴ解析できない（ステップＡ２１／Ｎｏ）。この場合、周波数Ｄｅｃａｄｅ単位でＦＦＴ周波数を分割する（ステップＡ２３）。この場合、ＦＦＴ周波数範囲は、１Ｈｚ〜１０Ｈｚ，１０Ｈｚ〜１００Ｈｚ，１００Ｈｚ〜１ｋＨｚの３帯域に分割されることになる。
実際のＦＦＴポイント数は、５００ポイント／３分割＝１６６ポイントと算出できる（ステップＡ２４）。一般的にＦＦＴポイント数は、２のべき乗であるので、最終的には、１２８ポイント×３帯域でＦＦＴ解析を実行することになる。
次に、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ＦＦＴ解析のためのＤｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒの遮断周波数（ｆｃ）の算出を行う（ステップＡ３）。
＜ステップＡ３；Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒの遮断周波数算出＞
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ステップＡ２１において、ＦＦＴ ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｌｏｗ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙがＦＦＴ Ｍａｘ Ｐｏｉｎｔより小さい場合は（ステップＡ２１／Ｙｅｓ）、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ ｆｃをＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙに設定する（ステップＡ３１）。
また、ステップＡ２１において、ＦＦＴ ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｌｏｗ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙがＦＦＴ Ｍａｘ Ｐｏｉｎｔ以上の場合は（ステップＡ２１／Ｎｏ）、ＦＦＴ解析を行う帯域が分割される。そして、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ ｆｃには、分割されたＦＦＴ解析帯域ごとの上限の周波数であるＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙが設定される（ステップＡ３２）。
例えば、ＦＦＴ周波数範囲が１００Ｈｚ〜１ｋＨｚで、ＦＦＴサンプリング周波数が１０ｋＨｚ、最大ＦＦＴポイント数が５００ポイントの場合、ＦＦＴポイント数は１００ポイントとなる。このため、遮断周波数は、ＦＦＴ周波数範囲の高周波側の１ｋＨｚとなる（ステップＡ３１）。
また、ＦＦＴ周波数範囲が１Ｈｚ〜１ｋＨｚで、ＦＦＴサンプリング周波数が１０ｋＨｚ、最大ＦＦＴポイント数が５００ポイントの場合、ＦＦＴポイントは前記の通り、１２８ポイント×３帯域となる。このため、ＦＦＴ分割帯域毎の最高周波数である１ｋＨｚ，１００Ｈｚ，１０Ｈｚが、遮断周波数として算出されることになる（ステップＡ３２）。
次に、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ＦＦＴ解析の高精度化のためのディザリング処理用アンプゲインの算出を行う（ステップＡ４）。
＜ステップＡ４；ＦＦＴディザリング処理用アンプゲイン算出＞
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ Ｆａｃｔｏｒを（１／ＰＬＬ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）×（１／１００ｐｓ）に設定する（ステップＡ４１）。
Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ Ｆａｃｔｏｒは、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１のアンプゲインである。
期待するジッタ・ワンダの検出精度にもよるが、一般的に１０Ｇｂｐｓ信号のジッタ処理を行う場合には、最低でも「１００ｐｓ（１０Ｇｂｐｓ １ｂｉｔ分解能）」の精度は必要である。このため、ディザリング処理によって、ＰＬＬサンプリング周期が疑似的に１００ｐｓとなるようにジッタ・ワンダの振幅に処理を加える必要がある。
実際のＪｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００内Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１では、ジッタ・ワンダの振幅にＤｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１のアンプゲインを乗算し、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５では、逆にジッタ・ワンダの振幅をＤｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５のアンプゲインで除算することになる。例えば、ＰＬＬサンプリング周期が３．２ｎｓの場合は、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１でジッタ・ワンダ振幅を３２（＝３．２ｎｓ／１００ｐｓ）倍し、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５でジッタ・ワンダ振幅を１／３２倍するディザリング処理を行うことになる。
次に、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、周波数変動検出のための位相変動閾値の算出を行う（ステップＡ５）。
＜ステップＡ５；位相変動閾値算出＞
以下において、Ｍｅｍｏｒｙ Ｓｌｉｐ Ｐｏｉｎｔはメモリスリップが発生する位相差であり、Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈに等しい。Ｊｉｔｔｅｒ Ｔｏｌｅｒａｎｃｅ Ｍａｓｋ ３１１．０４ＭＨｚ ６４ｂｉｔは、ＩＴＵ−Ｔで規定された、ＰＬＬサンプリング周波数が３１１．０４ＭＨｚの場合における周波数変動閾値である。この閾値は、位相変動閾値検出後の高速追従速度を考慮し、メモリ容量の１／２とする。但し、入力ジッタ成分が周波数急変状態として誤検出されないように、閾値は、国際勧告化されているＪｉｔｔｅｒ Ｔｏｌｅｒａｎｃｅ Ｍａｓｋ上の最大ジッタ振幅である３１１．０４ＭＨｚ ６４ｂｉｔ分以上とする。
まず、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、以下の式を満足するか否かを判定する（ステップＡ５１）。
Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈ／２＝Ｍｅｍｏｒｙ Ｓｌｉｐ Ｐｏｉｎｔ／２ ＜ Ｊｉｔｔｅｒ Ｔｏｌｅｒａｎｃｅ Ｍａｓｋ ３１１．０４ＭＨｚ ６４ｂｉｔ
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、上記式を満足する場合は（ステップＡ５１／Ｙｅｓ）、Ｐｈａｓｅ ＴｈｒｅｓｈｏｌｄをＭｅｍｏｒｙ Ｓｌｉｐ Ｐｏｉｎｔ／２に設定する（ステップＡ５２）。
また、上記式を満足しない場合は（ステップＡ５１／Ｎｏ）、Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄを６４ｂｉｔに設定する（ステップＡ５３）。
次に、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、周波数の急変を検出するための過去データ保持周期の算出を行う（ステップＡ６）。
＜ステップＡ６；過去データ保持周期算出＞
まず、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、以下の式が満足されるか否かを判定する（ステップＡ６１）。ＰＬＬ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｍｐａｒｅ Ｔｉｍｅは、位相比較周期であり、位相比較周波数の逆数である。また、ＴＡＰ Ｉｎｔｅｒｖａｌは、過去データを保持するためのＴＡＰ数である。
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｅｔｔｌｉｎｇ Ｔｉｍｅ ａｔ ａ Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｐｏｉｎｔ ＜ ＰＬＬ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｍｐａｒｅ Ｔｉｍｅ
そして、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、上記式が満足される場合は（ステップＡ６１／Ｙｅｓ）、ＴＡＰ Ｉｎｔｅｒｖａｌを１に設定する（ＴＡＰ Ｉｎｔｅｒｖａｌ＝１；ステップＡ６２）。
また、上記式が満足されない場合は（ステップＡ６１／Ｎｏ）、ＴＡＰ ＩｎｔｅｒｖａｌをＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｅｔｔｌｉｎｇ Ｔｉｍｅ ａｔ ａ Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｐｏｉｎｔ／ＰＬＬ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｍｐａｒｅ Ｔｉｍｅに設定する（ＴＡＰ Ｉｎｔｅｒｖａｌ＝Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｅｔｔｌｉｎｇ Ｔｉｍｅ ａｔ ａ Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｐｏｉｎｔ／ＰＬＬ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｍｐａｒｅ Ｔｉｍｅ；ステップＡ５４）。
本実施形態の周波数急変検出方法は、ＰＬＬ位相比較周期毎に位相データを保持可能なＴＡＰ部３０１からの過去データとＰＬＬ部１００からの現在データとを比較する。しかし、ＰＬＬ位相比較周期によっては、周波数急変による位相変動時間が短いと、周波数の急変を検出することができない。これは、周波数の急変が、見かけ上、ワンダに同期するからである。従って、過去データを保持するためのＴＡＰ数を周波数引き込み時間分確保する必要がある。
例えば、位相比較周波数１００ｋＨｚ（＝１０μｓ）で、位相変動閾値までの引き込み時間が約２ｍｓの場合は、ＴＡＰ数が２００（＝２ｍｓ／１０μｓ）以上必要である。
なお、ＴＡＰ数は自然数であるので、上記の除算が割り切れない場合は、除算結果の小数点以下を切り上げて得られる整数をＴＡＰ数とすればよい。
＜第１の実施形態のＰＬＬ回路の作用・効果＞
このように、本実施形態のＰＬＬ回路は、ＰＬＬ部１００の位相比較データに基づいて、ジッタ・ワンダ成分及び周波数急変状態をリアルタイムに検出して処理し、その結果に基づいて、ＰＬＬ部１００のループゲインを制御する。これにより、本来トレードオフ関係であるジッタ・ワンダ抑圧性能と周波数追従性能とについて、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を同時に実現することができる。
また、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、０スタッフジッタをＳＤＨ信号などの周波数監視で検出するのではなく、ＰＬＬ部１００の位相比較データに基づいて、ジッタ・ワンダ成分をＦＦＴ解析によりリアルタイムに検出して処理する。そして、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、ジッタ・ワンダ成分の処理結果をリアルタイムにＰＬＬ部１００に反映することでジッタ・ワンダを抑圧する。その結果、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、システムを安価に実現することができる。
また、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、カスケードワンダの発生を予測するのではなく、ＰＬＬ部１００の位相比較データに基づいて、ジッタ・ワンダ成分をＦＦＴ解析によりリアルタイムに検出して処理し、その結果をリアルタイムにＰＬＬ部１００に反映する。これによって、本実施形態のＰＬＬ回路は、カスケードワンダを抑圧することができる。
また、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、ＰＬＬ部１００の位相比較データに基づいて、周波数変動状態をリアルタイムに検出して処理する。そして、本実施形態のＰＬＬ回路は、その結果をリアルタイムにＰＬＬ部１００に反映することで周波数追従性能を確保することができる。
なお、上述した第１の実施形態は、本願発明の好適な実施形態の一つを示したものである。そして、上記実施形態のみに本願発明の範囲は限定されるものではなく、本願発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更を施した形態での実施が可能である。
例えば、上述した図５に示すＰＬＬ回路を構成する各部１００，２００，３００，４００，５００の制御動作は、ハードウェア、または、ソフトウェア、あるいは、両者の複合構成を用いて実行することも可能である。
なお、ソフトウェアを用いて処理を実行する場合には、処理シーケンスを記録したプログラムを、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ内のメモリにインストールして実行させることが可能である。あるいは、各種処理が実行可能な汎用コンピュータにプログラムをインストールして実行させることが可能である。
例えば、プログラムは、記録媒体としてのハードディスクやＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）に予め記録しておくことが可能である。あるいは、プログラムは、リムーバブル記録媒体に、一時的、あるいは、永続的に格納（記録）しておくことが可能である。このようなリムーバブル記録媒体は、いわゆるパッケージソフトウエアとして提供することが可能である。なお、リムーバブル記録媒体としては、フロッピー（登録商標）ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＭＯ（Ｍａｇｎｅｔｏ ｏｐｔｉｃａｌ）ディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）、磁気ディスク、半導体メモリなどが挙げられる。
なお、プログラムは、上述したようなリムーバブル記録媒体からコンピュータにインストールすることになる。また、ダウンロードサイトから、コンピュータに無線転送することになる。また、ネットワークを介して、コンピュータに有線で転送することになる。
また、第１の実施形態におけるＰＬＬ回路は、一次ループ及び二次ループを備えた構成を例にとって説明した。しかし、本願発明の回路を、実施形態で説明した構成以外のＰＬＬ回路にも適用してもよい。
さらに、第１の実施形態におけるＰＬＬ回路は、上記実施形態で説明した処理動作に従って時系列的に実行されるのみならず、処理を実行する装置の処理能力、あるいは、必要に応じて並列的にあるいは個別に実行するように構築することも可能である。
図１９は、本願発明の第２の実施形態の回路の構成を示す図である。
図１９に示す回路９００は、制御部９０１を備える。図示されないＰＬＬ部は、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生する。
制御部９０１は、図示されないＰＬＬ部が出力する位相比較データ９０２に基づいて、ジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理する。そして、制御部９０１は、処理結果に基づいて、図示されないＰＬＬ部のループゲインを制御するための信号９０３を出力する。
すなわち、第２の実施形態の回路９００の制御部９０１には、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ部の位相比較データ９０２が入力される。そして、制御部９０１は、入力された位相比較データ９０２に基づいて、ジッタ・ワンダ成分及び周波数急変状態をリアルタイムに検出して処理する。そして、その結果に基づいて、制御部９０１は、ＰＬＬ部のループゲインを制御するための信号９０３を出力する。これにより、第２の実施形態の回路は、本来トレードオフ関係にあるジッタ・ワンダ抑圧性能と周波数追従性能とについて、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を同時に実現させるための制御信号を出力することができる。
以上、第１及び第２の実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上述した実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、２００９年３月２３日に出願された日本出願特願２００９−０７０３４７を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
本願発明の第１の実施形態は、本願発明の回路を、ＰＬＬ回路に適用したものである。
図５は、本願発明の第１の実施形態のＰＬＬ回路の構成例を示す図である。まず、図５を参照しながら、第１の実施形態のＰＬＬ回路の概要について説明する。
第１の実施形態のＰＬＬ回路は、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ部１００の位相比較データに基づいて、ジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を検出して処理する。そして、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、その結果に基づいて、ＰＬＬ部１００のループゲインを制御する。
具体的には、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００と、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００と、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００と、を備える。Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、ジッタ・ワンダ成分を検出して処理し、ジッタ・ワンダ情報を生成する。Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、周波数変動状態を検出して処理し、周波数変動情報を生成する。ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ジッタ・ワンダ情報、及び、周波数変動情報に基づいて、ＰＬＬ部のループゲインを制御する。
これにより、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を実現することができる。以下、添付図面を参照しながら、第１の実施形態のＰＬＬ回路について詳細に説明する。
以下では、まず各部の構成を説明し、その後にそれぞれの動作を説明する。
＜ＰＬＬ回路の構成＞
まず、図５を参照しながら、第１の実施形態のＰＬＬ回路の構成について説明する。
本実施形態のＰＬＬ回路は、ＯＴＵ３信号（４３．０１８４１３５５９ＧＨｚ）から、ＳＤＨクロック（６２２．０８ＭＨｚ）またはＥｔｈｅｒｎｅｔクロック（６４４．５３１２５ＭＨｚ）を再生するＦｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ型ＰＬＬ回路である。
第１の実施形態のＰＬＬ回路は、ＰＬＬ部１００と、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００と、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００と、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００と、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００と、を備える。
ＰＬＬ部１００は、外部からの制御パラメータでダイナミックに動作可能な、一般的な完全積分型ディジタルＰＬＬである。
Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により、ＰＬＬ部１００の位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）からジッタ・ワンダ成分をリアルタイムに検出して処理する。
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、ＰＬＬ部１００の位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）から周波数の変動傾き（周波数変動状態）をリアルタイムに検出して処理する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００からのジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）、及び、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００からの周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に基づいて、ＰＬＬ部１００内のループゲインをリアルタイムに制御する。
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００及びＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００の動作を、各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）に基づいて自動的に制御するための情報を生成する。各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）としては、図５に示すように、以下の情報が挙げられる。
ＰＬＬ Ｄｅｖｉｃｅ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ（ｅ．ｇ．ＶＣＯ ｇａｉｎ ｅｔｃ．）
ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ
ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
ＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔ
これらの情報は、後に説明する図１８の処理で使用される。
ＰＬＬ Ｄｅｖｉｃｅ Ｐａｒａｍｅｔｅｒは、ＰＬＬの設計パラメータである。ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈは、ＦＦＴの算出範囲である。ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙは、位相差でもある周波数情報を、１秒間にサンプリングする回数である。ＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔは、ＦＦＴのポイント数である。
第１の実施形態のＰＬＬ回路の構成を図５に示す。本実施形態のＰＬＬ回路は、ＰＬＬ部１００の位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）からジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態をリアルタイムに検出して処理する。そして、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、その結果をリアルタイムにＰＬＬ部１００に反映することが可能なＦｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ型ＰＬＬ回路を構成する。その結果、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、本来トレードオフ関係であるジッタ・ワンダ抑圧性能と周波数追従性能とについて、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を実現する。
＜ＰＬＬ部１００の構成＞
次に、ＰＬＬ部１００の構成について説明する。
ＰＬＬ部１００は、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１と、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２と、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３と、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４と、ＡＤＤＥＲ部１０５と、ＤＡＣ部１０６と、ＶＣＯ部１０７と、Ｄｉｖｉｄｅｒ部１０８と、を備える。
Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１は、入力信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｌｏｃｋ）とＶＣＯ再生信号（Ｒｅｃｏｖｅｒｅｄ Ｃｌｏｃｋ）との位相差を検出する。
Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２は、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１から出力された信号を増幅し、ＡＤＤＥＲ部１０５に入力する。
Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２から出力された信号を増幅し、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４に入力する。
Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３から出力された信号の積分処理を行い、ＡＤＤＥＲ部１０５に入力する。
ＡＤＤＥＲ部１０５は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２から出力される信号とＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４から出力される信号とを加算処理し、その結果をディジタル信号として出力する。
ＤＡＣ部１０６は、ＡＤＤＥＲ部１０５から入力されたディジタル信号をアナログ信号に変換する。
ＶＣＯ部１０７は、ＤＡＣ部１０６から出力されたアナログ信号に基づいて出力周波数を変化させる。
Ｄｉｖｉｄｅｒ部１０８は、ＶＣＯ部１０７からの出力信号を分周する。
ＰＬＬ部１００において、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３及びＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４は、アンプゲインなどのパラメータを外部からＤｙｎａｍｉｃに制御可能なＦｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋである。
＜Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００の構成＞
次に、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００の構成について説明する。
Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１と、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２と、ＦＦＴ処理部２０３と、Ａｂｓｏｌｕｔｅ部２０４と、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５と、を備える。
Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１は、ＰＬＬ部１００から入力されるＰｈａｓｅ Ｄａｔａ／ＣｌｏｃｋのＦＦＴ処理の高精度化を実現する。Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１は、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１が出力する位相比較データが示すジッタ・ワンダの振幅を、予めｎ倍するディザリング乗算処理を行う。
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２は、ＰＬＬ部１００の位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）をＦＦＴ処理用データとするために、ＦＦＴ処理の帯域を制限するフィルタ処理を行う。フィルタ処理に関しては、後ほど説明する。
ＦＦＴ処理部２０３は、ジッタ・ワンダ成分を検出して処理する。
すなわち、ＦＦＴ処理部２０３は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２から入力されたデータから、ＰＬＬ部１００から入力される位相比較データに含まれるジッタ・ワンダ成分を検出する。そして、ＦＦＴ処理部２０３は、ＦＦＴポイント毎のジッタ・ワンダ振幅を複素数として出力する。
Ａｂｓｏｌｕｔｅ部２０４は、ＦＦＴ処理部２０３が出力する複素数を絶対値変換する。
Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５は、ＦＦＴデータを本来の振幅値に戻すためのディザリング除算処理を行う。
すなわち、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５は、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１でｎ倍（ｎ≧２）された、位相比較データが示すジッタ・ワンダの振幅を、１／ｎ倍するディザリング除算処理を行う。以降、ディザリング乗算処理とディザリング除算処理とを合わせてディザリング処理と呼ぶことがある。ディザリング処理に関しては、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００の処理動作の項で詳しく説明する。
Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００において、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２、ＦＦＴ処理部２０３、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５は、外部ユーザ情報（Ｃｏｒｎｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ＦＦＴ Ｐｏｉｎｔ，Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ Ｆａｃｔｏｒ）に基づいて動作するＦｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋである。
＜Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００の構成例＞
次に、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００の構成例について説明する。
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、ＴＡＰ部３０１と、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２と、Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３と、を備える。
ＴＡＰ部３０１は、ＰＬＬ部１００から入力される位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）をサンプリング時間毎に保持する。
Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２は、過去データと現在データとを比較する。
すなわち、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２は、位相比較周期毎に位相比較データを保持可能なＴＡＰ部３０１からの過去の位相比較データと、ＰＬＬ部１００からの現在の位相比較データと、を比較する。Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２の動作に関しては、後で説明する。
Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３は、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２から出力された位相変動量が閾値以上か否かを判断し、周波数急変があったかどうかの周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）をＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００に通知する。
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００において、ＴＡＰ部３０１、Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３は、外部ユーザ情報（ＴＡＰ Ｉｎｔｅｒｖａｌ，Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）に基づいてＴＡＰインターバルやＴＡＰ数などを算出するＦｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋである。
＜ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の機能＞
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の機能について説明する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００からのジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）、及び、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００からの周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に基づいて、ＰＬＬ部１００を制御するための信号を出力する。すなわち、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００が、期待されるジッタ・ワンダ抑圧特性及び周波数追従特性を満足するように、ＰＬＬ部１００を制御する。このために、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００内のＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３のアンプゲインをリアルタイムに算出して設定する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、さらに、ＰＬＬ部１００内のＰｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１及びＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４のリセット制御をリアルタイムに実行する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の動作の詳細は、後ほどＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の処理動作の項で説明する。
＜Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の機能＞
次に、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の機能について説明する。
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００及びＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００内の動作パラメータを、各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）に基づいて算出する機能を持つ。
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の動作の詳細は、後ほどＡｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の処理動作の項で説明する。
＜第１の実施形態のＰＬＬ回路の処理動作＞
次に、本実施形態のＰＬＬ回路の処理動作について説明する。
Ｔｅｌｃｏｒｄｉａ／ＩＴＵ−Ｔ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ）で勧告化されている出力ジッタ・ワンダ性能を満足させるためには、まず、基本となるＰＬＬ回路が必要である。
ＰＬＬ部１００は、入力されたＯＴＮ信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｌｏｃｋ）に同期した信号を再生する。
まず、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１は、入力信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｌｏｃｋ）と、ＶＣＯ部１０７の出力をＤｉｖｉｄｅｒ１０８で分周した再生信号（Ｒｅｃｏｖｅｒｅｄ Ｃｌｏｃｋ）と、の位相差を検出する。そして、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１は、検出した位相差を、位相差データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）としてＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２に出力する。
Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２は、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１から出力された信号の増幅処理を行う。そして、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２は、その増幅処理を行った信号をＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３とＡＤＤＥＲ部１０５とに出力する。
Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２から入力された信号の増幅処理を行う。そして、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３は、その増幅処理を行った信号をＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４に出力する。
Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４は、二次ループの積分処理を行う。そして、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４は、その積分処理を行った二次ループ信号をＡＤＤＥＲ部１０５に出力する。
完全積分型のＰＬＬは、一次ループで周波数制御を行い、二次ループで位相制御を行う。ＡＤＤＥＲ部１０５は、この２つのループからの信号（一次ループ信号（Ｆｉｒｓｔ Ｌｏｏｐ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）と二次ループ信号（Ｓｅｃｏｎｄ Ｌｏｏｐ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ））とを加算する。そして、ＤＡＣ部１０６は、その加算結果をディジタル・アナログ変換してアナログ信号としてＶＣＯ部１０７に出力する。ＶＣＯ部１０７は、入力されたアナログ信号によって制御される周波数の信号を発生する。
上述したＰＬＬ部１００の処理動作では、入力信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｃｌｏｃｋ）に大きな振幅のジッタ・ワンダ成分がある場合や周波数の急変が発生した場合は、ジッタ・ワンダ成分が完全に抑圧されないまま出力信号（Ｒｅｃｏｖｅｒｅｄ Ｃｌｏｃｋ）に現れてしまう。このため、本実施形態では、二つの検出回路（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００及びＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００）と、二つの制御回路（ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００及びＡｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００）と、を備えることによって、上記の問題を解決する。
＜第１の検出回路；Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００の処理動作＞
第１の検出回路であるＪｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、ＰＬＬ部１００からの位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）を位相比較周期毎に受信する。
位相比較データは、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１が検出した、入力信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｌｏｃｋ）と、ＶＣＯ部１０７の出力をＤｉｖｉｄｅｒ１０８で分周した再生信号（Ｒｅｃｏｖｅｒｅｄ Ｃｌｏｃｋ）との位相差の振幅情報である。
ジッタ・ワンダ成分の処理には、一般的にＦＦＴ処理が用いられる。ＦＦＴ処理では、ＦＦＴサンプリング周波数が高いほど精度の高い処理結果が得られる。しかし、ＦＦＴサンプリング周波数を高くするためには、高価なＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等のＦＦＴ処理デバイスが必要となる。また、ジッタ・ワンダの振幅が小さいと、ＦＦＴ処理時の四捨五入等の処理により振幅に含まれる誤差が大きくなる場合がある。
このように、高い周波数でのＦＦＴサンプリングを低価格なデバイスを用いて実現することは困難であるとともに、ジッタ・ワンダの振幅が小さい場合には、位相比較データをそのままＦＦＴ処理してもジッタ・ワンダ成分が正しく検出されない場合がある。
これらの課題を解決するために、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１、及び、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５を備えるとともに、後述するように、ＦＦＴ処理の負荷の軽減を図る手段を備えている。Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１は、予め位相比較データが示すジッタ・ワンダの振幅をｎ（ｎ≧２）倍する。Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５は、ＦＦＴ処理後にジッタ・ワンダの振幅を１／ｎ倍する。これらのディザリング処理を行うＤｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１、及び、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５を備えることにより、ＦＦＴ処理部２０３におけるＦＦＴ処理の高精度化が図られる。
ここで、ｎは、予め設定された２以上の数である。
動作イメージを図６及び図７に示す。
図６は、ＦＦＴ処理の高精度化を説明するための第１の図である。
図６は、位相比較データをそのままＦＦＴ処理した場合の出力振幅を示す。ここでは、ジッタの振幅の分解能を「３．２ｎｓ（３１１．０４ＭＨｚ）」として説明する。
以下の説明において、「１ｂｉｔ幅のジッタが発生した」とは、３．２ｎｓのジッタが発生したことを示す。
図６（ａ）においては、１０回のサンプリング中２回のみ１ｂｉｔ幅のジッタが実際に発生している。しかし、実際のＦＦＴ処理の出力データにおけるジッタ振幅は、ＦＦＴ処理内バタフライ演算などにおける四捨五入等の処理により、０ｂｉｔすなわち０ｎｓになってしまう。
同様に、図６（ｂ）においては、サンプリング１０回中８回の１ｂｉｔ幅のジッタが実際に発生している。しかし、実際のＦＦＴ処理の出力データにおけるジッタ振幅は、１ｂｉｔすなわち３．２ｎｓの振幅となってしまう。
つまり、ＰＬＬサンプリング周期が３．２ｎｓの場合には、３．２ｎｓ以下のジッタ振幅を検出できない。
図７は、ＦＦＴ処理の高精度化を説明するための第２の図である。
図７においては、上記問題を改善するために、予め位相比較データにおけるジッタ振幅を１０倍（ｎ＝１０）し、ＦＦＴ処理の出力データにおけるジッタ振幅を１／１０倍にすることで、ＰＬＬサンプリング周期以下の分解能でもジッタ振幅を検出できるようにしている。
実際のＦＦＴ処理においては、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２は、ＦＦＴ処理が行われる周波数範囲に基づいて、帯域制限を行う。そして、ＦＦＴ処理部２０３は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２の出力に対してＦＦＴ処理を行う。さらに、Ａｂｓｏｌｕｔｅ部２０４は、ＦＦＴ処理部２０３の出力である複素数を絶対値に変換して出力する。Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５は、ＦＦＴ処理後のジッタ・ワンダの振幅を１／ｎ倍して、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００にジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）として出力する。
本実施形態においては、以下に説明するように、ＦＦＴ処理部２０３における、ＦＦＴ処理の負荷の軽減を図っている。その結果、安価なＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などのＦＦＴ処理デバイスでも上記の処理が可能となる。
ＦＦＴ処理の負荷軽減化するための処理イメージを図８に示す。例えば、１Ｈｚ〜１ｋＨｚの範囲でＦＦＴ処理する場合、通常は１０００〜１００００ポイントのＦＦＴポイントが必要である。ＤＳＰなどのプロセッサ性能にもよるが、リアルタイムに１０００〜１００００ポイントのＦＦＴを実行するためには、高価なＤＳＰやＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などが必要である。例えば、１０Ｈｚ以上の帯域では、１Ｈｚポイント単位でＦＦＴ処理した場合、１０Ｈｚ・１１Ｈｚ・１２Ｈｚ・１３Ｈｚ・・・や１００Ｈｚ・１０１Ｈｚ・１０２Ｈｚ・・・でＦＦＴ処理が行われる。これは、本実施形態において必要とされるＦＦＴ処理においては、過剰な処理となる場合がある。
本実施形態では、このような過剰な処理の発生によるＰＬＬ回路の価格上昇を回避するために、ＦＦＴ分割処理を行う。ＦＦＴ分割処理とは、図８に示すように、ＦＦＴ周波数毎にサンプリング周波数を変化させる処理である。ＦＦＴ分割処理を行うことで、従来では１０００〜１００００ポイント必要だったＦＦＴポイント数を例えば以下に説明するように３８４ポイントとすることができる。すなわち、ＦＦＴ分割処理によって、ＦＦＴポイント数が通常の処理の約１／３〜１／２６に低減される。
具体的には、ＦＦＴ帯域をＬＯＧ ｄｅｃａｄｅスケール単位で分割する。１００Ｈｚ〜１ｋＨｚ帯域では、ＦＦＴサンプリング周波数を従来と同様の１０ｋＨｚとし、ポイント数を１２８ポイントとすることで、分解能が７８ＨｚのＦＦＴ処理が行われる。
同様に１０Ｈｚ〜１００Ｈｚ帯域では、ＦＦＴサンプリング周波数を従来の１／１０の１ｋＨｚとし、ポイント数を１２８ポイントとすることで、分解能が７．８ＨｚのＦＦＴ処理が行われる。また、１Ｈｚ〜１０Ｈｚ帯域では、ＦＦＴサンプリング周波数を従来の１／１００の１００Ｈｚとすることで、分解能が０．７８ＨｚのＦＦＴ処理が行われる。
従って、ＦＦＴ分割処理によって、ＦＦＴポイント数は１２８×３＝３８４ポイントとなる。
ＦＦＴ分割処理を行う場合は、前段のＤｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２が分割した帯域の数だけ必要となる。しかし、ＦＦＴポイント数の減少による処理量の低減と比較すれば、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部２０２の増加は全体の処理に大きな影響はない。
なお、本来ＦＦＴ処理を行う場合は、有限長サンプリングデータを無限長サンプリングデータとして扱うため、有限長サンプリングデータの始点と終点とに必ず不連続点が発生する。このため、その不連続点によって発生しうるジッタ・ワンダの誤検出を少なくするために、一般的には窓関数が使用される。
しかし、図８に示すＦＦＴ分割処理を採用すると、有限長サンプリングデータの不連続点の存在に起因する、ジッタ・ワンダ誤検出が発生しうる領域はＦＦＴ処理に使用されない。このため、本実施形態においては窓関数を使用する必要がない。従って、ＦＦＴ分割処理の採用によってＤＳＰの負荷軽減を図ることが可能となる。その理由は、例えば１０ｋＨｚサンプリングの場合は、ＦＦＴポイントが存在する演算範囲は８０Ｈｚ〜５ｋＨｚであるのに対して、実際の解析範囲は１００Ｈｚ〜１ｋＨｚであることから、高周波側と低周波側の領域はＦＦＴ解析には使用されないからである。
Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、以上の手順によってリアルタイムに検出して処理したジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に基づいたＰＬＬパラメータを、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００に出力する。
ここで、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００でリアルタイムに検出して解析したジッタ・ワンダ情報によるＰＬＬ部１００の制御の詳細については、第１の制御回路であるＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の処理で説明する。
＜第２の検出回路；Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００の処理動作＞
第２の検出回路であるＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００と同様に、ＰＬＬ部１００からの位相比較データ（Ｐｈａｓｅ Ｄａｔａ／Ｃｌｏｃｋ）を位相比較周期毎に受信する。
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、ある任意の時間間隔における、位相比較データが示す位相変動量を計測することで、周波数の急変を検出する。具体的には、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２は、位相比較周期毎に位相比較データを保持可能なＴＡＰ部３０１からの過去の位相比較データと、ＰＬＬ部１００からの現在の位相比較データとを比較する。そして、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、位相比較周期毎の位相変動量を検出し、その位相変動量を、以下の算出式に代入し、周波数の急変があったかどうかを判断する。
［２πΔｆ（Ｈｚ）］／［直流ループゲイン］＝［位相変動量（ラジアン）］・・・式１（既知の関数）
［２π］＝位相比較周期（ｓｅｃ）＝１／位相比較周波数（Ｈｚ）・・・式２（既知の関数）
［Δｆ］＝周波数変動分（Ｈｚ）＝位相比較周波数（Ｈｚ）×周波数変動量（ｐｐｍ）・・・式３（既知の関数）
［（１／位相比較周波数）×（位相比較周波数×周波数変動量）×（１／直流ループゲイン）］＝［周波数変動量（ｐｐｍ）］／［直流ループゲイン］＝［位相変動量（ｓｅｃ）］・・・式４（既知の関数）
ここで、Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３は、外部から設定された位相変動閾値（周波数急変閾値）に基づいて、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２から出力された位相変動量が閾値以上か否かを判断する。そして、Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３は、Ｃｏｍｐａｒｅ部３０２から出力された位相変動量が閾値以上の場合に、周波数の急変があった旨の周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）をＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００に通知する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００の動作を周波数の急変に対して高速に追従させる。このために、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に基づいて、ＰＬＬ部１００内のＰｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１やＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４のリセット制御を行う。
ここで、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１へのリセット制御を行うことで、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１は周波数情報がクリアされ，リセット直後の周波数から同期（検出）を開始する。また、電源投入時にＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４のリセット制御を行うことで、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４の位相情報がクリアされるため、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４は、リセット直後の位相で同期（積算）を開始する。
更に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００内のＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３のアンプゲインをリアルタイムで制御する。
このように、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、リアルタイムに検出及び処理した周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に基づいて、ＰＬＬ部１００の動作を周波数の急変に対して高速に追従させる。その結果、ＰＬＬ部１００は、ＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号の周波数急変時に発生しうる回線障害や、多段接続時の障害復旧時に発生しうる周波数異常アラームを抑制することができる。
ここで、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００がリアルタイムに検出及び処理した周波数変動情報によるＰＬＬ部１００の制御の詳細については、以下のＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の処理動作の項で説明する。
＜第１の制御回路；ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の処理動作＞
第１の制御回路であるＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００から入力されたジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）、及び、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００から入力された周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を収集する。そして、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、それらの情報に従ってＰＬＬ部１００を制御する。まず、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００からのジッタ・ワンダ情報に従って、Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００がＰＬＬ１００部を制御する手順について説明する。
Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００は、ジッタ・ワンダ情報として、ＦＦＴ解析した結果を出力する。ＦＦＴ解析結果とは、ＦＦＴポイント毎の周波数情報及び振幅情報である。ここで、ジッタの振幅情報はＰＬＬサンプリング周期（３．２ｎｓ）１ｂｉｔを単位として表される。ＰＬＬサンプリング周期はＰＬＬサンプリング周波数（位相差を１秒間にサンプリングする回数）の逆数である。本実施形態では、ＰＬＬサンプリング周波数を３１１．０４ＭＨｚとしているので、ＰＬＬサンプリング周期は３．２ｎｓとなる。すなわち、振幅情報１ｂｉｔあたりのジッタ・ワンダ振幅を３．２ｎｓとして説明する。
図９にＰＬＬ部１００のジッタ・ワンダ抑圧特性（等価的にはローパスフィルタ）とジッタ計測器内ハイパスフィルタによる抑圧特性との合成特性を示す。細実線が、ＰＬＬ部１００内のジッタ・ワンダ遮断周波数（ｆｃ＝Ｃｏｒｎｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）が１０Ｈｚ時のジッタ・ワンダ抑圧特性（デフォルト特性）である。ここでは、ＰＬＬ部１００のジッタ・ワンダ抑圧特性は、−２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの傾きであるとする。細点線は、ＩＴＵ−Ｔ Ｏ．１７２で勧告化されているジッタ計測器のフィルタ特性である。ジッタ計測器のフィルタは、ｆｃ＝２０ｋＨｚのハイパスフィルタ（ＨＰＦ）である。
これら２つのジッタ・ワンダ抑圧特性を合成した合成特性、すなわちジッタ計測器にて計測される見た目上のジッタ・ワンダ抑圧性能は、太点線に示す特性となる（図９に示すＴｏｔａｌ（ＬＰＦ＋ＨＰＦ））。
図９の太点線は、１０Ｈｚ〜２０ｋＨｚの周波数範囲では、−６６ｄＢのジッタ抑圧性能があることを示す。但し、実際の特性は、ＰＬＬ回路のデバイス誤差や計測器の計測誤差などを含んでいる。従って、これらの誤差をマージンとして考慮すると、グラフ上でジッタの抑圧量が「−６６ｄＢ」となっているポイントにおいて得られる、実際のジッタ抑圧量は「−５０ｄＢ」程度となる（図９に太実線で示すＴｏｔａｌ（デバイス誤差考慮））。
この場合は、図９に示す太実線の１０Ｈｚ以下及び２０ｋＨｚ以上の部分を延長した直線とＪｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｇａｉｎ＝０ｄＢの直線との交点の周波数から、ＬＰＦのｆｃは１００Ｈｚ、ＨＰＦのｆｃは３ｋＨｚ程度と考えることができる。
本実施形態では、このマージン分を考慮した上で説明する。
図１０〜図１２に被計測対象物（ＤＵＴ：Ｄｅｖｉｃｅ Ｕｎｄｅｒ Ｔｅｓｔ）に対する入力ジッタ周波数及び振幅と出力計測ジッタ周波数及び振幅の関係を示す。
なお、本実施形態では、１ＵＩがＳＴＭ６４のレート（９９５３．２８ＭＨｚ）の場合について説明する。
ＤＵＴの内部規格である「０．０５ＵＩｐ−ｐ」の根拠は、以下の通りである。Ｔｅｌｃｏｒｄｉａ／ＩＴＵ−Ｔでは、ジッタ規格が「０．３ＵＩｐ−ｐ以下」と規定されている。この規格を満足させるために、ＯＴＮ／ＳＤＨデバイスそのものが持つ残留ジッタ・ワンダ成分を「０．１ＵＩｐ−ｐ」とし、ジッタ計測器の残留ジッタ・ワンダ成分を「０．１ＵＩｐ−ｐ」とした。そして、残り「０．１ＵＩｐ−ｐ」中においてマージン分を考慮すると、「０．０５ＵＩｐ−ｐ」までジッタ・ワンダ抑圧をさせる必要がある。その結果、ＤＵＴの内部規格を「０．０５ＵＩｐ−ｐ」とした。
図１０の左上の図は、入力ジッタ・ワンダ周波数が１０Ｈｚ、入力ジッタ・ワンダ振幅が３１１．０４ＭＨｚ １ｂｉｔ（３２ＵＩｐ−ｐ）である場合の出力計測結果である。この時のジッタ振幅は、「０．１ＵＩｐ−ｐ」となるので、ＤＵＴ内部規格である「０．０５ＵＩｐ−ｐ」以内を満足することができない。
なお、図１０において、棒グラフの縦軸はジッタ・ワンダ振幅を示す。また、例えば３２ＵＩｐ−ｐ（３１１．０４ＭＨｚ １ｂｉｔ）とは、ジッタ・ワンダの振幅が３２ＵＩｐ−ｐであり、その振幅はＰＬＬサンプリング周波数が３１１．０４ＭＨｚである場合の１ビット（３．２ｎｓ）であることを示す。
同様に、図１１は、入力ジッタ・ワンダ周波数５０Ｈｚ，入力ジッタ・ワンダ振幅が３１１．０４ＭＨｚ ４ｂｉｔ（１２８ＵＩｐ−ｐ）である場合の出力計測結果を示す。図１２は、入力ジッタ・ワンダ周波数が１００Ｈｚ、入力ジッタ・ワンダ振幅が３１１．０４ＭＨｚ ２ｂｉｔ（６４ＵＩｐ−ｐ）である場合の出力計測結果を示す。
図１０〜図１２に示すように、何れの出力計測結果もＤＵＴ内部規格である「０．０５ＵＩｐ−ｐ」以内を満たすことはできない。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、上記問題を解決するため、入力ジッタ・ワンダ検出・解析情報に基づいて、以下の式６からｆｃを算出し、リアルタイムにジッタ・ワンダ成分に応じたジッタ・ワンダ抑圧制御を行う。これにより、ｆｃが常時低い場合（例えば、ｆｃ＝０．１Ｈｚなど）に発生する、入力周波数追従性能の低下に伴う出力ワンダの増加を改善することができる。すなわち、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００はジッタ・ワンダが少ない場合には追従性能を上げ、ジッタ・ワンダがある程度存在する場合には、その周波数・振幅に見合うようにジッタ・ワンダ抑圧性能を改善するように、ジッタ・ワンダ抑圧制御を行う。
詳細を以下具体例１〜３、及び、図１３〜図１５に示す。
図１３〜図１５は、本願発明の実施形態における、被計測対象物（ＤＵＴ：Ｄｅｖｉｃｅ Ｕｎｄｅｒ Ｔｅｓｔ）に対する入力ジッタ周波数及び振幅と出力計測ジッタ周波数及び振幅の関係を示す第１〜第３の図である。
なお、以下の説明において、「デフォルトｆｃ」とは、ｆｃの初期値（１０Ｈｚ）を意味する。
具体例１は、ジッタ・ワンダ周波数が１０Ｈｚ，ジッタ・ワンダ振幅がＰＬＬサンプリング周期１ｂｉｔ発生（３２ＵＩｐ−ｐに相当）、という場合である（図１３（ａ））。この場合、ジッタ・ワンダ振幅を「０．０５ＵＩｐ−ｐ」以下に抑圧するためには、２０Ｌｏｇ（０．０５／３２）≒−５６ｄＢであるから、「−５６ｄＢ」以下のジッタ・ワンダ抑圧性能が必要である。
また、図９において、１０Ｈｚにおけるジッタ・ワンダ抑圧量は５０ｄＢである。従って、ジッタ・ワンダ抑圧性能を−５６ｄＢとするためには、（−５６ｄＢ）−（−５０ｄＢ）＝−６ｄＢであるから、ジッタ・ワンダ抑圧性能を６ｄＢ改善する必要がある。このため、この後で説明する式５を用いて、ｆｃをｆ１に変更する。具体例１では、式６において、Ｖ２＝−６ｄＢとして、ｆ１＝５Ｈｚが得られるので、ｆｃがデフォルトｆｃ＝１０Ｈｚからｆｃ＝５Ｈｚに変更される（図１３（ｂ）、（ｃ））。ＬＰＦのｆｃがｆｃ＝５Ｈｚに変更された結果、１０Ｈｚのジッタ・ワンダにおいて−５６ｄＢのジッタ・ワンダ抑圧特性が得られる。この場合のジッタ・ワンダ抑圧合成特性は図１３（ｄ）のようになる。そして、ジッタ・ワンダ振幅は要求値である０．０５ＵＩｐ−ｐを満たす（図１３（ｅ））。
具体例２は、ジッタ・ワンダ周波数が５０Ｈｚ，ジッタ・ワンダ振幅がＰＬＬサンプリング周期４ｂｉｔ発生（１２８ＵＩｐ−ｐに相当）、という場合である（図１４（ａ））。この場合、ジッタ・ワンダ振幅を「０．０５ＵＩｐ−ｐ」以下に抑圧するためには、２０Ｌｏｇ（０．０５／１２８）≒−６８ｄＢであるから、「−６８ｄＢ」以下のジッタ・ワンダ抑圧性能が必要である。具体例２では、（−６８ｄＢ）−（−５０ｄＢ）＝−１８ｄＢであるから、ジッタ・ワンダ抑圧性能を１８ｄＢ改善する必要がある。具体例１と同様に式６を用いた計算により、デフォルトｆｃがｆｃ＝１０Ｈｚからｆｃ＝１．２６Ｈｚに変更される（図１４（ｂ）、（ｃ））。ＬＰＦのｆｃがｆｃ＝１．２６Ｈｚに変更された結果、５０Ｈｚのジッタ・ワンダにおいて−６８ｄＢのジッタ・ワンダ抑圧特性が得られる。この場合のジッタ・ワンダ抑圧合成特性は図１４（ｄ）のようになる。そして、ジッタ・ワンダ振幅は要求値である０．０５ＵＩｐ−ｐを満たす（図１４（ｅ））。
具体例３は、ジッタ・ワンダ周波数が１００Ｈｚ，ジッタ・ワンダ振幅はＰＬＬサンプリング周期２ｂｉｔ発生（６４ＵＩｐ−ｐに相当）、という場合である（図１５（ａ））。具体例１、２と同様の計算により、ジッタ・ワンダ振幅を「０．０５ＵＩｐ−ｐ」以下に抑圧するためには、「−６２ｄＢ」以下のジッタ・ワンダ抑圧性能が必要である。
具体例３においては、（−６２ｄＢ）−（−５０ｄＢ）＝−１２ｄＢであるから、ジッタ・ワンダ抑圧性能を改善するために、デフォルトｆｃがｆｃ＝１０Ｈｚからｆｃ＝２．５１Ｈｚに変更される（図１５（ｂ）、（ｃ））。ＬＰＦのｆｃがｆｃ＝２．５１Ｈｚに変更された結果、１００Ｈｚにおいて−６２ｄＢのジッタ・ワンダ抑圧特性が得られる。この場合のジッタ・ワンダ抑圧合成特性は図１５（ｄ）のようになる。そして、ジッタ・ワンダ振幅は要求値である０．０５ＵＩｐ−ｐを満たす（図１６（ｅ））。
以上の計算により、ＤＵＴは、ジッタ・ワンダ振幅の内部規格である０．０５ＵＩｐ−ｐを満足する。
−２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅ＝［２０ＬＯＧ（Ｖ１／Ｖ２）］／［ＬＯＧ（ｆ１／ｆ２）］・・・式５（既知の関数）
式５は、図９に記載した、横軸に周波数、縦軸に振幅をそれぞれ対数目盛でプロットしたジッタ・ワンダ抑圧特性の傾きを表す。
式５において、−２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅはカットオフ周波数以上の領域でのＬＰＦの減衰率、Ｖ１及びＶ２はジッタ・ワンダ振幅，ｆ１及びｆ２はジッタ・ワンダ周波数を示す。
従って、式５をｆ１について解き、Ｖ１＝０ｄＢ，ｆ２＝１０Ｈｚとすれば、以下の式６からｆｃを算出することができる。
ｆｃ＝ｆ１＝１０＾［−ＬＯＧ（（１０＾（０ｄＢ／２０））／（１０＾（Ｖ２ｄＢ／２０）））］×１０Ｈｚ・・・式６
このように、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００からのジッタ・ワンダ情報に基づいて、上記式６から常に最適なジッタ・ワンダ遮断周波数を算出する。そして、その算出したジッタ・ワンダ遮断周波数（＝ｆｃ）に見合ったアンプゲインをＰＬＬ部１００内のＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３に設定する。その結果、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、リアルタイムにジッタ・ワンダ抑圧を行うことができる。
なお、本実施形態における、ジッタ・ワンダ遮断周波数（＝ｆｃ）からアンプゲインを算出する過程は既知であるため、具体的な算出方法についての説明は省略する。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、さらに、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００からの周波数変動情報に従ったＰＬＬ制御を行う。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００を高速追従させるために、周波数変動情報によってＰＬＬ部１００内のＰｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１をリセットする。更に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ＰＬＬ部１００内のＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３のアンプゲインをリアルタイムに制御する。これにより、ＰＬＬ部１００が、周波数に対して高速に追従して動作することを可能にしている。
なお、図５には、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ Ｒｅｓｅｔ信号が記載されている。本信号は、ＰＬＬ部１００が電源投入（Ｐｏｗｅｒ Ｕｐ）などから動作開始した場合に、ＰＬＬ部１００を高速追従させるための機能である。
実際に周波数の急変が発生した場合の具体例を図１６に示す。
図１６中の実線は、デフォルトｆｃ＝１０Ｈｚ時の位相・周波数特性である。
この場合、入力周波数差が−１００ｐｐｍから＋１００ｐｐｍに急変した場合、図１６の（ａ）に示すように、位相変動量が、ＯＴＮ非同期スタッフメモリ容量（ＭＥＭ）から定まる許容量である１μｓを超え、回線に障害を与えてしまう。そのため、予めＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００のＰｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部３０３には、位相変動閾値が設定される。そして、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００は、位相変動量が位相変動閾値を超えた場合に、周波数の急変が発生した旨の周波数変動情報をＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００に通知する。ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、その周波数変動情報の通知を受けると、ＰＬＬ部１００内のＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３のアンプゲインをリアルタイムに変更する。
図１６では、一例として、周波数変動量を２００ｐｐｍ、ＯＴＮ非同期スタッフメモリ容量から定まる位相変動の許容量１μｓ、検出閾値を１２８ｂｉｔ（３１１．０４ＭＨｚサンプリング）としている。
検出閾値は、ＩＴＵ−Ｔ Ｊｉｔｔｅｒ Ｔｏｌｅｒａｎｃｅ Ｍａｓｋの規定に従って、６４ｂｉｔ以上、かつ、メモリ容量の約半分において、周波数急変閾値を検出することとして設定されている。これらについては、後述するＡｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００で自動設定することができる。図１６に示した例では、周波数変動量が周波数変動閾値を超えた場合、ｆｃを１０Ｈｚから１００Ｈｚに変更している。実際は以下の式を用いてｆｃを算出する。
［Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ（ｐｐｍ）］／［直流ループゲイン］＝［メモリ容量で定まる位相変動許容量／２（ｓｅｃ）］・・・式７
ここで、Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ ＲａｎｇｅはＰＬＬ部１００の周波数引き込み範囲である。
ｆｃ＝［直流ループゲイン］／［２π］・・・式８（既知の関数）
上記式７及び式８より、以下の式９が、周波数急変の発生時のｆｃとなることが導かれる。
ｆｃ≧［Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ］／［メモリ容量／２］／［２π］・・・式９
具体例として、Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ＝２００ｐｐｍ，メモリ容量を１μｓとする。この場合、ｆｃ≧６３．６６Ｈｚであれば、周波数急変の発生時にも、メモリスリップを発生させることなく、高速追従動作が可能である。
以上説明したＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００の処理動作例（ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｉｏｎ Ｆｌｏｗ）を図１７に示す。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００からジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を受信する。そして、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００から周波数変動情報（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を受信する（ステップＳ１）。ジッタ・ワンダ情報（Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）としては、ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ＦＦＴ Ｇａｉｎ（３１１．０４ＭＨｚ １ｂｉｔ／Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ ｂｉｔ）等が挙げられる。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎに基づいて、周波数の急変があったかどうかを判断する（ステップＳ２）。周波数の急変があった場合は（ステップＳ２／Ｙｅｓ）、ＤＵＴのＰｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ（ｐｐｍ）及びＭｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈ／２（ｓｅｃ）からｆｃを算出する（ステップＳ３）。
Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈは、ＯＴＮ信号をＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号へ変換するためのメモリ容量である。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ステップＳ３で算出したｆｃに見合ったアンプゲインを算出する（ステップＳ４）。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ Ｒｅｓｅｔ，Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ ＲｅｓｅｔをＰＬＬ部１００に送信する。Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ Ｒｅｓｅｔは、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部１０４をリセットする信号である。Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ Ｒｅｓｅｔは、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１をリセットする信号である。更に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ａｍｐ１ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ，Ａｍｐ２ ＰａｒａｍｅｔｅｒをＰＬＬ部１００に送信し、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３に、ゲインとしてそれぞれＡｍｐ１及びＡｍｐ２を設定する（ステップＳ５）。
なお、Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ Ｒｅｓｅｔは、ＰＬＬ部１００の電源投入時にのみ行われる。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ステップＳ２における、周波数の急変の判断を優先して行う。その結果、周波数の急変による実際の回線障害を未然に防止することができる。
ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、周波数の急変がない場合は（ステップＳ２／Ｎｏ）、全てのＦＦＴポイントのジッタ・ワンダから最大振幅値（Ａ）を検出する（ステップＳ６）。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ステップＳ６で検出した最大振幅値（Ａ）において必要となる、ジッタ・ワンダ抑圧ゲイン（Ｂ）を算出する（ステップＳ７）。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ステップＳ７で算出した情報に基づいてジッタ・ワンダ遮断周波数ｆｃを算出し、その周波数をｆｃ＿ｆｆｔとする（ステップＳ８）。
ｆｃの算出は、すでに説明したように、式６によって行われる。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ステップＳ８で算出したｆｃ＿ｆｆｔが１０Ｈｚ以上の場合は（ステップＳ９／Ｎｏ）、ｆｃを上げる必要はないので、現在のｆｃの値を更新しない（１０Ｈｚ→ｆｃ；ステップＳ１１）。ステップＳ８で算出したｆｃが１０Ｈｚ未満の場合の場合は（ステップＳ９／Ｙｅｓ）、ｆｃを更新する（ステップＳ１０）。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、ｆｃ情報に見合ったアンプゲインを算出する（ステップＳ１２）。
次に、ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部４００は、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部１０２及びＤｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部１０３に、ゲインとしてそれぞれＡｍｐ１及びＡｍｐ２を設定する（ステップＳ１３）。
以上説明したように、本実施形態のＰＬＬ回路は、オーブン制御水晶発振器などの高価なデバイスを搭載することなく、多段接続時に発生しうるカスケードワンダなどの、従来は予測不可能であったワンダ成分を抑圧することができる。
＜第２の制御回路；Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の処理動作＞
第２の制御回路であるＡｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００及びＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部３００内の動作を自動で最適化する機能を持つ。
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００の処理動作例（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｌｏｗ）を図１８に示す。
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００には、各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）が入力され（ステップＡ１）、入力された各ユーザ設定データに基づいて、ＦＦＴポイント数の算出処理を行う（ステップＡ２）。各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）としては、例えば、以下の情報が挙げられる。
位相比較方式（ｅ．ｇ．ＥＸ−ＯＲ，ＳＲ−ＦＦ，Ｄ−ＦＦ ｅｔｃ．）
位相比較周波数（Ｈｚ）
ＰＬＬサンプリング周波数（Ｈｚ）
ＶＣＯ可変特性（ｐｐｍ／Ｖ）
ＶＣＯ ＡＰＲ（ｐｐｍ）
Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ（ｐｐｍ）
Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈ（ｓｅｃ）
ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ
ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
ＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔ
各ユーザ設定データ（ＵＳＥＲ Ｓｅｔｔｉｎｇ）の意味は次の通りである。位相比較方式は、位相比較器の回路方式である。位相比較周波数は、Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部１０１において１秒間に位相比較を行う回数である。ＰＬＬサンプリング周波数は、位相差を１秒間にサンプリングする回数である。ＶＣＯ可変特性はＶＣＯの周波数変換利得、ＶＣＯ ＡＰＲ（Ａｂｓｏｌｕｔｅ Ｐｕｌｌｉｎｇ Ｒａｎｇｅ）はＶＣＯの絶対周波数可変幅である。Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ ＲａｎｇｅはＰＬＬの周波数引き込み範囲である。Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈは、ＯＴＮ信号をＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号へ変換するためのメモリ容量である。ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ ＷｉｄｔｈはＦＦＴ解析を行う周波数範囲である。ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙは位相差でもある周波数情報を、１秒間にサンプリングする回数である。ＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔは、ＦＦＴの最大ポイント数である。
そして、図１８のステップＡ６にある「Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｅｔｔｌｉｎｇ Ｔｉｍｅ ａｔ ａ Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｐｏｉｎｔ」は、ＰＬＬ引き込み時間、すなわち周波数が位相変動閾値まで引き込まれる時間である。この時間は、周波数変動前の位相から周波数変動後の位相までの時間を示す。この値を算出するために、位相比較方式、位相比較周波数、ＰＬＬサンプリング周波数、ＶＣＯ可変特性及びＶＣＯ ＡＰＲの情報が使用される。
また、図１８のステップＡ２では，ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ、ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ及びＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔの情報を使用する。
さらに、図１８のステップＡ５では、Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈの情報が使用される。
本実施形態では、各ユーザ設定データは、以下のようになっているものとする。
位相比較方式→Ｄ−ＦＦ
位相比較周波数（Ｈｚ）→１００ｋＨｚ
ＰＬＬサンプリング周波数（Ｈｚ）→３１１．０４ＭＨｚ
ＶＣＯ可変特性（ｐｐｍ／Ｖ）→１００ｐｐｍ／１Ｖ
ＶＣＯ ＡＰＲ（ｐｐｍ）→１５０ｐｐｍ
Ｐｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ（ｐｐｍ）→±１００ｐｐｍ
Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈ（ｓｅｃ）→１μｓ
ＦＦＴ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ→１Ｈｚ〜１ｋＨｚ
ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ→１０ｋＨｚ
ＦＦＴ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｉｎｔ→５００Ｐｏｉｎｔ
＜ステップＡ２；ＦＦＴポイント数算出＞
以下の説明で、ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｌｏｗ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙは、ＦＦＴ解析を行う周波数範囲の下限の周波数である。ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙは、ＦＦＴ解析を行う周波数範囲の最高周波数である。
また、ＦＦＴ Ｐｏｉｎｔは、ＦＦＴ解析を実行するポイント数である。ｄｅｃａｄｅ Ｎｕｍｂｅｒは、分割したＦＦＴ帯域の数である。
まず、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ユーザ設定データが以下の式を満足するか否かを判定する（ステップＡ２１）。
ＦＦＴ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｌｏｗ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＜ＦＦＴ Ｍａｘ Ｐｏｉｎｔ
ユーザ設定データが上記の式を満足する場合は（ステップＡ２１／Ｙｅｓ）、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ＦＦＴ ＰｏｉｎｔをＦＦＴ ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｌｏｗ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙに設定する（ステップＡ２２）。
また、ユーザ設定データが上記の式を満足しない場合は（ステップＡ２１／Ｎｏ）、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ＦＦＴ周波数範囲をｄｅｃａｄｅ毎に分割する。そして、ｄｅｃａｄｅ毎のＦＦＴポイント数をＦＦＴ Ｐｏｉｎｔとする（ステップＡ２３）。
ＦＦＴ Ｐｏｉｎｔ→Ｐａｒｔｉｔｉｏｎ／ｄｅｃａｄｅ
そして、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ＦＦＴ ＰｏｉｎｔをＦＦＴ Ｍａｘ Ｐｏｉｎｔ／ｄｅｃａｄｅ Ｎｕｍｂｅｒから求める（ステップＡ２４）。
例えば、ＦＦＴ周波数範囲が１Ｈｚ〜１ｋＨｚで、ＦＦＴサンプリング周波数が１０ｋＨｚの場合、通常ＦＦＴポイント数は１０ｋＨｚ／１Ｈｚ＝１００００ポイントとなる。しかし、ＦＦＴ解析能力の問題からＦＦＴ最大ポイント数が５００ポイントに制限される場合は、期待したポイント数でＦＦＴ解析できない（ステップＡ２１／Ｎｏ）。この場合、周波数Ｄｅｃａｄｅ単位でＦＦＴ周波数を分割する（ステップＡ２３）。この場合、ＦＦＴ周波数範囲は、１Ｈｚ〜１０Ｈｚ，１０Ｈｚ〜１００Ｈｚ，１００Ｈｚ〜１ｋＨｚの３帯域に分割されることになる。
実際のＦＦＴポイント数は、５００ポイント／３分割＝１６６ポイントと算出できる（ステップＡ２４）。一般的にＦＦＴポイント数は、２のべき乗であるので、最終的には、１２８ポイント×３帯域でＦＦＴ解析を実行することになる。
次に、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ＦＦＴ解析のためのＤｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒの遮断周波数（ｆｃ）の算出を行う（ステップＡ３）。
＜ステップＡ３；Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒの遮断周波数算出＞
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ステップＡ２１において、ＦＦＴ ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｌｏｗ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙがＦＦＴ Ｍａｘ Ｐｏｉｎｔより小さい場合は（ステップＡ２１／Ｙｅｓ）、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ ｆｃをＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙに設定する（ステップＡ３１）。
また、ステップＡ２１において、ＦＦＴ ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／ＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｌｏｗ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙがＦＦＴ Ｍａｘ Ｐｏｉｎｔ以上の場合は（ステップＡ２１／Ｎｏ）、ＦＦＴ解析を行う帯域が分割される。そして、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ ｆｃには、分割されたＦＦＴ解析帯域ごとの上限の周波数であるＦＦＴ Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙが設定される（ステップＡ３２）。
例えば、ＦＦＴ周波数範囲が１００Ｈｚ〜１ｋＨｚで、ＦＦＴサンプリング周波数が１０ｋＨｚ、最大ＦＦＴポイント数が５００ポイントの場合、ＦＦＴポイント数は１００ポイントとなる。このため、遮断周波数は、ＦＦＴ周波数範囲の高周波側の１ｋＨｚとなる（ステップＡ３１）。
また、ＦＦＴ周波数範囲が１Ｈｚ〜１ｋＨｚで、ＦＦＴサンプリング周波数が１０ｋＨｚ、最大ＦＦＴポイント数が５００ポイントの場合、ＦＦＴポイントは前記の通り、１２８ポイント×３帯域となる。このため、ＦＦＴ分割帯域毎の最高周波数である１ｋＨｚ，１００Ｈｚ，１０Ｈｚが、遮断周波数として算出されることになる（ステップＡ３２）。
次に、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、ＦＦＴ解析の高精度化のためのディザリング処理用アンプゲインの算出を行う（ステップＡ４）。
＜ステップＡ４；ＦＦＴディザリング処理用アンプゲイン算出＞
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ Ｆａｃｔｏｒを（１／ＰＬＬ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）×（１／１００ｐｓ）に設定する（ステップＡ４１）。
Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ Ｆａｃｔｏｒは、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１のアンプゲインである。
期待するジッタ・ワンダの検出精度にもよるが、一般的に１０Ｇｂｐｓ信号のジッタ処理を行う場合には、最低でも「１００ｐｓ（１０Ｇｂｐｓ １ｂｉｔ分解能）」の精度は必要である。このため、ディザリング処理によって、ＰＬＬサンプリング周期が疑似的に１００ｐｓとなるようにジッタ・ワンダの振幅に処理を加える必要がある。
実際のＪｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００内Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１では、ジッタ・ワンダの振幅にＤｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１のアンプゲインを乗算し、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５では、逆にジッタ・ワンダの振幅をＤｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５のアンプゲインで除算することになる。例えば、ＰＬＬサンプリング周期が３．２ｎｓの場合は、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部２０１でジッタ・ワンダ振幅を３２（＝３．２ｎｓ／１００ｐｓ）倍し、Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部２０５でジッタ・ワンダ振幅を１／３２倍するディザリング処理を行うことになる。
次に、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、周波数変動検出のための位相変動閾値の算出を行う（ステップＡ５）。
＜ステップＡ５；位相変動閾値算出＞
以下において、Ｍｅｍｏｒｙ Ｓｌｉｐ Ｐｏｉｎｔはメモリスリップが発生する位相差であり、Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈに等しい。Ｊｉｔｔｅｒ Ｔｏｌｅｒａｎｃｅ Ｍａｓｋ ３１１．０４ＭＨｚ ６４ｂｉｔは、ＩＴＵ−Ｔで規定された、ＰＬＬサンプリング周波数が３１１．０４ＭＨｚの場合における周波数変動閾値である。この閾値は、位相変動閾値検出後の高速追従速度を考慮し、メモリ容量の１／２とする。但し、入力ジッタ成分が周波数急変状態として誤検出されないように、閾値は、国際勧告化されているＪｉｔｔｅｒ Ｔｏｌｅｒａｎｃｅ Ｍａｓｋ上の最大ジッタ振幅である３１１．０４ＭＨｚ ６４ｂｉｔ分以上とする。
まず、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、以下の式を満足するか否かを判定する（ステップＡ５１）。
Ｍｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈ／２＝Ｍｅｍｏｒｙ Ｓｌｉｐ Ｐｏｉｎｔ／２ ＜ Ｊｉｔｔｅｒ Ｔｏｌｅｒａｎｃｅ Ｍａｓｋ ３１１．０４ＭＨｚ ６４ｂｉｔ
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、上記式を満足する場合は（ステップＡ５１／Ｙｅｓ）、Ｐｈａｓｅ ＴｈｒｅｓｈｏｌｄをＭｅｍｏｒｙ Ｓｌｉｐ Ｐｏｉｎｔ／２に設定する（ステップＡ５２）。
また、上記式を満足しない場合は（ステップＡ５１／Ｎｏ）、Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄを６４ｂｉｔに設定する（ステップＡ５３）。
次に、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、周波数の急変を検出するための過去データ保持周期の算出を行う（ステップＡ６）。
＜ステップＡ６；過去データ保持周期算出＞
まず、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、以下の式が満足されるか否かを判定する（ステップＡ６１）。ＰＬＬ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｍｐａｒｅ Ｔｉｍｅは、位相比較周期であり、位相比較周波数の逆数である。また、ＴＡＰ Ｉｎｔｅｒｖａｌは、過去データを保持するためのＴＡＰ数である。
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｅｔｔｌｉｎｇ Ｔｉｍｅ ａｔ ａ Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｐｏｉｎｔ ＜ ＰＬＬ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｍｐａｒｅ Ｔｉｍｅ
そして、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部５００は、上記式が満足される場合は（ステップＡ６１／Ｙｅｓ）、ＴＡＰ Ｉｎｔｅｒｖａｌを１に設定する（ＴＡＰ Ｉｎｔｅｒｖａｌ＝１；ステップＡ６２）。
また、上記式が満足されない場合は（ステップＡ６１／Ｎｏ）、ＴＡＰ ＩｎｔｅｒｖａｌをＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｅｔｔｌｉｎｇ Ｔｉｍｅ ａｔ ａ Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｐｏｉｎｔ／ＰＬＬ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｍｐａｒｅ Ｔｉｍｅに設定する（ＴＡＰ Ｉｎｔｅｒｖａｌ＝Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｅｔｔｌｉｎｇ Ｔｉｍｅ ａｔ ａ Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｐｏｉｎｔ／ＰＬＬ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｍｐａｒｅ Ｔｉｍｅ；ステップＡ５４）。
本実施形態の周波数急変検出方法は、ＰＬＬ位相比較周期毎に位相データを保持可能なＴＡＰ部３０１からの過去データとＰＬＬ部１００からの現在データとを比較する。しかし、ＰＬＬ位相比較周期によっては、周波数急変による位相変動時間が短いと、周波数の急変を検出することができない。これは、周波数の急変が、見かけ上、ワンダに同期するからである。従って、過去データを保持するためのＴＡＰ数を周波数引き込み時間分確保する必要がある。
例えば、位相比較周波数１００ｋＨｚ（＝１０μｓ）で、位相変動閾値までの引き込み時間が約２ｍｓの場合は、ＴＡＰ数が２００（＝２ｍｓ／１０μｓ）以上必要である。
なお、ＴＡＰ数は自然数であるので、上記の除算が割り切れない場合は、除算結果の小数点以下を切り上げて得られる整数をＴＡＰ数とすればよい。
＜第１の実施形態のＰＬＬ回路の作用・効果＞
このように、本実施形態のＰＬＬ回路は、ＰＬＬ部１００の位相比較データに基づいて、ジッタ・ワンダ成分及び周波数急変状態をリアルタイムに検出して処理し、その結果に基づいて、ＰＬＬ部１００のループゲインを制御する。これにより、本来トレードオフ関係であるジッタ・ワンダ抑圧性能と周波数追従性能とについて、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を同時に実現することができる。
また、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、０スタッフジッタをＳＤＨ信号などの周波数監視で検出するのではなく、ＰＬＬ部１００の位相比較データに基づいて、ジッタ・ワンダ成分をＦＦＴ解析によりリアルタイムに検出して処理する。そして、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、ジッタ・ワンダ成分の処理結果をリアルタイムにＰＬＬ部１００に反映することでジッタ・ワンダを抑圧する。その結果、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、システムを安価に実現することができる。
また、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、カスケードワンダの発生を予測するのではなく、ＰＬＬ部１００の位相比較データに基づいて、ジッタ・ワンダ成分をＦＦＴ解析によりリアルタイムに検出して処理し、その結果をリアルタイムにＰＬＬ部１００に反映する。これによって、本実施形態のＰＬＬ回路は、カスケードワンダを抑圧することができる。
また、第１の実施形態のＰＬＬ回路は、ＰＬＬ部１００の位相比較データに基づいて、周波数変動状態をリアルタイムに検出して処理する。そして、本実施形態のＰＬＬ回路は、その結果をリアルタイムにＰＬＬ部１００に反映することで周波数追従性能を確保することができる。
なお、上述した第１の実施形態は、本願発明の好適な実施形態の一つを示したものである。そして、上記実施形態のみに本願発明の範囲は限定されるものではなく、本願発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更を施した形態での実施が可能である。
例えば、上述した図５に示すＰＬＬ回路を構成する各部１００，２００，３００，４００，５００の制御動作は、ハードウェア、または、ソフトウェア、あるいは、両者の複合構成を用いて実行することも可能である。
なお、ソフトウェアを用いて処理を実行する場合には、処理シーケンスを記録したプログラムを、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ内のメモリにインストールして実行させることが可能である。あるいは、各種処理が実行可能な汎用コンピュータにプログラムをインストールして実行させることが可能である。
例えば、プログラムは、記録媒体としてのハードディスクやＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）に予め記録しておくことが可能である。あるいは、プログラムは、リムーバブル記録媒体に、一時的、あるいは、永続的に格納（記録）しておくことが可能である。このようなリムーバブル記録媒体は、いわゆるパッケージソフトウエアとして提供することが可能である。なお、リムーバブル記録媒体としては、フロッピー（登録商標）ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＭＯ（Ｍａｇｎｅｔｏ ｏｐｔｉｃａｌ）ディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）、磁気ディスク、半導体メモリなどが挙げられる。
なお、プログラムは、上述したようなリムーバブル記録媒体からコンピュータにインストールすることになる。また、ダウンロードサイトから、コンピュータに無線転送することになる。また、ネットワークを介して、コンピュータに有線で転送することになる。
また、第１の実施形態におけるＰＬＬ回路は、一次ループ及び二次ループを備えた構成を例にとって説明した。しかし、本願発明の回路を、実施形態で説明した構成以外のＰＬＬ回路にも適用してもよい。
さらに、第１の実施形態におけるＰＬＬ回路は、上記実施形態で説明した処理動作に従って時系列的に実行されるのみならず、処理を実行する装置の処理能力、あるいは、必要に応じて並列的にあるいは個別に実行するように構築することも可能である。
図１９は、本願発明の第２の実施形態の回路の構成を示す図である。
図１９に示す回路９００は、制御部９０１を備える。図示されないＰＬＬ部は、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生する。
制御部９０１は、図示されないＰＬＬ部が出力する位相比較データ９０２に基づいて、ジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理する。そして、制御部９０１は、処理結果に基づいて、図示されないＰＬＬ部のループゲインを制御するための信号９０３を出力する。
すなわち、第２の実施形態の回路９００の制御部９０１には、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ部の位相比較データ９０２が入力される。そして、制御部９０１は、入力された位相比較データ９０２に基づいて、ジッタ・ワンダ成分及び周波数急変状態をリアルタイムに検出して処理する。そして、その結果に基づいて、制御部９０１は、ＰＬＬ部のループゲインを制御するための信号９０３を出力する。これにより、第２の実施形態の回路は、本来トレードオフ関係にあるジッタ・ワンダ抑圧性能と周波数追従性能とについて、ジッタ・ワンダ抑圧性能を満足しつつ、高速な周波数追従性能を同時に実現させるための制御信号を出力することができる。
以上、第１及び第２の実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上述した実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、２００９年３月２３日に出願された日本出願特願２００９−０７０３４７を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１００ ＰＬＬ部
２００ Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００
３００ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部
４００ ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部
５００ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部
１０１ Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部
１０２ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部
１０３ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部
１０４ Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部
１０５ ＡＤＤＥＲ部
１０６ ＤＡＣ部
１０７ ＶＣＯ部
１０８ Ｄｉｖｉｄｅｒ部
２０１ Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部
２０２ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部
２０３ ＦＦＴ処理部
２０４ Ａｂｓｏｌｕｔｅ部
２０５ Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部
３０１ ＴＡＰ部３０１
３０２ Ｃｏｍｐａｒｅ部
３０３ Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部
９００ 第２の実施形態の回路
９０１ 制御部
９０２ 位相比較データ
９０３ ループゲインを制御するための信号
２００ Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部２００
３００ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部
４００ ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部
５００ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部
１０１ Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部
１０２ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ１部
１０３ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐ２部
１０４ Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ部
１０５ ＡＤＤＥＲ部
１０６ ＤＡＣ部
１０７ ＶＣＯ部
１０８ Ｄｉｖｉｄｅｒ部
２０１ Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ１部
２０２ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ部
２０３ ＦＦＴ処理部
２０４ Ａｂｓｏｌｕｔｅ部
２０５ Ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ Ａｍｐ２部
３０１ ＴＡＰ部３０１
３０２ Ｃｏｍｐａｒｅ部
３０３ Ｐｈａｓｅ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ部
９００ 第２の実施形態の回路
９０１ 制御部
９０２ 位相比較データ
９０３ ループゲインを制御するための信号
Claims (13)
- ＯＴＮ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｎｅｔｗｏｒｋ）信号からＳＤＨ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｈｉｅｒａｒｃｈｙ）信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、前記ＰＬＬ手段のループゲインを制御する制御手段を備えることを特徴とする回路。
- 前記制御手段は、
ジッタ・ワンダ成分を処理し、ジッタ・ワンダ情報を生成するＪｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部と、
周波数変動状態を処理し、周波数変動情報を生成するＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部と、
前記ジッタ・ワンダ情報、及び、前記周波数変動情報に基づいて、前記ＰＬＬ手段のループゲインを制御するＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の回路。 - 前記Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部は、
前記位相比較データをｎ（ｎは、予め設定した２以上の数）倍し、ＦＦＴ処理後に１／ｎ倍するディザリング処理を行うことを特徴とする請求項２に記載の回路。 - 前記Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部は、
前記ＦＦＴ処理を所定の帯域毎に分割して行うことを特徴とする請求項２または３に記載の回路。 - 前記Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部は、
前記位相比較データに基づいて位相変動量を算出し、前記位相変動量が閾値以上か否かを判断し、前記位相変動量が閾値以上である場合は、周波数変動があった旨の周波数変動情報を生成することを特徴とする請求項２乃至４の何れかに記載の回路。 - 前記ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部は、
前記周波数変動情報に基づいて、周波数変動がある場合は、ＤＵＴ（Ｄｅｖｉｃｅ Ｕｎｄｅｒ Ｔｅｓｔ）のＰｕｌｌ−ｉｎ／Ｈｏｌｄ−ｉｎ Ｒａｎｇｅ及びＭｅｍｏｒｙ Ｄｅｐｔｈに基づいて、遮断周波数を算出し、該算出した遮断周波数に応じたアンプゲインを前記ＰＬＬ手段に設定し、前記ＰＬＬ手段のループゲインを制御することを特徴とする請求項２乃至５の何れかに記載の回路。 - 前記ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部は、
前記周波数変動情報に基づいて、周波数変動がない場合は、前記ジッタ・ワンダ情報に基づいて、遮断周波数を算出し、前記算出した遮断周波数に応じたアンプゲインを前記ＰＬＬ手段に設定し、前記ＰＬＬ手段のループゲインを制御することを特徴とする請求項２から６のいずれかに記載の回路。 - 前記ＰＬＬ Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ Ａｃｔｕａｔｏｒ部は、
前記遮断周波数が所定の周波数以上の場合は、前記遮断周波数を所定の周波数に変更し、前記変更した所定の周波数に応じたアンプゲインを前記ＰＬＬ手段に設定し、
前記遮断周波数が所定の周波数未満の場合は、前記遮断周波数に応じたアンプゲインを前記ＰＬＬ手段に設定することを特徴とする請求項７に記載された回路。 - 前記Ｊｉｔｔｅｒ／Ｗａｎｄｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部で用いる制御パラメータと、前記Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｈａｎｇｅ Ｓｌｏｐｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ部で用いる制御パラメータと、を設定するＡｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ部を備えることを特徴とする請求項２から８の何れか１項に記載の回路。
- 請求項１から９のいずれかに記載された回路、及び、ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段を備えた、ＰＬＬ回路。
- ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、前記ＰＬＬ手段のループゲインを制御することを特徴とする制御システム。
- ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、前記ＰＬＬ手段のループゲインを制御することを特徴とする制御方法。
- ＯＴＮ信号からＳＤＨ信号またはＥｔｈｅｒｎｅｔ信号のクロックを再生するＰＬＬ手段の位相比較データに基づいてジッタ・ワンダ成分及び周波数変動状態を処理した結果に基づいて、前記ＰＬＬ手段のループゲインを制御する処理を、コンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
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