JPWO2008102703A1 - 放電灯点灯装置、照明装置、及び液晶表示装置 - Google Patents

Abstract

オン期間とオフ期間の比率を決めるバースト調光信号を入力し、バースト調光信号のオフ期間には放電灯ＦＬの両端にランプ電圧Ｖｌａを印加しながら放電灯ＦＬのランプ電流Ｉｌａを停止させると共に放電灯ＦＬの熱陰極に予熱電流Ｉｆ１，Ｉｆ２を供給し、バースト調光信号のオン期間には放電灯ＦＬを絶縁破壊してランプ電流Ｉｌａを供給する。

Description

本発明は、光源となる放電灯の点灯期間と消灯期間の時間比率を変化させることにより調光する放電灯点灯装置、及びそれを用いた照明装置と液晶表示装置に関する。

液晶表示装置は、液晶パネル２２とその背面に設置された光源ＦＬを備えるバックライト部２１とから構成される（図４２参照）。液晶パネル２２の各画素では、映像信号に応じて液晶が駆動され、バックライト部２１から放射された光が透過され、液晶パネル２２上に画像が表示される。一般に、バックライト部２１の光源ＦＬには冷陰極蛍光ランプ（ＣＣＦＬ）が用いられることが多く、これを点灯制御するための放電灯点灯装置が必要となる。この放電灯点灯装置において、ＣＣＦＬを調光する方式として、バースト調光（ＰＷＭ調光）方式がある。

バースト調光方式は、光源が周期的に点滅され、その点灯期間と消灯期間との時間比率を変化させて調光する、所謂間欠点灯動作である。このため、点滅周期を適切に選択すれば、調光比を１００：１にすることも可能であり、多くの液晶表示装置のバックライト制御においてバースト調光方式が採用されている。またこのバースト調光方式は、特許文献１に開示されているように、液晶表示装置がＣＲＴより劣る動画表示性能によって引き起こされる、動画の輪郭がぼやけた様な表示（動画ボケ、エッジブルアという）の改善手段に応用されている。

近年、特に液晶表示装置の分野では画面の大型化、高輝度化、均一化の要求により、装置１セット当たりに採用する灯数は増加し、使用される放電灯の管電圧はより高電圧になる傾向にある。ＣＣＦＬは３２インチサイズのバックライトに用いられるものでも管電圧がおよそ１ｋＶ（ｒｍｓ）である。このため、高インピーダンスの負荷と筐体間との寄生容量の影響が無視できず、筐体への漏れ電流の影響でランプの輝度分布に偏りが生じ、輝度が不均一となる問題がある。

そこでＣＣＦＬよりも高出力で、管電圧が低い熱陰極蛍光ランプ（ＨＣＦＬ）を利用することが考えられる。ＨＣＦＬを用いれば、ＣＣＦＬに比べてランプ本数を激減させることができ、点灯回路を減らせる利点がある。また管電圧が低いので、筐体間との寄生容量の影響が小さく、輝度の偏りも小さくなる。さらに低ノイズであるため、液晶パネル等周辺回路への影響も小さくなる。

図４３は特許文献２に開示された放電灯点灯装置を示し、熱陰極放電灯ＦＬのフィラメント間のスイッチＳＷ２を開放／短絡することにより点灯期間と消灯期間を切り替えている。コンバータ制御回路４５の制御下でＤＣ−ＤＣコンバータ４４により直流電源４１の出力を電圧変換し、高周波インバータ４７により高周波電力に変換して熱陰極放電灯ＦＬに供給している。熱陰極放電灯ＦＬのフィラメント間には調光回路４９のスイッチＳＷ２が並列接続されている。

スイッチＳＷ２の短絡／開放は調光制御回路４６により制御され、スイッチＳＷ２の短絡時には高周波インバータ４７の出力により熱陰極放電灯ＦＬのフィラメントに予熱電流が流れ、スイッチＳＷ２の開放時には高周波インバータ４７の出力により熱陰極放電灯ＦＬのフィラメント間にランプ電流が流れる。そのため、スイッチＳＷ２の短絡時には熱陰極放電灯ＦＬは消灯し、スイッチＳＷ２の開放時には熱陰極放電灯ＦＬは点灯するから、消灯期間と点灯期間の時間比率を調整することにより光出力を制御することができる。

熱陰極放電灯ＦＬの出力は光センサＳによりモニターされており、操作部４２で設定された調光状態となるように、ＣＰＵ４３によりフィードバック制御される。また、調光状態検出回路４８により検出された調光状態に応じて消灯期間のＤＣ−ＤＣコンバータ４４の出力電圧をコンバータ制御回路４５により可変としており、これにより消灯期間中のフィラメント電圧は調光状態に応じて可変とされている。

この点灯装置において、消灯期間に流れるフィラメントの予熱電流と、点灯期間に流れるランプ電流の波形は、それぞれ調光状態に応じて図４４（ａ）〜（ｃ）のように変化する。フィラメント予熱電流が流れる消灯期間Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃとランプ電流が流れる点灯期間ｔａ，ｔｂ，ｔｃの時間比率に応じて、フィラメント温度が適正となるように、フィラメント電流の振幅は調光状態に応じて可変制御されている。

一方、特許文献３には可変パルス幅変調手段８４の信号を半導体スイッチ５４によって遮断することにより、ランプ電流のオン・オフを行い調光範囲を広くする放電灯点灯装置が開示されている（Fig.1参照）。この放電灯点灯装置では、一定フィラメント電圧手段１２により、トランス１６を介して、ランプ１０の各々の電極２６、２８に０から１０Vの予熱電圧が供給される。

ところが特許文献２の技術では、消灯期間と点灯期間の時間比率を調整することにより光出力を制御することができるが、図４４（ａ）〜（ｃ）の波形図から明らかなように、高周波電流の切断時やスイッチＳＷ２がオンした瞬間の突入電流、スイッチＳＷ２がオフした瞬間にランプにかかる始動電圧など、スイッチＳＷ２へのストレスが大きい。また、スイッチＳＷ２がオンしたときにフィラメントに印加される電圧及び流れる電流が大きく、ランプの寿命が劣化する。さらに、点灯中はフィラメントに予熱電流が流せない。

液晶表示用バックライト装置の場合、バースト調光の周波数は数１００Ｈｚ程度の繰り返し波形のため、電極温度はフィラメントに流す予熱電流の平均値で効いてくる。そのため、予熱電流に休止期間がある場合、電極温度を確保するためには、予熱電流を常時流す場合よりも大きなピーク値で予熱電流を供給する必要があり、回路のストレスになる。また放電灯を消灯状態から点灯状態に移行させるのに十分な始動電圧が必要なため、回路のストレスとなる。特に特許文献２の技術では、連続点灯時には予熱電流を完全に切っているため、電極の加熱状態が局部的になり、連続点灯からバースト調光に切り替わり消灯状態から点灯状態に移行する際に電極全体を加熱する必要があるため、始動電圧のピーク値が高くなる問題がある。

またランプ電流と予熱電流を独立して供給するために、点灯用のインバータ回路と予熱用のインバータ回路を別々の回路とすると、構成が複雑になり、その制御も複雑化する。ランプ電流と予熱電流がインバータ回路の発振で同時に与えられるような一体型（バラスト用インダクタの２次巻線から予熱電流を供給するようなタイプ）の場合には、ランプ電流をオン・オフするためにインバータ回路の発振をオン・オフすると、発振オフ時には予熱電流も休止する。インバータ回路の発振を継続し、例えば全点灯状態と調光点灯状態を交互に繰り返せば、予熱電流は継続的に供給できるが、調光下限を深く絞ることができなくなってしまう。

一方、特許文献３の技術では、予熱電流を継続して供給した状態で、可変パルス幅変調手段８４に応じたバースト信号でランプ電流をオン・オフできるものの、ランプ電流をオフするための半導体スイッチ５４が必要なため回路が複雑になる。また、ランプ電流を流すためのトランス４０、半導体スイッチ４２、４４と、予熱電流を流すためのトランス１６、半導体スイッチ１８、２０が別々に必要なため、更なる回路の複雑化や回路コストの増加を招く。

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、深くまで調光でき、必要な電極温度を維持し、回路のストレスを低減すると共にランプ寿命を長くすることが可能な放電灯点灯装置、照明装置、及び液晶表示装置を提供することにある。
特開２００６−５３５２０号公報 特開平８−１０６９８７号公報 米国特許第４９９８０４６号公報

本発明に係る放電灯点灯装置は、熱陰極を有する放電灯に電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路のスイッチング動作により放電灯の熱陰極に予熱電流を供給する予熱回路を有する放電灯点灯装置において、オン期間とオフ期間の比率を決めるバースト調光信号を入力し、バースト調光信号のオフ期間には放電灯の両端に電圧を印加しながら放電灯のランプ電流を停止させ、バースト調光信号のオン期間には放電灯を絶縁破壊してランプ電流を供給し、バースト調光信号のオン期間もオフ期間も、常時放電灯の熱陰極に予熱電流を供給し、インバータ回路は駆動周波数が高くなるほど放電灯への供給電力が低下する周波数可変型のインバータ回路であり、バースト調光信号のオフ期間には、インバータ回路の電圧−電流特性と放電灯の電圧−電流特性が交点を持たなくなるまでインバータ回路の駆動周波数を高くすることで、放電灯のランプ電流を停止させると共に熱陰極の予熱は継続することを特徴とする。本発明に係る照明装置は、本発明に係る放電灯点灯装置を含んでなることを特徴とする。本発明に係る液晶表示装置は、本発明に係る放電灯点灯装置を含んでなることを特徴とする。

本発明の第１の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 図１に示す放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 図１に示す放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 図１に示す放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の第１の実施形態となる放電灯点灯装置によるランプの消灯制御の原理を説明するための動作説明図である。 本発明の第２の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 図６に示す放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 図６に示す放電灯点灯装置の動作説明のための周波数特性図である。 本発明の第３の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 図９に示す放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 図９に示す放電灯点灯装置の動作説明のための周波数特性図である。 図９に示す放電灯点灯装置の動作説明図である。 本発明の第４の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 図１３に示す放電灯点灯装置に用いる変換器の入出力特性図である。 図１３に示す放電灯点灯装置の予熱電流の変化を示す動作説明図である。 本発明の第５の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 図１６に示す放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 図１６に示す放電灯点灯装置に対する比較例の動作を示す波形図である。 図１６に示す放電灯点灯装置の一変形例の構成を示す回路図である。 図１６に示す放電灯点灯装置の他の変形例の構成を示す回路図である。 本発明の第６の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 図２１に示す放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 図２１に示す放電灯点灯装置の動作説明のための周波数特性図である。 図２１に示す放電灯点灯装置に用いる遅延手段の一例を示す回路図である。 図２１に示す放電灯点灯装置に用いる遅延手段の他の例を示す回路図である。 本発明の第７の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 図２６に示す放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の第８の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 図２８に示す放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の第９の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 図３０に示す放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の第１０の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 図３２に示す放電灯点灯装置の通常のバースト調光状態での動作を示す波形図である。 図３２に示す放電灯点灯装置の連続点灯に近いバースト調光状態での動作を示す波形図である。 図３２に示す放電灯点灯装置の動作説明図である。 本発明の第２の実施形態となる放電灯点灯装置の一変形例の構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態となる放電灯点灯装置の他の変形例の構成を示す回路図である。 本発明の第１１の実施形態となる放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の第１２の実施形態となる放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の第１３の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 本発明の第１４の実施形態となる放電灯点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の一実施形態となる液晶表示装置の概略構成を示す斜視図である。 従来の放電灯点灯装置の構成を示すブロック回路図である。 従来の放電灯点灯装置の動作を示す動作波形図である。

〔第１の実施形態〕
図１は本発明の第１の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。直流電源Ｅは所定の直流電圧を出力する電源であり、例えば商用交流電源を全波整流し、周知の昇圧チョッパ回路により平滑化して出力する回路などで構成できる。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は例えばパワーＭＯＳＦＥＴよりなり、駆動回路３の出力により高周波で交互にオンオフ駆動される。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とグランド間には、インダクタＬ１とコンデンサＣ１の直列回路が接続されている。コンデンサＣ１の両端には直流カット用のコンデンサＣ２を介して熱陰極放電灯ＦＬが接続されている。インダクタＬ１とコンデンサＣ１，Ｃ２は熱陰極放電灯ＦＬの点灯時インピーダンスと共に共振回路を構成する。

直流カット用のコンデンサＣ２の容量を共振用のコンデンサＣ１に比べて十分大きくすれば、共振には殆ど寄与しない。また、コンデンサＣ２の値を適宜設定することで、幅広い電流調光特性を得ることも可能である。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数は前記共振回路の負荷時共振周波数よりも高く設定されている。したがって、駆動周波数が高くなるにつれて、ランプ電流は減少するように制御される。熱陰極放電灯ＦＬに流れるランプ電流は、インダクタＬ１とコンデンサＣ１，Ｃ２を含む共振回路により略正弦波状の高周波電流となっており、これにより輻射ノイズは低減される。

共振用のインダクタＬ１には一対の２次巻線が設けられている。各２次巻線はそれぞれ予熱コンデンサＣ３，Ｃ４を介して熱陰極放電灯ＦＬのフィラメントに接続されている。熱陰極放電灯ＦＬの消灯中であっても、インダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振回路に共振電流が流れることにより、インダクタＬ１の２次巻線には高周波電圧が誘起されるから、予熱コンデンサＣ３，Ｃ４を介して熱陰極放電灯ＦＬの各フィラメントに予熱電流Ｉｆ１，Ｉｆ２が供給される。また熱陰極放電灯ＦＬの点灯中にもインダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振回路に共振電流が流れることにより、予熱電流Ｉｆ１，Ｉｆ２は常に流れ続けることになる。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数ｆｓｗは、駆動回路３に供給されるバースト調光信号に応じて高／低に切り替えられる。バースト調光信号は数１００Ｈｚ程度でオン期間とオフ期間を繰り返すＰＷＭ信号（矩形波信号）であり、そのオン期間（Ｈレベル期間）では駆動周波数ｆｓｗを低くすることでインバータ回路１の発振出力を増大させて熱陰極放電灯ＦＬを点灯させ、オフ期間（Ｌレベル期間）では駆動周波数ｆｓｗを高くすることでインバータ回路１の発振出力を減少させて熱陰極放電灯ＦＬを消灯させる。そして、オン期間とオフ期間の時間比率を調節することにより調光を行う。調光の比率はバースト調光信号の一周期（オン期間＋オフ期間）に対するオン期間の割合で設定する。

本実施形態の放電灯点灯装置の動作波形を図２〜図４に示す。本実施形態の放電灯点灯装置の動作の特徴は、バースト調光信号のオフ期間においても放電灯ＦＬの両端にランプ電圧を印加したままでランプ電流は確実に停止させている点と、ランプ電流のオン／オフに関わらずフィラメントの予熱電流は継続して流れている点である。

図２はバースト調光信号のオン・デューティが約７０％程度の場合について、（ａ）バースト調光信号、（ｂ）フィラメントの予熱電流、（ｃ）ランプ電流、（ｄ）ランプ電圧、（ｅ）駆動周波数ｆｓｗを示している。図３はバースト調光信号のオン・デューティが約３０％程度の場合について、（ａ）バースト調光信号、（ｂ）フィラメントの予熱電流、（ｃ）ランプ電流、（ｄ）ランプ電圧、（ｅ）駆動周波数ｆｓｗを示している。

ただし予熱電流、ランプ電流、ランプ電圧については、模式的に波形を描いてある。実際には、これらの波形は各々、数ｋ〜数１０ｋＨｚの周波数で振れている。その包絡線を概形で示すと、図４に示すようになる。図４では、（ａ）バースト調光信号のオン・デューティが約７０％程度（図２に相当）の場合について、（ｂ）予熱電流と（ｃ）ランプ電流、（ｄ）ランプ電圧の包絡線を示している。予熱電流の包絡線は一定振幅として描かれているが、バースト調光信号のオン期間とオフ期間とで予熱電流の振幅が異なっていても良い。なおバースト調光信号のオン期間は点灯期間のことであり、バースト調光信号のオフ期間は消灯期間のことである。

熱陰極放電灯ＦＬが消灯状態から点灯状態に移行するとき、駆動周波数ｆｓｗがインダクタＬ１とコンデンサＣ１の無負荷共振周波数付近を通過することでランプ電圧Ｖｌａに高電圧Ｖｐが発生し、これにより熱陰極放電灯ＦＬが絶縁破壊されて始動し、ランプ電流Ｉｌａが流れ始める。ランプ電流Ｉｌａが流れ始めると、熱陰極放電灯ＦＬのランプインピーダンスにより共振回路のＱが低下するから、高電圧Ｖｐは生じなくなる。

図２、図３ではバースト調光信号のオン期間、オフ期間に関わりなく、予熱電流Ｉｆ１，Ｉｆ２を常に流し続け、かつ、ランプ電流Ｉｌａはバースト調光信号のオン期間、オフ期間に合わせて確実にオン・オフさせている。予熱電流Ｉｆ１，Ｉｆ２を流し続けながら、ランプ電流Ｉｌａをオン・オフできる原理について、以下に説明する。

図５は横軸にランプ電流Ｉｌａ、縦軸にランプ電圧Ｖｌａをとったときの、インバータ回路１の出力電圧−出力電流特性であるバラストＶ−Ｉ特性と、放電灯ＦＬの電圧−電流特性であるランプＶ−Ｉ特性を示している。ランプＶ−Ｉ特性（ｃ）は負特性となっており、ランプ電流Ｉｌａが増大すると、ランプ電圧Ｖｌａが低下する。バラストＶ−Ｉ特性はインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗを変化させることで、高出力の特性（ａ）や低出力の特性（ｂ）を任意に選択できる。一般的に、インバータ回路１が動作する遅相領域（負荷時共振周波数よりも駆動周波数ｆｓｗが高い領域）においては、高出力の特性（ａ）に対応する駆動周波数ｆａと、低出力の特性（ｂ）に対応する駆動周波数ｆｂの関係はｆａ＜ｆｂとなっている。バラストＶ−Ｉ特性とランプＶ−Ｉ特性の交点がバラスト、ランプの動作ポイントであるので、バラストＶ−Ｉ特性が図５の特性（ａ）のとき、図中の黒丸点のランプ電圧Ｖｌａ、ランプ電流Ｉｌａで点灯している。この状態がバースト調光信号のオン期間である。

次に、バースト調光信号のオフ期間には、バラストＶ−Ｉ特性がランプＶ−Ｉ特性と交点を持たない特性（ｂ）となるまでインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗを高くすることで、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフは継続したまま、確実に熱陰極放電灯ＦＬを消灯できる。したがって、ランプＦＬの消灯中でもインバータ回路１は発振動作しており、これにより予熱電流Ｉｆ１，Ｉｆ２は依然として流れ続けるため、熱陰極放電灯ＦＬの消灯期間においてもフィラメントの予熱が行える。

以上の説明から明らかなように、本実施形態の放電灯点灯装置では、バースト調光信号のオフ期間において、放電灯ＦＬの両端にランプ電圧Ｖｌａを印加したままで、インバータ回路１の出力制御により放電灯ＦＬを立ち消えさせることでランプ電流Ｉｌａを停止させているので、放電灯の両端をスイッチング素子で短絡／開放することでランプ電流をオン／オフ制御していた特許文献２記載の放電灯点灯装置と比較すると、回路素子のストレスを大幅に低減できる。

また本実施形態の放電灯点灯装置では、バースト調光信号のオフ期間には、インバータ回路１の電圧−電流特性（ｂ）と放電灯の電圧−電流特性（ｃ）が交点を持たなくなるまでインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗを高くすることで、放電灯ＦＬのランプ電流Ｉｌａを停止させるようにしたから、インバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗを立ち消え周波数と始動・点灯周波数とに交互に切り替えるだけの簡単な構成でランプ電流Ｉｌａのオン・オフを制御でき、例えば放電灯の両端をスイッチング素子で短絡／開放することでランプ電流のオン・オフを制御していた特許文献２の技術に比べると、回路素子のストレスを大幅に低減でき、コストダウンも可能となる。

また本実施形態の放電灯点灯装置では、ランプ電流Ｉｌａの停止中にも放電灯ＦＬの両端にランプ電圧Ｖｌａを印加できるので、放電灯ＦＬの点灯中にフィラメントを予熱する回路を利用して放電灯ＦＬの消灯中にもフィラメントの予熱を継続することができ、バースト調光信号のオン期間、オフ期間に関わらず平均的に予熱電流を供給できるため、特許文献２記載の放電灯点灯装置のように放電灯の両端をスイッチング素子で短絡／開放することで予熱電流の通電／停止を制御する構成に比べて、放電灯の熱陰極を効率的に加熱でき、予熱電流のピーク値を低減することができる。したがって、熱陰極に与えるストレスが少なくなり、放電灯の寿命を改善できる。

また本実施形態の放電灯点灯装置では、バースト調光信号のオフ期間には放電灯ＦＬのランプ電流Ｉｌａを確実に停止させているので、例えば予熱電流を供給しながら全点灯状態と調光点灯状態をバースト調光信号に応じて交互に繰り返す技術に比べると、さらに深くまで調光できる利点がある。また本実施形態の放電灯点灯装置ではランプ電流の供給と予熱電流の供給を共通のQ1、Q2のオン・オフによって行えるため、例えば予熱回路を独立させて構成する必要がなく、回路が簡単になる。

また本実施形態の放電灯点灯装置では、特許文献３記載の放電灯点灯装置と比較して、ランプ電圧を遮断する（ランプ端電圧＝０）ための手段（特許文献３記載のスイッチング手段５４に相当）が不要なため、回路構成が簡単になる。またランプ消灯期間中もランプ端には、常に電圧が印加状態にあるため、ランプ予熱モードへの移行が速やかに行える。更に、ランプへの電力供給と、フィラメントへの電流供給が同一のインバータ回路で達成できるため、一段と回路が簡素化されると共に、回路を小型化でき、回路製造のコストも安価にできる。

〔第２の実施形態〕
図６は本発明の第２の実施形態となる放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。本実施形態の放電灯点灯装置は、図１に示す第１の実施形態の放電灯点灯装置におけるスイッチング素子Ｑ２に直列に抵抗Ｒ１を設けたものである。スイッチング素子Ｑ２に流れるソース電流は抵抗Ｒ１により検出され、ローパスフィルタＬＰＦにより平滑化されて検出電圧として出力される。この検出電圧は抵抗Ｒ２を介して後述するオペアンプＯＰ１の反転入力端子（−側入力端子）に入力されてフィードバック制御に用いられる。

また本実施形態の放電灯点灯装置は、第１の実施形態の放電灯点灯装置における予熱回路２の構成を変更したものであり、共振インダクタＬ１とは独立した予熱トランスＴ１を設けて、その１次巻線とコンデンサＣｆの直列回路をスイッチング素子Ｑ２の両端に並列接続したものである。予熱トランスＴ１は一対の２次巻線を備え、それぞれ予熱用コンデンサＣ３，Ｃ４を介して熱陰極蛍光ランプＦＬのフィラメント（熱陰極）に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が上昇すると、予熱用コンデンサＣ３，Ｃ４のインピーダンスは低下するので、フィラメントの予熱電流は増えることになる。

本回路も同様に、熱陰極蛍光ランプＦＬにランプ電流を供給するためのインバータ回路を用いてフィラメントの予熱電流を供給しているので、フィラメント予熱用のインバータを別設する必要がなく、点灯装置の小型化・軽量化、コスト低減に寄与できる。また図６の予熱回路は、第１の実施形態の予熱回路２とは違い、インダクタＬ１とコンデンサＣ１，Ｃ２で構成される共振回路と独立に設けられており、予熱トランスＴ１の２次巻線から予熱コンデンサＣ３，Ｃ４を介して各フィラメントに予熱電流を供給するために予熱トランスＴ１とコンデンサＣｆの直列共振特性を利用することが可能なので、予熱電流設定の自由度が高く、ランプの長寿命化が図れる。

次に制御回路について説明する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数はＩ−ｆ変換器Ａから出力される高周波信号により決定される。Ｉ−ｆ変換器Ａは高周波発振器を内蔵した発振制御用ＩＣであり、その発振周波数は端子Ｒｏｓｃから流れ出る電流値に応じて可変制御される。この端子Ｒｏｓｃは発振制御用ＩＣの発振周波数設定用の外付け抵抗接続端子であり、端子Ｒｏｓｃと外部の基準電位（例えばグランド電位やオペアンプの出力電位）の間に外付け抵抗を接続すると、その外付け抵抗を介してＩＣ内部の基準電圧源から流れ出る電流値に応じて発振周波数が可変制御される。

図６の回路では、オペアンプＯＰ１の出力端子に抵抗Ｒ４の一端を接続し、抵抗Ｒ４の他端はダイオードＤ２を介してＩ−ｆ変換器Ａの発振周波数設定用の外付け抵抗接続端子Ｒｏｓｃに接続している。したがって、Ｉ−ｆ変換器Ａの発振周波数は、抵抗Ｒ４の抵抗値とオペアンプＯＰ１の出力電位により決定される。

オペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋側入力端子）には基準電圧Ｖ１が印加されている。オペアンプＯＰ１は増幅率の極めて高い差動増幅器であるので、反転入力端子（−側入力端子）と非反転入力端子（＋側入力端子）は略同一電位となるように出力電位が制御される。オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子の間には、帰還インピーダンスとしてコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ３の並列回路が接続されている。

オペアンプＯＰ１はフィードバック制御のための誤差増幅器と、バースト調光制御のための加算器の役割を兼用しており、オペアンプＯＰ１の反転入力端子には、第１の入力としてローパスフィルタＬＰＦの出力が抵抗Ｒ２を介して接続されると共に、第２の入力としてバースト調光制御部４の出力が接続されている。

バースト調光制御部４は点灯期間と消灯期間の時間比率を決定するためのＰＷＭ信号を入力して、このＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｑａをオン／オフする。ここではスイッチング素子Ｑａとしてバイポーラトランジスタを用いているがＦＥＴでも良い。点灯期間にはスイッチング素子Ｑａはオンであり、そのコレクタ電位が下がることによりダイオードＤ１は逆バイアスされ、バースト調光制御部４の出力は高インピーダンス状態となる。つまり、点灯期間中はバースト調光制御部４が接続されていないのと同じ状態となり、オペアンプＯＰ１はフィードバック制御のための誤差増幅器として動作する。

すなわち目標値となる第１の基準電圧Ｖ１と検出値である電流検出回路の出力電圧とを比較し、その誤差が小さくなる方向に出力を制御する。具体的には、回路電流が目標値よりも増加すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を高くして回路電流の増加を抑制するように制御し、回路電流が目標値よりも減少すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を低くして回路電流の減少を抑制するように制御する。

一方、消灯期間にはスイッチング素子Ｑａはオフであり、そのコレクタは高インピーダンス状態となるので、第２の基準電圧Ｖ２が抵抗Ｒ５とダイオードＤ１を介してオペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続されることになる。このとき、オペアンプＯＰ１はバースト調光制御のための加算器の役割を兼用することになり、電流検出回路による検出電圧に対して入力抵抗Ｒ２とＲ５の比率で第２の基準電圧Ｖ２が加算されたことになる。

すなわちオペアンプＯＰ１から見ると、ローパスフィルタＬＰＦから出力される回路電流の検出電圧が上昇したのと同じ状態となるので、オペアンプＯＰ１は回路電流を減少させる方向に出力電位を変化させることになる。このとき、熱陰極蛍光ランプＦＬが消灯するように、消灯期間の周波数を設定すれば良く、第２の基準電圧Ｖ２により消灯期間の周波数を規定することができる。

なお本実施形態では、負荷電流（ランプ電流＋フィラメント電流）と共振電流を含む回路電流をスイッチング素子Ｑ２のソース抵抗Ｒ１で検出しており、ローパスフィルタＬＰＦは高周波成分カットのために挿入しているが、オペアンプＯＰ１の帰還インピーダンス等を適切に設定すれば、ローパスフィルタＬＰＦは無くても動作可能であり、必要に応じて適宜挿入すれば良い。

図７は本実施形態の放電灯点灯装置の動作説明のための波形図である。図中、（ｃ）Ｖｌａはランプ電圧、（ｄ）Ｉｌａはランプ電流、（ｅ）Ｉｆはフィラメント電流である。バースト調光制御部４に入力されるＰＷＭ信号がＨレベルのときにはトランジスタＱａのコレクタ電圧はグランドレベルであり、ＰＷＭ信号がＬレベルのときにはトランジスタＱａのコレクタ電圧は概ねＶＦ＋Ｖ１となる。ここで、ＶＦはダイオードＤ１の順方向電圧降下であり、Ｖ１はオペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋側入力端子）に印加されている第１の基準電圧である。上述のように、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−側入力端子）と非反転入力端子（＋側入力端子）とは略同一電位であり、いわゆる仮想短絡状態（イマジナリーショート）となるので、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−側入力端子）の電位も第１の基準電圧Ｖ１となっている。

図８は本実施形態の放電灯点灯装置の動作説明のための周波数特性図である。図中、実線で示すＶｌａ１とＩｌａ１は、第１の基準電圧Ｖ１に応じた出力で点灯しているときのランプインピーダンスを負荷とした、共振回路の周波数特性である。また、一点鎖線で示すＶｌａ２、Ｉｌａ２は周波数ｆｓで点灯した直後のランプインピーダンスを負荷とした、共振回路の周波数特性である。

以下、図７の波形図におけるｔ０〜ｔ１、ｔ１〜ｔ２、ｔ２〜ｔ３の各期間について、図８の周波数特性を参照しながら本実施形態の動作を説明する。

［ｔ０〜ｔ１の期間について］
この期間ではＰＷＭ信号がＨレベルであるので、スイッチング素子Ｑａはオン、ダイオードＤ１はオフであり、第１の基準電圧Ｖ１に応じた出力で点灯している。このときの周波数をｆ１とする。ランプ電流の大きさは図８のＩｌａ−ＯＮとなる。第１の基準電圧Ｖ１を調整することで点灯期間のランプ電流Ｉｌａ−ＯＮの大きさを調整することができる。この動作は従来の電流フィードバック調光方式と同じである。

またこの期間の予熱電流は図８のＩｆ−ＯＮとなる。点灯期間の周波数ｆ１が低いことにより予熱コンデンサＣ３，Ｃ４のインピーダンスは高くなり、点灯期間中の予熱電流Ｉｆ−ＯＮは抑制されるのである。点灯期間中はランプ電流によりフィラメントのスポット（輝点）が加熱されるので、予熱電流は少なくても良く、かえって余分な電力消費が抑制されるから好都合である。また、フィラメントの熱電子放射物質（エミッタ）の過剰な温度上昇を防止し、ランプ寿命を改善する効果もある。

［ｔ１〜ｔ２の期間について］
時刻ｔ１でスイッチング素子Ｑａがオフすると、第２の基準電圧Ｖ２から抵抗Ｒ５、ダイオードＤ１を介して追加の電流がオペアンプＯＰ１の反転入力端子（−側入力端子）に向けて流れるので、フィードバック動作により出力を低下させようとする。つまり、オペアンプＯＰ１の出力電圧が低下し、抵抗Ｒ４を介してＩ−ｆ変換器Ａの端子Ｒｏｓｃから引き出される電流が増加するので、Ｉ−ｆ変換器Ａを構成する発振制御用ＩＣから見たときの外付け抵抗が小さくなったのと同じとなり、見掛け上の発振時定数が小さくなったことで、発振周波数は高くなる。このとき、抵抗Ｒ５に流れる電流が十分大きければ、オペアンプＯＰ１の出力可能範囲の下限まで出力電圧が低下する。単電源のオペアンプであればオペアンプＯＰ１の出力電圧は略０Ｖとなり、Ｉ−ｆ変換器Ａの発振周波数は抵抗Ｒ４で決まる発振周波数となる。これにより消灯期間の予熱周波数ｆｐを設定する。

この予熱周波数ｆｐは予熱トランスＴ１と直流カット用コンデンサＣｆの直列共振周波数よりも低く設定されている（図８参照）。また、消灯期間の予熱周波数ｆｐは点灯期間の周波数ｆ１よりも高いので、予熱コンデンサＣ３，Ｃ４のインピーダンスも下がるから、消灯期間の予熱電流は図８のＩｆ−ＯＦＦのように点灯時のＩｆ−ＯＮに比べて大幅に増加することになり、フィラメント（熱陰極）は十分に予熱される。これにより、次回の点灯時の再点弧電圧を下げる効果がある。

［ｔ２〜ｔ３の期間について］
時刻ｔ２でスイッチング素子Ｑａがオンすると、ダイオードＤ１がオフすることで第２の基準電圧Ｖ２により加算されていた電流が遮断されるので、フィードバック回路の入力が減少するから、出力を上昇させようとして周波数が予熱周波数ｆｐから低下し、図８の破線で示した無負荷出力電圧のカーブに沿ってランプ電圧が上昇して行く。始動に必要な電圧を超えると、図８の周波数ｆｓでランプが点灯する（時刻ｔ３）。上述のように、図８の一点鎖線で示すカーブＶｌａ２、Ｉｌａ２は周波数ｆｓで点灯した直後のランプインピーダンスを負荷とした、共振回路の周波数特性であり、実線で示すカーブＶｌａ１とＩｌａ１は、第１の基準電圧Ｖ１に応じた出力で点灯しているときのランプインピーダンスを負荷とした、共振回路の周波数特性である。最終的に第１の基準電圧Ｖ１に見合う出力となる周波数ｆ１まで変化し、その後は、ｔ０〜ｔ１の期間の動作と同じとなる。

なお、スイッチング素子Ｑａのオン／オフの切り替わり時の周波数変化は、フィードバック回路の応答性、即ち積分時定数で決まる。つまり、オペアンプＯＰ１の帰還インピーダンスに含まれるコンデンサＣ１０がミラー積分器の積分コンデンサのように機能するので、このコンデンサＣ１０の容量を大きくすれば、予熱周波数ｆｐから点灯周波数ｆ１への変化を緩やかにすることができ、回路素子やランプへのストレスを軽減でき、また、ノイズの発生を抑制できる効果がある。

時刻ｔ３以降の動作は時刻ｔ０〜ｔ３の動作と同じであり、以下、上記と同様の動作により点灯／消灯を繰り返し、ＰＷＭ信号のＨレベルとＬレベルの時間比率に応じた光出力を得ることができる。なお、ＰＷＭ信号の周波数は人間の目には点滅を認識できない程度の周波数（例えば数百Ｈｚ程度）であり、液晶表示装置の画素更新のタイミングに同期させても良い。また、ＰＷＭ信号が常時Ｈレベルのときは、スイッチング素子Ｑａは常にオンとなり、バースト調光制御部４は動作しないから、連続点灯状態となる。

以上のように、本実施形態の放電灯点灯装置では、回路電流を第１の基準電圧Ｖ１と比較し、誤差信号に応じてインバータ回路の動作周波数を変化させるＶ−ｆ変換器を備えた放電灯点灯装置において、バースト調光信号を受けて、消灯期間に電流検出回路の出力電圧に第２の基準電圧Ｖ２を加算するので、バースト調光信号により決定される消灯期間では、あたかも回路電流が増加したかのように動作し、インバータ回路の出力が低減されるように周波数が可変制御される。したがって、第１の基準電圧Ｖ１により点灯期間の回路電流を制御し、さらに第２の基準電圧Ｖ２により消灯期間の回路電流を制御でき、負荷である放電灯と回路素子のストレスを低減する制御が可能となる。

また本実施形態の放電灯点灯装置では、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に第２の基準電圧Ｖ２を加算するか否かを第１のスイッチング素子Ｑａのオフ／オンにより制御することで消灯期間と点灯期間を制御するようにしたから、放電灯の両端をスイッチング素子で短絡／開放することで消灯期間と点灯期間を制御していた特許文献２記載の放電灯点灯装置と比較すると、バースト調光制御用のスイッチング素子のストレスを大幅に低減できる。また本実施形態の放電灯点灯装置によれば、電流フィードバック機能を有する周波数可変制御型のインバータ回路に少ない部品点数を追加するだけでバースト調光方式を実現することができる。

また本実施形態の放電灯点灯装置では、Ｖ−ｆ変換器はＶ−Ｉ変換器とＩ−ｆ変換器Ａとで構成され、Ｖ−Ｉ変換器は第３の基準電圧（端子Ｒｏｓｃの電圧）とオペアンプＯＰ１の出力間に第３の抵抗Ｒ４を接続した構成とし、第３の抵抗Ｒ４に流れる電流をＩ−ｆ変換器Ａに入力している。また本実施形態の放電灯点灯装置では、消灯期間にオペアンプＯＰ１の出力を略基準電位とし、消灯期間の動作周波数を第３の抵抗Ｒ４にて設定している。従って本実施形態の放電灯点灯装置によれば、発振周波数設定用の抵抗接続端子内に基準電圧源を内蔵している発振制御用ＩＣとオペアンプを用いて簡単且つ安価に周波数制御回路を構成することができる。

また本実施形態の放電灯点灯装置では、インバータ回路は少なくとも１つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備え、電流検出回路（抵抗Ｒ１）は、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ２の電流を検出するので、実質的にランプ電力を検出することができる。

〔第３の実施形態〕
図９は本発明の第３の実施形態となる放電灯点灯装置の回路図である。本実施形態の放電灯点灯装置は、図６に示した第２の実施形態の回路において、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋側入力端子）に印加される第１の基準電圧Ｖ１を外部から与えるＤＣ信号により変化させることで点灯期間の出力を可変としたものである。

図１０（ａ）〜（ｅ）は本実施形態の放電灯点灯装置の動作波形図であり、第２の実施形態の放電灯点灯装置に対して第１の基準電圧Ｖ１を小さく設定した場合の動作を示している。ランプ電流Ｉｌａの振幅が図７の場合に比べて小さくなっている。また点灯期間中のフィラメント電流Ｉｆは図７の場合に比べて大きくなっている。

図１１は本実施形態の放電灯点灯装置の動作説明図であり、ｆｓ＜ｆ１のときの電圧、電流、周波数の変化を示している。図１１の一点鎖線で示すカーブＶｌａ２、Ｉｌａ２は周波数ｆｓで点灯した直後のランプインピーダンスを負荷とした、共振回路の周波数特性であり、実線で示すカーブＶｌａ３とＩｌａ３は、低く設定された第１の基準電圧Ｖ１に応じた出力で点灯しているときのランプインピーダンスを負荷とした、共振回路の周波数特性である。

図１１に示すように、点灯期間の周波数ｆ１が始動周波数ｆｓよりも高い場合、インバータの発振周波数は消灯期間の予熱周波数ｆｐから始動周波数ｆｓまで一旦低下した後、点灯期間の周波数ｆ１まで再び上昇するように変化する。これは電流フィードバック機能を有しているからであり、始動周波数ｆｓでランプ電流が流れ始めるまでは発振周波数の低下が続き、一点鎖線で示すカーブ上のランプ電流Ｉｌａ２が検出されると、最終的に第１の基準電圧Ｖ１に見合う出力Ｉｌａ−ＯＮとなる周波数ｆ１まで発振周波数が上昇する動作となる。なお第２の実施形態では特に言及しなかったが、点灯時の周波数ｆ１が上昇するにつれて出力電圧の共振特性が高周波側にシフトすると共にピーク値も高くなるのは、蛍光ランプＦＬの負荷インピーダンスが高くなることで共振回路のＱが高くなることによる。

図１２は本実施形態の放電灯点灯装置の出力特性を示している。横軸はＰＷＭ信号のＯＮデューティ（一周期に占めるＨレベル期間の割合）であり、縦軸は負荷出力（光出力）である。ＰＷＭ信号のＯＮデューティが増加するにつれて負荷出力が増大する特性は維持しつつ、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋側入力端子）に印加される第１の基準電圧Ｖ１の増減に応じて負荷出力が増減する出力特性となっている。つまり、ＰＷＭ信号のＯＮデューティが同じであれば、点灯期間と消灯期間の時間比率は同じであるが、第１の基準電圧Ｖ１を増減させると、点灯期間中のランプ電流の大きさが増減する（図７、図１０の（ｄ）Ｉｌａ参照）ので、全体として光出力を増減させることができるのである。

以上のように、本実施形態の放電灯点灯装置では、第１の基準電圧Ｖ１を可変して点灯期間の負荷出力を変化させるので、点灯期間の負荷出力を簡単に制御できる。またバースト調光と電流調光の組合せが安価な構成で実現でき、さらに深い調光が可能となる。つまり、深い調光が必要な場合には、ＰＷＭ信号のＯＮデューティを小さくすることでバースト調光の点灯期間を短くすると共に、第１の基準電圧Ｖ１を低下させることで、点灯期間中のランプ電流も小さくすれば良い。これにより、バースト調光のみ、あるいは電流調光のみを用いる場合に比べて広い範囲で光出力を調整することができる。

〔第４の実施形態〕
図１３は本発明の第４の実施形態となる放電灯点灯装置の回路図である。本実施形態の放電灯点灯装置は、図６に示した第２の実施形態の回路において、ＰＷＭ信号のデューティに応じて第２の基準電圧Ｖ２を変化させることを特徴とする。Ｄｕｔｙ−ＤＣ変換器５は、ＰＷＭ信号のＨ／Ｌと同期してオン／オフするスイッチング素子Ｑｃと、第２の基準電圧Ｖ２を生成するためのコンデンサＣ８を備えており、このコンデンサＣ８は制御電源電圧Ｖｃｃから抵抗分圧により充電される。抵抗分圧の分圧比はスイッチング素子Ｑｃがオンすると小さくなり、オフすると大きくなるので、ＰＷＭ信号のＯＮデューティ（一周期に占めるＨレベル期間の割合）が大きくなると、平均的な分圧比が低下し、第２の基準電圧Ｖ２は小さくなる。なお、Ｄｕｔｙ−ＤＣ変換器５の充放電の時定数は、ＰＷＭ信号の周期では第２の基準電圧Ｖ２が変動しない程度に大きく設定されている。

図１４はＤｕｔｙ−ＤＣ変換器５の入出力特性を示している。横軸はＰＷＭ信号のＯＮデューティ、縦軸は第２の基準電圧Ｖ２であり、同図に示すように、ＰＷＭ信号のＯＮデューティが小さくなるに従い、第２の基準電圧Ｖ２は高くなる。

図１５は本実施形態の放電灯点灯装置の動作説明図であり、第２の基準電圧Ｖ２の増減により消灯期間中の予熱電流Ｉｆ−ＯＦＦが変化する様子を示している。ここではオペアンプＯＰ１の出力電圧が下限となるときの周波数をｆｐ０としている。第２の基準電圧Ｖ２を低下させることで消灯期間におけるオペアンプＯＰ１の出力電圧を増加させることができ、これにより予熱周波数ｆｐを上限周波数ｆｐ０より低下させることができる。

以上のように、本実施形態の放電灯点灯装置では、第２の基準電圧Ｖ２は、バースト調光信号またはその反転信号をデューティ−ＤＣ変換器５に入力して得られた直流電圧であるので、消灯期間中の予熱電流の大きさを調光の深さに応じて適切に設定できる。また本実施形態の放電灯点灯装置によれば、ＰＷＭ信号のＯＮデューティが大きくなって、消灯期間が短くなると、第２の基準電圧Ｖ２が低下することで、予熱周波数ｆｐが低くなり、消灯期間中の予熱電流Ｉｆ−ＯＦＦを小さくすることで余分な電力消費を抑制することができる。また、ＰＷＭ信号のＯＮデューティが小さくなるに従い、予熱電流Ｉｆ−ＯＦＦを大きくすることで、消灯期間が長くなってもフィラメント温度の低下を抑制し、ランプの長寿命化を図ることができる。

〔第５の実施形態〕
図１６は本発明の第５の実施形態となる放電灯点灯装置の回路図である。本実施形態の放電灯点灯装置は、ランプ電圧Ｖｌａを検出するＶｌａ検出回路６を備え、その出力をツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ７を介してオペアンプＯＰ１の反転入力端子（−側入力端子）に接続したものである。図１７（ａ）〜（ｄ）は本実施形態（Ｖｌａ検出回路６からのフィードバックが有る場合）の放電灯点灯装置の動作波形図であり、図１８（ａ）〜（ｃ）は比較例（Ｖｌａ検出回路６からのフィードバックが無い場合）の放電灯点灯装置の動作波形図である。

時刻ｔ２でＰＷＭ信号がＨレベルとなると周波数が低下を始め、ランプ印加電圧が上昇していく。ランプが点灯しなければ、共振回路の無負荷共振周波数までランプ印加電圧は上がり続ける。無負荷状態では、非常に高い電圧の発生で故障したり、始動に必要な電圧を超えていても放電開始までのタイムラグでランプ印加電圧が大きくなることがあり、部品ストレスが大きくなる恐れがある。さりとて部品を過大なストレスに耐え得る仕様とすれば、高価となる。

そこでＶｌａ検出回路６によりランプ印加電圧を検出し、その検出出力が所定値以上となれば、ツェナーダイオードＺＤ１がオンし、その直列抵抗Ｒ７に流れる電流がフィードバック回路入力に加算されるようにして、これにより周波数の低下が止まり、ランプ電圧Ｖｌａの上昇が制限されるようにしている。

上述のように、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−側入力端子）と非反転入力端子（＋側入力端子）とは略同一電位（第１の基準電圧Ｖ１）となっている。したがって、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧をＶｚ１とすると、Ｖｌａ検出回路６の出力電圧が（Ｖｚ１＋Ｖ１）以上となれば、ツェナーダイオードＺＤ１がオンとなる。

時刻ｔ３〜ｔ４では、Ｖｌａ検出回路６の出力電圧がＶｚ１＋Ｖ１よりも低くなり、ツェナーダイオードＺＤ１がオンしないので、ランプ電圧Ｖｌａの制限はかからない。すなわち、ランプ点灯時（ｔ３〜ｔ４）はＶｌａ検出回路６による影響は無く、始動時のみ動作させることが可能である。

Ｖｌａ検出回路６は図示された構成に限定されるものではないが、ここでは熱陰極蛍光ランプＦＬの高電位側とグランド間の電圧を抵抗により分圧し、ダイオードＤ３により半波整流し、コンデンサＣ９により平滑して直流の検出電圧を生成している。なお、ツェナーダイオードＺＤ１は電圧応答型のスイッチング素子であれば良く、例えば、ダイオードまたはその直列回路でも構わない。

図１９は本実施形態の放電灯点灯装置の別の回路例である。この回路例では、共振用インダクタＬ１に２次巻線を設け、インダクタＬ１の電圧を検出するものである。インダクタＬ１の電圧とランプ電圧Ｖｌａはほぼ比例関係となるので、Ｖｌａ検出に利用できる。

図２０は本実施形態の放電灯点灯装置のさらに別の回路例である。この回路例では、共振電流ピーク検出回路７を設けて、共振電流のピークを検出し、一定値を超えるとダイオードＤ４がオンし、その直列抵抗Ｒ７に流れる電流がフィードバック回路入力に加算される。消灯時の共振電流はランプ電圧Ｖｌａにほぼ比例するので、スイッチング素子Ｑ２の電流検出でランプ電圧Ｖｌａを検出でき、その検出出力を利用してランプ電圧Ｖｌａの上限を制限する。

以上のように、本実施形態の放電灯点灯装置は、ランプ電圧検出回路６と、その出力とオペアンプＯＰ１の反転入力端子の間に接続される第２のスイッチング素子（ツェナーダイオードＺＤ１）と第４の抵抗Ｒ７の直列回路とを備え、ランプ電圧検出回路６の出力がある一定電圧（Ｖｚ１＋Ｖ１）を超えると第２のスイッチング素子がオンする。また本実施形態の放電灯点灯装置の応用例では、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ２の電流検出回路７と、その出力とオペアンプＯＰ１の反転入力端子の間に接続される第２のスイッチング素子（ダイオードＤ４）と第４の抵抗Ｒ７の直列回路とを備え、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ２の電流検出回路７の出力がある一定電圧を超えると第２のスイッチング素子がオンする。これにより、ランプ電圧あるいは回路電流が過大となったときに出力を制限できるので、回路素子に過大なストレスが加わることを防止できる。

〔第６の実施形態〕
図２１は本発明の第６の実施形態となる放電灯点灯装置の回路図である。本実施形態の放電灯点灯装置は、バースト調光の始動時における周波数の変化速度をフィードバック回路の応答性とは独立して設定可能とするものである。第２の実施形態で述べたように、ＰＷＭ信号の切り替わり時の周波数の変化速度は、フィードバック回路の応答性、即ち積分時定数で決まる。消灯期間から点灯期間に移行する際のランプが点灯するまでの時間（図７のｔ２〜ｔ３など、始動時間と呼ぶ）もこれに依存する。フィードバック回路の応答性を上げれば始動時間は短くなるが、点灯中のフィードバック動作に不安定な挙動（異常発振等）を引き起こす恐れがあるため、限度がある。

そこで本実施形態では、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１１の時定数回路を新たに設け、コンデンサＣ１１の充電速度により始動時の周波数の変化速度を規定している。図２２（ａ）〜（ｄ）は本実施形態の放電灯点灯装置の動作波形図であり、図２３は本実施形態の放電灯点灯装置の動作説明図である。図２２の時刻ｔ１〜ｔ２のように、ＰＷＭ信号がＬレベルとなる消灯期間では、反転回路ＩＮＶ１の出力がＨレベルとなり、スイッチング素子Ｑｂがオンとなることで、抵抗Ｒ６に電流が流れるから、抵抗Ｒ４とＲ６で消灯期間の周波数ｆｐが設定される。

時刻ｔ２でＰＷＭ信号がＨレベルになると、反転回路ＩＮＶ１の出力がＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑｂがオフするから、抵抗Ｒ４で決まる周波数ｆ２へと移行する。このとき、図２３の破線で示す無負荷出力電圧のカーブに沿って出力電圧が上昇する。ここで、予熱周波数ｆｐから周波数ｆ２への変化速度はコンデンサＣ１１により規定され、共振動作の過渡状態において大きな乱れが生じない程度に周波数の変化速度を抑えるようにコンデンサＣ１１の値を設定する。その後、時刻ｔ２１で遅延手段８の出力がＨレベルとなり、スイッチング素子Ｑａをオンさせることで、ランプを始動点灯させる。時刻ｔ３でランプが点灯した後の動作は第２の実施形態と同様である。

図２４、図２５は本実施形態の放電灯点灯装置に用いる遅延手段８の回路例である。まず、図２４は低コストで実現できる簡略な構成であり、ＣＲ積分回路によりタイマー回路を構成している。スイッチング素子ＱａにＦＥＴを用いているが、バイポーラトランジスタでもよい。図２２の時刻ｔ２でＰＷＭ信号がＨレベルになると、抵抗Ｒｄを介してコンデンサＣｄが充電され、時刻ｔ２１でＦＥＴのゲート・ソース間のスレショルド電圧を越えると、スイッチング素子Ｑａがオンになる。また、時刻ｔ４でＰＷＭ信号がＬレベルになると、ダイオードＤｄを介してコンデンサＣｄが瞬時に放電されることで、スイッチング素子Ｑａはオフになる。

次に図２５は遅延手段８の時間的な精度を向上させた例であり、カレントミラー回路ＣＭ１を介して定電流源Ｉ１でコンデンサＣｄを充電し、その充電電圧をコンパレータＣＯＭＰ１で基準電圧と比較することで、遅延時間を精度良く設定している。図２２の時刻ｔ２でＰＷＭ信号がＨレベルになると、反転回路ＩＮＶ１の出力がＬレベルとなり、コンデンサＣｄを短絡していたトランジスタＱ８がオフとなるから、コンデンサＣｄの電圧は略直線的に増加して行く。時刻ｔ２１でコンデンサＣｄの充電電圧が制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗にて分圧した基準電圧に達すると、コンパレータＣＯＭＰ１の出力がＨレベルとなり、スイッチング素子Ｑａがオンされる。その後、時刻ｔ４でＰＷＭ信号がＬレベルになると、反転回路ＩＮＶ１の出力がＨレベルとなり、コンデンサＣｄはトランジスタＱ８により短絡されるから、コンパレータＣＯＭＰ１の出力はＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑａはオフされる。

以上のように、本実施形態の放電灯点灯装置は、バースト調光信号の点灯期間の開始を（始動時間よりも短い第１の時間）遅延させた信号を出力する第１の遅延手段８と、バースト調光信号の消灯期間にオンされる第３のスイッチング素子Ｑｂと、第３のスイッチング素子Ｑｂのオン時に第３の基準電圧（端子Ｒｏｓｃの電圧）から第３の抵抗Ｒ４に流れる電流を分流する第５の抵抗Ｒ６とを備え、消灯期間の動作周波数を第３の抵抗Ｒ４と第５の抵抗Ｒ６にて設定し、第１の遅延手段８によりバースト調光信号の点灯期間の開始を遅延させた信号により前記第１のスイッチング素子Ｑａを点灯期間の開始より遅れてオンさせ、第１の遅延手段８で設定される遅延時間の動作周波数を第３の抵抗Ｒ４にて設定した。このような構成によれば、消灯状態から点灯状態への周波数の遷移をスムーズに実施できる。

また本実施形態によれば、フィードバック回路の応答性によらず、始動時間を短縮することが可能となる。つまり、図２３の予熱周波数ｆｐから周波数ｆ２までは抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１１の時定数で速やかに周波数変化させれば良く、周波数ｆ２から始動周波数ｆｓまではフィードバック回路の応答性、即ち積分時定数で緩やかに周波数変化させることで、全体として始動時間を短縮できるのである。

〔第７の実施形態〕
図２６は本発明の第７の実施形態となる放電灯点灯装置の回路図である。本実施形態の放電灯点灯装置は、ランプ電流Ｉｌａを検出するＩｌａ検出回路９を設けて、ランプ電流Ｉｌａが流れるまでは周波数を固定とし、ランプ電流が流れ始めると、フィードバック動作を開始するようにしたものである。Ｉｌａ検出回路９はランプ電流Ｉｌａが流れる経路に挿入された検出抵抗Ｒ１０の両端電圧を検出することによりランプ電流の有無を判定し、ランプ電流が流れていると判定すると、ラッチ回路１０のセット入力Ｓに検出信号を出力する。ラッチ回路１０はＲＳ−フリップフロップを用いており、そのＱ出力によりスイッチング素子Ｑａのオン／オフを制御している。ラッチ回路１０のリセット入力Ｒには、ＰＷＭ信号を反転回路ＩＮＶ１にて反転せしめた信号が入力されている。反転回路ＩＮＶ１の出力によりオン／オフを制御されるスイッチング素子Ｑｂと、これに接続された抵抗Ｒ６、コンデンサＣ１１の機能は第６の実施形態と同様である。

図２７（ａ）〜（ｆ）は本実施形態の放電灯点灯装置の動作波形図である。時刻ｔ１でＰＷＭ信号がＬレベルになると、反転回路ＩＮＶ１の出力がＨレベルとなり、リセット入力Ｒが立ち上がるので、ラッチ回路１０のＱ出力はＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑａがオフ、スイッチング素子Ｑｂがオンとなり、ランプは消灯状態となる。このときの予熱周波数ｆｐは抵抗Ｒ４とＲ６で決まる。時刻ｔ２でＰＷＭ信号がＨレベルになると、反転回路ＩＮＶ１の出力がＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑｂがオフするから、コンデンサＣ１１が充電されるにつれて、抵抗Ｒ４で決まる固定の周波数ｆ２へと移行する。ここまでの動作は第６の実施形態と同様である。次に、時刻ｔ３でＩｌａ検出回路９によりランプが点灯したことを検出すると、その検出信号によりラッチ回路１０のセット入力Ｓが立ち上がるので、ラッチ回路１０のＱ出力がＨレベルとなり、スイッチング素子ＱａがＯＮとなり、ダイオードＤ１がオフするので、ランプ電流のフィードバック動作を開始する。

以上のように、本実施形態の放電灯点灯装置は、ランプ電流を検出することで放電灯ＦＬの点灯を判別するＩｌａ検出回路９と、バースト調光信号の消灯期間にオンされる第３のスイッチング素子Ｑｂと、第３のスイッチング素子Ｑｂのオン時に第３の基準電圧（端子Ｒｏｓｃの電圧）から第３の抵抗Ｒ４に流れる電流を分流する第５の抵抗Ｒ６とを備え、消灯期間の動作周波数を第３の抵抗Ｒ４と第５の抵抗Ｒ６にて設定し、Ｉｌａ検出回路９によりランプ電流が流れていることを検出したときに第１のスイッチング素子Ｑａをオンさせ、Ｉｌａ検出回路９により放電灯ＦＬの点灯を判別するまでの動作周波数を第３の抵抗Ｒ４にて設定した。このような構成によれば、消灯状態から点灯状態への周波数の遷移をスムーズに実施できる。また本実施形態によれば、ランプが点灯するまでは周波数を固定することで、余分なストレスを抑え、確実にランプを点灯させることができる。

〔第８の実施形態〕
図２８は本発明の第８の実施形態となる放電灯点灯装置の回路図である。本実施形態の放電灯点灯装置は、始動電圧の継続、異常発振電圧等による部品ストレスの増大、回路故障防止のため、Ｖｌａ検出回路６の出力で発振を停止させる機能を設けたものである。Ｖｌａ検出回路６の出力は、比較器１２により基準電圧Ｖ３と比較されており、Ｖｌａ検出回路６の出力が基準電圧Ｖ３を越えると、Ｉ−ｆ変換器Ａの発振を停止させる機能を有している。比較器１２に入力される基準電圧Ｖ３はスイッチング素子Ｑｄにより高／低に切り替えられる。スイッチング素子ＱｄはＰＷＭ信号を遅延手段１１により遅延させた信号によりオン／オフされる。

図２９は本実施形態の放電灯点灯装置の動作波形図である。図中の一点鎖線は基準電圧Ｖ３（検出しきい値）である。時刻ｔ２〜ｔ３に示すバースト調光時の始動電圧と時刻ｔ３〜ｔ４に示す点灯中のランプ電圧Ｖｌａの差が大きくなるから、Ｖｌａ検出のしきい値をバースト調光時の始動電圧に合わせて設定すると、点灯中に異常が起こっても検出まで時間がかかる。このため、大きなストレスが加わる時間が長くなる。また、動作条件によってはランプ電圧がそこまで上がらないこともある。通常、共振電流を抑え、損失を低下させるため、最大出力で点灯させるときの周波数は無負荷共振周波数よりも低く設定される。そのため、点灯時の周波数でランプが外れたとしても始動電圧より低い場合がある。

そこで、バースト調光中のＶｌａ検出において、点灯中のＶｌａ検出のしきい値をＰＷＭ信号に同期して変更する。ここでは、図２９の一点鎖線で示すように、ＰＷＭ信号を遅延させた信号で検出しきい値Ｖ３を切り替えている。具体的な回路構成としては、図２８に示すように、ＰＷＭ信号を遅延手段１１により遅延させ、遅延手段１１の出力（図では立上りのみ遅延させた例）によりスイッチング素子Ｑｄのオン／オフを切り換えることにより、制御電源電圧Ｖｃｃを分圧した基準電圧Ｖ３を切り換えている。この基準電圧Ｖ３を比較器１２に入力し、Ｖｌａ検出回路６の出力と比較することで、異常電圧の検出時にはＩ−ｆ変換器Ａの発振動作を停止せしめるものである。

検出しきい値Ｖ３の高い方は、バースト調光時の始動電圧より高い値に設定する。また、検出しきい値Ｖ３の低い方は、点灯中の正常時のランプ電圧Ｖｌａよりも高い値に設定する。図２９において、ＰＷＭ信号がＨレベルとなる時刻ｔ５からバースト調光の始動動作となる。時刻ｔ６１まで検出しきい値Ｖ３は高く設定されており、当然、それまでに検出しきい値Ｖ３を超えれば発振を停止する。また、時刻ｔ６１まで始動電圧を出力したままランプが点灯しない場合、検出しきい値Ｖ３が低い方に切り替わった瞬間に発振を停止する。

時刻ｔ６１〜ｔ７の期間では、検出しきい値Ｖ３が低く設定される。その間に異常が発生し、ランプ電圧Ｖｌａの検出電圧が検出しきい値Ｖ３を超えれば発振を停止する（時刻ｔ６２）。本実施形態では時刻t４〜ｔ６１で検出しきい値Ｖ３が高く設定され、時刻ｔ６１〜ｔ７で検出しきい値Ｖ３が低く設定されているが、バースト調光時の始動電圧が発生する時刻ｔ５〜ｔ６１のみ、検出しきい値Ｖ３が高く設定されるようにしてもよい。

以上のように、本実施形態の放電灯点灯装置は、ランプ電圧検出回路６と、ランプ電圧検出回路６の出力と第４の基準電圧Ｖ３とを比較する比較器１２と、比較器１２の出力によってＶ−ｆ変換器の発振を停止する機能と、バースト調光信号の点灯期間の開始を（始動時間よりも長い第２の時間）遅延させた信号を出力する第２の遅延手段１１と、第２の遅延手段１１の出力によって動作する第４のスイッチング素子Ｑｄとを備え、第４の基準電圧Ｖ３を変化させる。このような構成によれば、点灯時のランプ電圧の異常上昇を検出して発振を停止させる際の検出感度を高く維持しながら、消灯状態から点灯状態に移行するときのランプ電圧の上昇を異常な電圧上昇と誤認することを防止できる。

〔第９の実施形態〕
図３０は本発明の第９の実施形態となる放電灯点灯装置の回路図である。本実施形態の放電灯点灯装置と第８の実施形態の放電灯点灯装置の差異は、点灯中のＶｌａ検出の分圧比をＰＷＭ信号に同期して切り換える点である。図３１（ａ）〜（ｅ）は本実施形態の放電灯点灯装置の動作波形図である。図中の一点鎖線で示すように検出しきい値Ｖ３は一定であり、Ｖｌａ検出回路６の検出電圧の分圧比が遅延手段１１の出力に応じて切り替えられている。遅延手段１１は第８の実施形態と同様にＰＷＭ信号を立上りのみ遅延させた信号を出力している。遅延手段１１の出力がＨレベルの期間では、反転回路ＩＮＶ２の出力はＬレベルであり、スイッチング素子Ｑｄがオフとなるので、Ｖｌａ検出回路６の検出電圧の分圧比は大きくなる。図３１の例では、時刻ｔ０１〜ｔ１、時刻ｔ３１〜ｔ４、時刻ｔ６１〜ｔ７の期間ではＶｌａ検出回路６の検出電圧の分圧比は大きく設定されており、時刻ｔ６２のように、点灯中のランプ電圧Ｖｌａが異常上昇すると、検出しきい値Ｖ３を越えることで、比較器１２の出力によりＩ−ｆ変換器Ａの発振動作を停止させることができる。その他の期間では、バースト調光の始動電圧が検出しきい値Ｖ３を越えないように、Ｖｌａ検出回路６の検出電圧の分圧比は小さく設定されているが、始動電圧を出力したままランプが点灯しない場合、Ｖｌａ検出回路６の検出電圧の分圧比が高く切り替わった瞬間に発振を停止することになる。

以上のように、本実施形態の放電灯点灯装置は、ランプ電圧検出回路６と、ランプ電圧検出回路６の出力と第４の基準電圧Ｖ３とを比較する比較器１２と、比較器１２の出力によってＶ−ｆ変換器の発振を停止する機能と、バースト調光信号の点灯期間の開始を（始動時間よりも長い第２の時間）遅延させた信号を出力する第２の遅延手段１１と、第２の遅延手段１１の出力によって動作する第４のスイッチング素子Ｑｄとを備え、第４のスイッチング素子Ｑｄによりランプ電圧検出回路６の分圧比（図３０参照）を変化させる。このような構成によれば、点灯時のランプ電圧の異常上昇を検出して発振を停止させる際の検出感度を高く維持しながら、消灯状態から点灯状態に移行するときのランプ電圧の上昇を異常な電圧上昇と誤認することを防止できる。また本実施形態においても、バースト調光状態でランプまたは回路の異常によりランプ電圧Ｖｌａが上昇しても安全に回路を停止させることができる。

〔第１０の実施形態〕
図３２は本発明の第１０の実施形態となる放電灯点灯装置の回路図である。本実施形態の放電灯点灯装置は、１００％に近いバースト調光動作において、点灯期間と消灯期間を決めるＰＷＭ信号のＯＮデューティの変化に対する光出力の変化率のリニアリティを改善するようにしたものである。従来の特許文献２の技術では、ランプに始動電圧が印加されてから点灯するまでの間にタイムラグが発生する。このため、点灯期間と消灯期間を決めるＰＷＭ信号のＯＮデューティを１００％から９９％に変化させた場合、上記タイムラグによって出力は９９％よりも大きく低下することになる（図３５の破線参照）。したがって、調光信号の変化に対する光出力の変化率のリニアリティが崩れるという問題があった。この点を鑑み、本実施形態は、図６に示した第２の実施形態の回路において、オペアンプＯＰ１の第２の入力を与えるバースト調光制御部４に、第２の基準電圧Ｖ２に一端を接続された抵抗Ｒ５と、この抵抗Ｒ５の他端と基準電位（グランド）間に接続されて抵抗Ｒ５と共に積分回路を構成するコンデンサＣ１１と、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１１の接続点とオペアンプＯＰ１の反転入力端子の間に接続された抵抗Ｒ７とダイオードＤ１の直列回路と、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１１の接続点と基準電位（グランド）間に抵抗Ｒ６を介して接続されたスイッチング素子Ｑａとを備えたものとしている。第２の実施形態と同様にスイッチング素子ＱａはＰＷＭ信号によりオン／オフする。

図３３（ａ）〜（ｅ）、図３４（ａ）〜（ｅ）は本実施形態の放電灯点灯装置の動作波形図であり、（ｄ）Ｖｌａはランプ電圧、（ｅ）Ｉｌａはランプ電流、（ｃ）Ｖｃ１１はコンデンサＣ１１の電圧である。図３３（ａ）〜（ｅ）はＰＷＭ信号のＯＮデューティが約５０％のときの動作を示しており、図３４（ａ）〜（ｅ）はＰＷＭ信号のＯＮデューティが１００％より少し小さいときの動作を示している。図３３（ａ）〜（ｅ）、図３４（ａ）〜（ｅ）のｔ０〜ｔ１、ｔ１〜ｔ２、ｔ２〜ｔ３の各期間について、本実施形態の動作を説明する。

［ｔ０〜ｔ１の期間について］
この期間ではＰＷＭ信号がＨレベルであるので、トランジスタＱａはオン、そのコレクタ電圧はグランドレベルであり、コンデンサＣ１１の電圧が低下することでダイオードＤ１は逆バイアスされてオフとなり、バースト調光制御部４の出力は高インピーダンス状態となっている。これは、第２の実施形態と同様に、従来の電流フィードバック調光方式と同じである。

［ｔ１〜ｔ２の期間について］
時刻ｔ１でスイッチング素子Ｑａがオフすると、第２の基準電圧Ｖ２から抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ１１を充電し、コンデンサＣ１１の電圧Ｖｃ１１が所定値（ＶＦ＋Ｖ１）以上となると、ダイオードＤ１がオンとなる（時刻ｔ１１）。ここで、ＶＦはダイオードＤ１の順方向電圧降下である。時刻ｔ１１でダイオードＤ１がオンすると、抵抗Ｒ７、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１１からの電流がオペアンプＯＰ１の反転入力端子に向けて流れ、オペアンプＯＰ１の出力電圧が低下し、発振周波数は高くなる。抵抗Ｒ５、Ｒ７に流れる電流が十分大きくなれば、オペアンプＯＰ１の出力可能範囲の下限まで出力電圧が低下する。これにより、第２の実施形態と同様に、抵抗Ｒ４で消灯期間の予熱周波数を設定する。

このように、時刻ｔ１１以降は、第２の基準電圧Ｖ２を抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１１の積分回路で積分した漸増電圧が抵抗Ｒ７とダイオードＤ１を介してオペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続されることになる。オペアンプＯＰ１はバースト調光制御のための加算器の役割を兼用しており、電流検出回路による検出電圧に対して入力抵抗Ｒ２とＲ７の比率でコンデンサＣ１１の漸増電圧Ｖｃ１１が加算されたことになる。すなわち、オペアンプＯＰ１から見ると、ローパスフィルタＬＰＦから出力される回路電流の検出電圧が徐々に上昇するのと同じ状態となるので、オペアンプＯＰ１は回路電流を徐々に減少させるように出力電圧を徐々に低下させて行くことになる。ｔ１〜ｔ２の期間が比較的長い場合（図３３）には、最終的には熱陰極蛍光ランプＦＬが消灯するように、回路定数を設定しておき、ｔ１〜ｔ２の期間が極めて短い場合（図３４）には、熱陰極蛍光ランプＦＬのランプ電流Ｉｌａが低下する程度となるように、回路定数を設定しておく。

ｔ１〜ｔ２の期間が比較的長い場合（図３３）には、時刻ｔ２では、トランジスタＱａのコレクタ電圧は、第２の基準電圧Ｖ２とダイオードＤ１のアノード電位（ＶＦ＋Ｖ１）を抵抗Ｒ５，Ｒ７で分圧した電圧に収束するが、ｔ１〜ｔ２の期間が極めて短い場合（図３４）には、トランジスタＱａのコレクタ電圧は、そこまでは上昇しない。

［ｔ２〜ｔ３の期間について］
図３３の場合には、時刻ｔ２でスイッチング素子Ｑａがオンすると、抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ１１が放電を開始する。コンデンサＣ１１の電圧低下に応じて出力を上昇させようとして周波数が低下する。Ｖｃ１１＜ＶＦ＋Ｖ１となるとダイオードＤ１がオフする（時刻ｔ２１）。ダイオードＤ１がオフすることでコンデンサＣ１１から供給されていた電流が遮断されるので、フィードバック回路の入力が減少するから、出力を上昇させようとして周波数がさらに低下し、ランプ電圧が上昇して行く。始動に必要な電圧を超えると、ランプが点灯する（時刻ｔ３）。最終的に第１の基準電圧Ｖ１に見合う出力となる周波数まで変化し、その後は、ｔ０〜ｔ１の期間の動作と同じとなる。時刻ｔ３以降の動作は時刻ｔ０〜ｔ３の動作と同じであり、以下、上記と同様の動作により点灯／消灯を繰り返す。

図３４のように、ＰＷＭ信号のＯＮデューティが１００％に近い（Ｌレベルの期間がごく短い）場合、Ｖｃ１１≧ＶＦ＋Ｖ１となる時間が非常に短い。したがって、周波数の変化が小さいので、ランプが完全に消えず時刻ｔ１１〜ｔ３の間、出力が若干低下する動作となる。これによって連続点灯状態からバースト調光状態に移行する際、ＰＷＭ信号のＯＮデューティを１００％から例えば９９％に変化させたときに、従来のように放電灯ＦＬ始動のタイムラグ発生で出力が９９％よりも大きく低下するという不具合を防止できる。

図３５は本実施形態の放電灯点灯装置の動作説明図であり、実線は本実施形態によりリニアリティの改善された調光特性、破線はＰＷＭ信号のＯＮデューティが１００％付近でリニアリティの良くない従来の調光特性を示している。横軸はＰＷＭ信号のＯＮデューティ（一周期に占めるＨレベル期間の割合）であり、縦軸は負荷出力（光出力）である。ＰＷＭ信号のＯＮデューティが増加するにつれて負荷出力が増大するときの傾きが、従来例（破線）ではＯＮデューティが１００％付近で急峻であるのに対して、本発明（実線）では概ね直線的であり、リニアリティが改善されていることが分かる。

図３５のように、従来は出力が一旦落ちてからリニアに変化していたが、本実施形態は出力低下を抑えリニアに変化させることができる。また、抵抗Ｒ５、コンデンサＣ１１の積分時定数によってランプ電流Ｉｌａの立下り時間を設定できる。本実施形態の積分回路が無いとき、周波数の変化速度はフィードバック回路の応答性によって決まる。点灯期間のランプ安定点灯のため、極力フィードバック回路の応答性を高くしたいが、点灯期間から消灯期間への急激な周波数変化で共振動作に過渡的な乱れを引き起こす可能性があるので、フィードバック回路の応答性をあまり高くできない。しかしながら、本実施形態ではランプ電流Ｉｌａの立下り時間を個別に設定できるので、フィードバック回路の応答性を高めつつ、共振動作の過渡的な乱れを防止することが可能となる。また、ランプ電流Ｉｌａの急激な変化も抑えられるので、ランプから輻射される高周波ノイズ成分を抑えられる。なお、本実施形態も上述の第２〜第９の実施形態と適宜組み合わせて構成できることは言うまでもない。

また図３６に、第２の実施形態の一変形例として、インバータ回路の他の構成例を示している。この例では、直流電源ＥにコンデンサＣ５，Ｃ６の直列回路を接続してハーフブリッジ構成としている。コンデンサＣ５，Ｃ６の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の間にトランスＴ０の一次巻線を接続し、トランスＴ０の二次巻線に予熱回路及び共振負荷回路を接続している。この構成によれば、トランスＴ０の昇圧比を任意に設定することにより、管電圧の高いランプでも容易に点灯可能となる利点がある。ここでは、第２の実施形態に適用した回路を例示したが、上述の第３〜第１０の実施形態のいずれにおいても適用可能であることは言うまでも無い。また、インバータ回路はハーフブリッジ構成に限らず、フルブリッジ構成であっても構わない。これは、後述する実施形態においても同様である。

さらに図３７に、第２の実施形態の他の変形例であり、電流検出回路として、ランプ電流Ｉｌａを検出するＩｌａ検出回路９を用いた例を示している。図６の回路では、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出することで、実質的にランプ電力をフィードバック制御しているが、図３７の回路では、Ｉｌａ検出回路９の検出出力をフィードバック回路に入力することで、ランプ電流をフィードバック制御することができる。ここでは、第２の実施形態に適用した回路を例示したが、上述の第３〜第１０の実施形態のいずれにおいても適用可能であることは言うまでも無い。また回路電流の検出箇所は図６、図３７に例示した箇所に限定されないことは言うまでもなく、フィードバック回路に入力できる回路電流を検出できれば良い。

〔第１１の実施形態〕
図３８（ａ）〜（ｅ）は本発明の第１１の実施形態となる放電灯点灯装置の動作波形図である。本実施形態の放電灯点灯装置の回路構成は図１と同じで良い。本実施形態の放電灯点灯装置は、バースト調光信号のオフ期間の予熱は、インバータ回路１の電圧−電流特性と放電灯ＦＬの電圧−電流特性が交点を持たないようにインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗが選択された第１の予熱モード（周波数ｆ１）と、消灯状態の放電灯ＦＬが再点灯しない程度に第１の予熱モードよりインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗが低く選択された第２の予熱モード（周波数ｆ２）とからなることを特徴とする。このように、予熱時の駆動周波数ｆｓｗを２段階で切り替えることにより、始動時の高電圧Ｖｐによるストレスを低減する効果がある。

第２の予熱モードの周波数ｆ２は、点灯状態の放電灯を立ち消えさせることは出来ないが、消灯状態の放電灯を再点灯させることも出来ない周波数である。したがって、点灯時の周波数ｆ３からいきなり第２の予熱モードの周波数ｆ２に切り替えても放電灯は消灯しないから、深くまで調光することができない。そこで本実施形態では、点灯時の周波数ｆ３からいったん第１の予熱モードの周波数ｆ１に切り替えることにより放電灯を確実に立ち消えさせて、その後、適正な予熱電流が流せる第２の予熱モードｆ２の周波数に低下させて、予熱状態で待機する。バースト調光信号がオフ期間からオン期間に移行すると、さらに周波数を下げて放電灯を始動させることになるが、そのときのランプ電圧の変化分が少なく済むため、短期間で点灯が可能となり、その分ストレスを小さくすることができる。第１の予熱モードと第２の予熱モードの切り替えは、例えばタイマー手段を用いて、バースト調光信号がオフ期間に移行してからの経過時間が所定時間を越えると第２の予熱モードに切り替えるように構成すれば良い。

上述の図２のように、バースト調光信号のオン期間がオフ期間に比べて長い場合には、ランプ電流が流れている時間が長いことにより、フィラメントの輝点温度が高いから、第２の予熱モードを省略しても構わない。一方、上述の図３のように、バースト調光信号のオン期間がオフ期間に比べて短い場合には、ランプ電流が流れている時間が短いことにより、フィラメントの輝点温度が低くなるから、バースト調光信号がオフ期間に移行してからの経過時間が所定時間を越えると第２の予熱モードに切り替えることで、予熱電流を増やすと良い。これにより、第１の予熱モードの周波数ｆ１からいきなり点灯時の周波数ｆ３に切り替える場合に比べると、熱陰極の熱電子放出が活発となるので、低い始動電圧Ｖｐでも放電灯を絶縁破壊することができる。

以上のように、本実施形態の放電灯点灯装置は、バースト調光信号のオフ期間の予熱は、インバータ回路１の電圧−電流特性と放電灯の電圧−電流特性が交点を持たないようにインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗが選択された第１の予熱モード（周波数ｆ１）と、消灯状態の放電灯ＦＬが再点灯しない程度に第１の予熱モードよりインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗが低く選択された第２の予熱モード（周波数ｆ２）とからなる。また第１の予熱モードの予熱電流は、第２の予熱モードの予熱電流よりも小さい。このような構成によれば、第１の予熱モードにより余分な予熱電流を抑制して消費電力を低減できると共に、第２の予熱モードにより次回に放電灯が消灯状態から点灯状態に移行するときの始動電圧を低くすることができ、回路のストレスを低減し、ノイズの発生を少なくできる。

〔第１２の実施形態〕
図３９（ａ）〜（ｅ）は本発明の第１２の実施形態となる放電灯点灯装置の動作波形図である。本実施形態の放電灯点灯装置の回路構成も図１と同じで良い。本実施形態の放電灯点灯装置は、第１の予熱モードから第２の予熱モードへ移行するときにインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗが連続的に低下することを特徴とする。このように、予熱時の駆動周波数ｆｓｗを連続的に低下させて行くことにより、第１１の実施形態と同様に、始動時の高電圧Ｖｐによるストレスを低減する効果がある。

図３９においても、図３８の場合と同様に、バースト調光信号のオフ期間になると、インバータ回路１の電圧−電流特性と放電灯ＦＬの電圧−電流特性が交点を持たないようにインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗが選択された第１の予熱モード（周波数ｆ１）に移行し、放電灯ＦＬを確実に消灯させる。これにより深くまで調光することを可能とする。バースト調光信号のオン期間に比べてオフ期間の時間比率が長くなると、ランプ電流が流れている時間が短くなることにより、フィラメントの輝点温度が低くなるから、それを補うように、インバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗを連続的に低下させて、予熱電流を徐々に増加させる。

第１の予熱モードから第２の予熱モードへの切り替えはタイマー手段などを用いて行うことができ、図３９において、バースト調光信号のオフ期間がオン期間に比べて短い場合には、上述の図２のような動作となり、バースト調光信号のオフ期間がオン期間に比べて長い場合に、図３９の動作となるようにしても良い。上述の図３８の場合についても同様である。なお図３８、図３９において、第１の予熱モードにおける予熱電流は第２の予熱モードにおける予熱電流よりも小さいが、これは放電灯ＦＬを確実に消灯させる第１の予熱モードにおけるインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗが高いことにより、共振用インダクタＬ１に流れる共振電流が小さくなり、その２次巻線に誘起される高周波電圧の低下が共振コンデンサＣ３，Ｃ４のインピーダンス低下を上回ることによる。

以上のように、本実施形態の放電灯点灯装置は、第１の予熱モードから第２の予熱モードへの移行時にインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗが連続的に変化する。また第１の予熱モードの予熱電流は、第２の予熱モードの予熱電流よりも小さい。このような構成によれば、第１の予熱モードにより余分な予熱電流を抑制して消費電力を低減できると共に、第２の予熱モードにより次回に放電灯が消灯状態から点灯状態に移行するときの始動電圧を低くすることができ、回路のストレスを低減し、ノイズの発生を少なくできる効果がある。

〔第１３の実施形態〕
図４０は本発明の第１３の実施形態となる放電灯点灯装置の回路図である。本実施形態の放電灯点灯装置は、上述の図６の回路において、予熱電流を供給するトランスＴ１とコンデンサＣｆの直列回路に更にスイッチング素子Ｑ３を直列に接続し、コンデンサＣｆとスイッチング素子Ｑ３の接続点からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点へ電流が流れる方向にダイオードＤｆを追加したものである。本実施形態の回路を用いれば、スイッチング素子Ｑ３のオン・オフで任意の期間だけ予熱電流を切ることができる。これにより、余分な予熱電流を抑制して消費電力を低減できる。すなわち、スイッチング素子Ｑ３をバースト調光信号のオン期間内あるいはオフ期間内において、インバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗよりも十分に低い周波数でオン・オフ制御（ＰＷＭ制御）することにより、バースト調光信号のオン期間、オフ期間の予熱電流の平均値をそれぞれ自在に制御することができるから、駆動周波数ｆｓｗの変化に応じて予熱電流Ｉｆ１，Ｉｆ２の大きさが変化する予熱回路２の周波数特性とは独立して予熱電流を精度良く制御できる利点がある。

〔第１４の実施形態〕
図４１（ａ）〜（ｅ）は本発明の第１４の実施形態となる放電灯点灯装置の動作波形図である。本実施形態の放電灯点灯装置の回路構成は図１と同様で良い。本実施形態の放電灯点灯装置は、熱陰極放電灯ＦＬの消灯を確実に行う他の手段として、バースト調光信号のオン期間からオフ期間への切替時に一定期間だけ、インバータ回路１の発振を停止させるように制御するものである。このように制御することにより、必ずしも図５の特性（ａ）→（ｂ）で示したようにバラストＶ−Ｉ特性がランプＶ−Ｉ特性（ｃ）と交点を持たなくなるまでインバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗを変化させなくても、熱陰極放電灯ＦＬを消灯させることが可能である。ひとたび熱陰極放電灯ＦＬが消灯してしまえば、再点灯するのには高い電圧を必要とするので、インバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗを確実に立ち消えが生じる周波数ｆ１まで高く制御できなくても熱陰極放電灯ＦＬが再点灯することはなく、熱陰極放電灯ＦＬのランプ電流を停止させたまま予熱電流は供給することができる。したがって、消灯の際に周波数の制御範囲をあまり広げ過ぎなくとも済み、ノイズ対策が容易になる。

図４１の例では、バースト調光信号のオフ期間の駆動周波数ｆｓｗを第１１の実施形態（図３８）の第２の予熱モードの周波数ｆ２に設定しているが、オフ期間の開始時にインバータ回路１の発振を停止させることにより放電灯ＦＬを立ち消えさせることができるから、その後、インバータ回路１の発振が第２の予熱モードの周波数ｆ２で再開しても、ランプ電流Ｉｌａは停止させたままとすることができる。したがって、第１１の実施形態の場合に比べると、インバータ回路１の駆動周波数ｆｓｗの制御範囲を狭くすることができ、ノイズ対策が容易となる。ここでは、第１の実施形態に適用した回路を例示したが、例えば第２の実施形態の予熱回路２を用いた構成でもよく、予熱回路の構成に関わらず適用可能であることは言うまでも無い。

上述の第１〜第１４の実施形態のいずれかに記載の放電灯点灯装置は、複数本の放電灯を用いた輝度調節機能付きの液晶表示装置に搭載することができる。図４２は液晶表示装置の概略構成を示す斜視図である。例えば、内面が鏡面加工された筐体２１の内部に、複数本の放電灯ＦＬを隣接して略等間隔に配置し、さらに各放電灯ＦＬの表面に液晶パネル２２を配置したものである。なお、液晶パネル２２の背面にプリズムシートのような光拡散板を配置することにより画面各部の輝度分布を均一化することができる。本発明の液晶表示装置を用いれば、光源となる放電灯ＦＬの熱陰極を精度良く予熱制御できるので、ランプ寿命を長くすることができる。また、始動電圧を低下させることで、ノイズを低減でき、液晶パネル２２や周辺回路への影響も小さくなる。なお本発明の放電灯点灯装置の用途は液晶表示装置に限定されるものではなく、熱陰極放電灯を用いた照明装置にも搭載できることは言うまでも良い。

本発明は、光源となる放電灯の点灯期間と消灯期間の時間比率を変化させることにより調光する放電灯点灯装置に適用することができる。

Claims (24)

1. 熱陰極を有する放電灯に電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路のスイッチング動作により放電灯の熱陰極に予熱電流を供給する予熱回路を有する放電灯点灯装置において、
   オン期間とオフ期間の比率を決めるバースト調光信号を入力し、バースト調光信号のオフ期間には放電灯の両端に電圧を印加しながら放電灯のランプ電流を停止させ、バースト調光信号のオン期間には放電灯を絶縁破壊してランプ電流を供給し、バースト調光信号のオン期間もオフ期間も、常時放電灯の熱陰極に予熱電流を供給し、前記インバータ回路は駆動周波数が高くなるほど放電灯への供給電力が低下する周波数可変型のインバータ回路であり、前記バースト調光信号のオフ期間には、インバータ回路の電圧−電流特性と放電灯の電圧−電流特性が交点を持たなくなるまでインバータ回路の駆動周波数を高くすることで、放電灯のランプ電流を停止させると共に熱陰極の予熱は継続することを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 上記放電灯へランプ電流を供給するためのインバータ回路のスイッチング素子と、上記放電灯の熱陰極へ予熱電流を供給するためのインバータ回路のスイッチング素子は、兼用されていることを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯装置。
3. 前記インバータ回路は、直流電圧を高周波電圧に変換する共振回路を含んで構成され、回路電流を検出する電流検出回路と、電流検出回路の出力電圧を第１の基準電圧と比較し、誤差信号を出力する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力に応じてインバータ回路の動作周波数を変化させるＶ−ｆ変換器とを備え、第２の基準電圧を発生する手段と、前記バースト調光信号のオフ期間に電流検出回路の出力電圧に第２の基準電圧を加算する加算器とを備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の放電灯点灯装置。
4. 前記誤差増幅器及び加算器は、オペアンプを含んで構成され、前記電流検出回路の出力を前記オペアンプの反転入力端子に接続する第１の抵抗と、オペアンプの出力を前記反転入力端子に帰還するコンデンサを含む帰還回路と、第２の基準電圧に一端を接続された第２の抵抗と、第２の抵抗の他端を前記反転入力端子に接続するダイオードと、第２の抵抗とダイオードの接続点と基準電位間に接続された第１のスイッチング素子とを備え、前記バースト調光信号のオン期間に第１のスイッチング素子をオン、前記バースト調光信号のオフ期間に第１のスイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項３に記載の放電灯点灯装置。
5. 前記第２の基準電圧は積分回路を介して前記加算器に入力されるを特徴とする請求項３に記載の放電灯点灯装置。
6. 前記誤差増幅器及び加算器は、オペアンプを含んで構成され、前記電流検出回路の出力を前記オペアンプの反転入力端子に接続する第１の抵抗と、オペアンプの出力を前記反転入力端子に帰還するコンデンサを含む帰還回路と、第２の基準電圧に一端を接続された第２の抵抗と、第２の抵抗の他端と基準電位間に接続されて第２の抵抗と共に前記積分回路を構成するコンデンサと、前記第２の抵抗とコンデンサの接続点と前記反転入力端子の間に接続された第３の抵抗とダイオードの直列回路と、第２の抵抗と前記コンデンサの接続点と基準電位間に第４の抵抗を介して接続された第１のスイッチング素子とを備え、前記バースト調光信号のオン期間に第１のスイッチング素子をオン、前記バースト調光信号のオフ期間に第１のスイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項５に記載の放電灯点灯装置。
7. 前記Ｖ−ｆ変換器はＶ−Ｉ変換器とＩ−ｆ変換器とで構成され、Ｖ−Ｉ変換器は第３の基準電圧と前記オペアンプの出力間に第３の抵抗を接続した構成とし、第３の抵抗に流れる電流をＩ−ｆ変換器に入力したことを特徴とする請求項４又は請求項６に記載の放電灯点灯装置。
8. 前記バースト調光信号のオフ期間にオペアンプの出力を略基準電位とし、その期間の動作周波数を第３の抵抗にて設定したことを特徴とする請求項７に記載の放電灯点灯装置。
9. 前記インバータ回路は少なくとも１つのスイッチング素子を備え、前記電流検出回路は、前記インバータ回路のスイッチング素子の電流を検出することを特徴とする請求項３乃至請求項８のうち、いずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
10. 前記第１の基準電圧を可変して前記バースト調光信号のオン期間の負荷出力を変化させることを特徴とする請求項３乃至請求項９のうち、いずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
11. 前記第２の基準電圧は、前記バースト調光信号またはその反転信号をデューティ−ＤＣ変換器に入力して得られた直流電圧であることを特徴とする請求項３乃至請求項１０のうち、いずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
12. 放電灯印加電圧又はそれに相当する電圧を検出する電圧検出回路と、その出力と前記オペアンプの反転入力端子の間に接続される第２のスイッチング素子と第４の抵抗の直列回路とを備え、前記電圧検出回路の出力がある一定電圧を超えると前記第２のスイッチング素子がオンすることを特徴とする請求項４、請求項６乃至請求項１１のうち、いずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
13. 前記インバータ回路のスイッチング素子の電流検出回路と、その出力と前記オペアンプの反転入力端子の間に接続される第２のスイッチング素子と第４の抵抗の直列回路とを備え、前記インバータ回路のスイッチング素子の電流検出回路の出力がある一定電圧を超えると前記第２のスイッチング素子がオンすることを特徴とする請求項４、請求項６乃至請求項１１のうち、いずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
14. 前記バースト調光信号のオン期間の開始を遅延させた信号を出力する第１の遅延手段と、前記バースト調光信号のオフ期間にオンされる第３のスイッチング素子と、第３のスイッチング素子のオン時に第３の基準電圧から第３の抵抗に流れる電流を分流する第５の抵抗とを備え、前記バースト調光信号のオフ期間の動作周波数を前記第３の抵抗と第５の抵抗にて設定し、第１の遅延手段により前記バースト調光信号のオン期間の開始を遅延させた信号により前記第１のスイッチング素子を前記バースト調光信号のオン期間の開始より遅れてオンさせ、第１の遅延手段で設定される遅延時間の動作周波数を前記第３の抵抗にて設定したことを特徴とする請求項７に記載の放電灯点灯装置。
15. ランプ電流を検出することで放電灯の点灯を判別する点灯判別手段と、前記バースト調光信号のオフ期間にオンされる第３のスイッチング素子と、第３のスイッチング素子のオン時に第３の基準電圧から第３の抵抗に流れる電流を分流する第５の抵抗とを備え、前記バースト調光信号のオフ期間の動作周波数を前記第３の抵抗と第５の抵抗にて設定し、前記点灯判別手段によりランプ電流が流れていることを検出したときに前記第１のスイッチング素子をオンさせ、前記点灯判別手段により放電灯の点灯を判別するまでの動作周波数を前記第３の抵抗にて設定したことを特徴とする請求項７に記載の放電灯点灯装置。
16. 放電灯印加電圧又はそれに相当する電圧を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路の出力と第４の基準電圧とを比較する比較器と、前記比較器の出力によってＶ−ｆ変換器の発振を停止する機能と、前記バースト調光信号のオン期間の開始を遅延させた信号を出力する第２の遅延手段と、前記第２の遅延手段の出力によって動作する第４のスイッチング素子とを備え、第４のスイッチング素子により前記電圧検出回路の分圧比と前記第４の基準電圧の少なくとも一方を変化させることを特徴とする請求項３乃至請求項１１のうち、いずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
17. バースト調光信号のオフ期間の予熱は、インバータ回路の電圧−電流特性と放電灯の電圧−電流特性が交点を持たないようにインバータ回路の駆動周波数が選択された第１の予熱モードと、消灯状態の放電灯が再点灯しない程度に第１の予熱モードよりインバータ回路の駆動周波数が低く選択された第２の予熱モードとからなることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の放電灯点灯装置。
18. 第１の予熱モードから第２の予熱モードへの移行時にインバータ回路の駆動周波数が連続的に変化することを特徴とする請求項１７に記載の放電灯点灯装置。
19. 第１の予熱モードの予熱電流は、第２の予熱モードの予熱電流よりも小さいことを特徴とする請求項１７又は請求項１８に記載の放電灯点灯装置。
20. 予熱電流の供給を一定期間、停止させる手段を設けたことを特徴とする請求項１、請求項２、請求項１７乃至請求項１９のうち、いずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
21. 予熱電流の供給を一定期間、停止させる手段は、インバータ回路の発振を一定期間、停止させる手段であることを特徴とする請求項２０に記載の放電灯点灯装置。
22. 予熱電流の供給を一定期間、停止させる手段は、インバータ回路の発振出力の予熱回路への供給を一定期間、遮断する手段であることを特徴とする請求項２０に記載の放電灯点灯装置。
23. 請求項１乃至請求項２２のうち、いずれか１項に記載の放電灯点灯装置を含んでなる照明装置。
24. 請求項１乃至請求項２２のうち、いずれか１項に記載の放電灯点灯装置を含んでなる液晶表示装置。

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