JPWO2006120884A1 - バッテリ充電およびランプ点灯制御回路 - Google Patents

Abstract

非充電時、サイリスタ７−１は半波成分Ｗｐが立ち上がってもＯＦＦを維持する。半波成分Ｗｐの電圧は無負荷時の正弦波に近い波形となる。電圧検出回路８０１は半波成分Ｗｐの電圧を検出する。電圧シフト回路８０３は検出した波形を充電電圧Ｖｃに相当するシフト電圧だけシフトダウンする。積分回路８０４は積分出力を遅延時間指示Ｖｔとして出力する。ゲート制御回路８０５は、負側の半波成分Ｗｎの立ち上がり時から遅延時間指示Ｖｔに従って遅延したタイミングでサイリスタ７−２をＯＮする。超過部分の面積に比例した遅延時間Ｔｄをもってランプ６側への出力電流が立ち上がる。充電時の出力電流を基準として非充電時の出力電流のピーク値を調整して均一にすることができる。

Description

本発明は、交流発電出力を正側および負側で分離し、バッテリの充電用の電源およびランプへの電源を供給する制御回路に関し、特にランプへの電源の供給を安定化した制御回路に関する。
また、本発明は、交流発電機を用いてバッテリの充電を行うバッテリ充電装置に関し、特に、バッテリがオープン状態となった場合に接続負荷を保護する接続負荷保護回路に関する。

一般に、バイクなどのエンジンにより駆動される発電機の交流発電出力を用いて、バッテリを充電するための電源と、ヘッドライト等のランプを点灯するための電源を供給する制御回路がある。

この種の制御回路には、発電機の駆動速度が高速となったときにランプの駆動電圧のピーク値が高くなってランプが過電圧となることを防止するために、発電電圧が高くなるとランプを駆動する半波出力を間引くことにより実効電圧を抑えるものがある（図２（ｂ）、図１９（ｂ）、図１９（ｃ）参照）。

このような制御回路では、ランプのちらつきなどの問題を生じるため従来、特許文献１に記載される技術があった。この技術によれば、ランプ実効電圧が閾値を越えたときに遅延回路を作動させ、ランプ制御用のサイリスタがＯＮするタイミングを遅らせることによりランプの駆動電圧のピーク値を低減する。

しかしながら特開２００１−９３６８０号公報に記載される技術では、発電機の駆動速度がある程度の速度に達すると、バッテリの充電電源がＯＮとなった直後以外の半波成分について一律にレベルシフトを行うだけの動作となり、レベルシフト後の半波成分のピーク値が過大な場合、半波波形を間引かなくては供給電力が過大となってしまうため、ランプのちらつきという第１の問題が浮上する。

また、従来から、交流発電機を用いてバッテリの充電を行うバッテリ充電装置が知られている（例えば、特開２００１−９３６８０号公報参照）。この種のバッテリ充電装置においては、バッテリがオープン状態となった場合に、交流発電機の出力電圧と同等の電圧がレギュレータに出力されるために、交流発電機の出力がパワーアップした場合や高回転時には、高い電圧がレギュレータに出力され、接続負荷が破損する恐れがある。

このようなことから、従来は、接続負荷を保護するために以下のような方法が取られていた。その一つの方法としては、図９のような回路を用いて、交流発電機１１０３の出力電圧を間引く処理を行い、接続負荷１６０３にかかる実効値電圧を制御するものである。具体的には、このような回路は、例えば、図９に示すような回路で構成されており、バッテリがオープン状態となった場合に、交流発電機１１０３の出力電圧を間引く制御を行う。

ここで、ツェナーダイオードＺ２３のツェナー電圧は、バッテリ電圧（規格値）よりも高く設定されており、バッテリがオープン状態において、レギュレータ１２０３の出力電圧が高いときに、ダイオードＤ２１からツェナーダイオードＺ２３、抵抗を通って、コンデンサＣ２１に電荷を充電させる。そして、コンデンサＣ２１に電荷がチャージされると、この電圧により、トランジスタＱ２１をＯＮ状態に保持し、トランジスタＱ２２、Ｑ２３をＯＦＦすることによりサイリスタＳＣＲ２２をＯＦＦする。これによって、接続負荷１６０３に供給されていたレギュレータ１２０３の出力をＯＦＦすることができる。

なお、コンデンサＣ２１にチャージされた電荷が減少して電位が低下すると、トランジスタＱ２１のＯＮ状態を保持できなくなり、トランジスタＱ２１がＯＦＦ状態となった場合には、サイリスタＳＣＲ２２がＯＮ状態となってレギュレータ１２０３が接続負荷１６０３に対して出力電圧を供給することになるが、このとき、バッテリがオープン状態であれば、先程と同様の経路をたどって、再び、コンデンサＣ２１を充電させる。したがって、こうした状態を継続することによって、レギュレータ１２０３から接続負荷１６０３へ供給される出力電圧が間引かれ、接続負荷１６０３にかかる実効値電圧が制御される。

なお、バッテリ接続時およびバッテリオープン時のチャージ（図９中のＡ点）−アース（図９中のＥ点）間電圧、バッテリ（図９中のＢ点）−アース（図９中のＥ点）間電圧、ランプ（図９中のＬ点）−アース（図９中のＥ点）間電圧、コンデンサＣ２１のチャージ電圧、サイリスタＳＣＲ２１のゲート信号、サイリスタＳＣＲ２２のゲート信号は、図１０ａおよび図１０ｂに示すようになっている。図１０ａに示すように、バッテリ接続状態においては、バッテリ（図９中のＢ点）−アース（図９中のＥ点）間電圧が適切な値に制御されているが、バッテリオープン時には、図１０ｂに示すように、チャージ（図９中のＡ点）−アース（図９中のＥ点）間電圧が一部間引かれた状態でバッテリ（図９中のＢ点）−アース（図９中のＥ点）間電圧に現れているのがわかる。
図１１は、間引き制御のもう一つの方式を示している。この場合も、ツェナーダイオードＺ３１のツェナー電圧は、バッテリ電圧（規格値）よりも高く設定されており、バッテリがオープン状態において、レギュレータ１２０４の出力電圧が高いときに、ダイオードＤ３１からツェナーダイオードＺ３１、抵抗を通って、コンデンサＣ３１に電荷を充電させる。そして、コンデンサＣ３１に電荷がチャージされると、この電圧により、トランジスタＱ３１をＯＮ状態に保持し、サイリスタＳＣＲ３２をＯＦＦする。これによって、接続負荷１６０４に供給されていたレギュレータ１２０４の出力をＯＦＦすることができる。

なお、バッテリ接続時およびバッテリオープン時のチャージ（図１１中のＡ点）−アース（図１１中のＥ点）間電圧、バッテリ（図１１中のＢ点）−アース（図１１中のＥ点）間電圧、ランプ（図１１中のＬ点）−アース（図１１中のＥ点）間電圧、コンデンサＣ３１のチャージ電圧、サイリスタＳＣＲ３１のゲート信号、サイリスタＳＣＲ３２のゲート信号は、図１２ａおよび図１２ｂに示すようになっている。図１２ａに示すように、バッテリ接続状態においては、バッテリ（図１１中のＢ点）−アース（図１１中のＥ点）間電圧が適切な値に制御されているが、バッテリオープン時には、図１２ｂに示すように、チャージ（図１１中のＡ点）−アース（図１１中のＥ点）間電圧が一部間引かれた状態でバッテリ（図１１中のＢ点）−アース（図１１中のＥ点）間電圧に現れているのがわかる。

図１３は、従来の他の制御方式を示している。この方式は、バッテリがオープン状態のときに、サイリスタＳＣＲ４３をＯＮさせてレギュレータ１１０６の出力電圧に対してピークカットの制御を行うものである。ここで、ツェナーダイオードＺ４３のツェナー電圧は、バッテリ電圧（規格値）よりも高く設定されており、バッテリがオープン状態において、レギュレータ１１０６の出力電圧が高いときに、ダイオードＤ４１からツェナーダイオードＺ４３、抵抗を通って、ゲート信号を与えることによりサイリスタＳＣＲ４３によって交流発電機１１０５の出力を短絡するものである。したがって、この制御方式では、バッテリオープン時のレギュレータ１１０６の出力電圧のピークは、ツェナーダイオードＺ４３のツェナー電圧に近い値となる。

なお、バッテリ接続時およびバッテリオープン時のチャージ（図１３中のＡ点）−アース（図１３中のＥ点）間電圧、バッテリ（図１３中のＢ点）−アース（図１３中のＥ点）間電圧、ランプ（図１３中のＬ点）−アース（図１３中のＥ点）間電圧、サイリスタＳＣＲ４１のゲート信号、サイリスタＳＣＲ４２のゲート信号、サイリスタＳＣＲ４３のゲート信号は、図１４ａおよび図１４ｂに示すようになっている。図１４ａに示すように、バッテリ接続状態においては、バッテリ（図１３中のＢ点）−アース（図１３中のＥ点）間電圧が適切な値に制御されているが、バッテリオープン時には、図１４ｂに示すように、チャージ（図１３中のＡ点）−アース（図１３中のＥ点）間電圧がＺ４３のツェナー電圧に近い値となってバッテリ（図１３中のＢ点）−アース（図１３中のＥ点）間電圧に現れているのがわかる。

一般的に、バッテリやランプの電圧を調整するレギュレータでは、バッテリに関してはオープン式の制御、すなわち、バッテリ電圧が所定値よりも高くなるとＯＦＦする制御を行っている。従来は、このオープン式の制御をサイリスタを用いて行っていたために、バッテリ電圧が所定値よりも高くなった場合に、直ちにＯＦＦすることができなかった。そのため、この対策として、バッテリが無い状態やバッテリがハイインピーダンスになる劣化状態では、上記の間引き制御方式やピークカット方式が用いられてきた。

ところが、現在のように、二輪車の出力負荷が大きくなり、これに伴って交流発電機の出力も大きくなってくると、バッテリのオープン時に間引き制御を行っても、実効値は低減できるもののピーク電圧が高くなるために、負荷に高電圧がかかってしまうという問題がある。こうした事態を防止するために間引き時間を長くするとＣＤＩ等の点火が失火してしまい、通常のようにバイクが走行できなかったり、ランプ類が点滅をしてしまうという第２の問題があった。

また、ピークカット方式の場合は、実効値電圧が低くなりすぎて負荷に出力される電圧が小さいために、ランプ類が暗くなったり、負荷が動作しないという問題があった。さらに、出力の大きい交流発電機を短絡することからレギュレータの発熱量が大きくなるといった別の第２の問題もあった。

この発明は、第１の問題に鑑み、交流発電出力を正側および負側で分離し、バッテリの充電用の電源およびランプへの電源を供給する制御回路において、ランプへの電源の供給を安定化することを第１の課題とする。

上記の第１の課題を解決するために第１の発明は、交流発電出力を正側および負側の半波成分に分離し、一方をバッテリの充電端子への接続用の第１の電源供給端子に出力すると共に、他方をランプへの接続用の第２の電源供給端子に出力するバッテリ充電およびランプ点灯制御回路であって、次の手段を備えたものを提供する。
（１）第１の電源供給端子に出力する半波成分の電圧を検出する検出手段。
（２）前記バッテリの充電電圧に相当する基準値を記憶する記憶手段。
（３）前記検出手段による検出信号を前記基準値だけ降下させる第１の信号処理手段。
（４）該第１の信号処理手段の出力信号の大きさに正相関する信号を生成して遅延時間指示とする第２の信号処理手段。
（５）この遅延時間指示に従った遅延時間をもって、第２の電源供給端子に出力する半波成分の出力開始時期を該半波成分の立ち上がり時期から遅延させる制御手段。

また第２の発明は、請求項１記載のバッテリ充電およびランプ点灯制御回路において、前記第２の信号処理手段は、前記第１の信号処理手段の出力信号を積分して遅延時間指示を生成するものであることを特徴とするバッテリ充電およびランプ点灯制御回路を提供する。

この発明によれば、バッテリの充電電圧に相当する基準値を予め設定しておき、検出信号を基準値だけ降下させた後の半波成分の波形の大きさを評価して過大さを示す指標とし、この指標に正相関する遅延時間指示を生成して、第２の電源供給端子に出力する半波成分の出力開始時期を遅延する。このことにより半波成分の過大さを反映して第２の電源供給端子に出力する半波成分の大きさを調整して均一性を向上させることができる利点がある。

しかもバッテリの充電電圧に相当する基準値とするので、バッテリの充電時の半波成分の大きさを基準として調整することができる。すなわち発電機が十分な速度で駆動している状態において、第２の電源供給端子側の半波成分は、バッテリの充電時に最小の波形となるので、この最小の波形を基準に他の半波成分の大きさを揃えることにより、ちらつきを生じない範囲における最大限の電源供給が可能となる利点がある。

これらの利点をもって、前記のランプに対し、ばらつきのない安定した電源を供給することが可能となる。また半波成分の波形の大きさを評価して正相関する遅延時間指示を生成するにあたって、第１の信号処理手段の出力信号を積分して遅延時間指示とする形態をとれば、簡素な回路構成により的確な評価が可能となる利点がある。

また、本発明は上記第２の問題に鑑みてなされたものであり、位相制御を行ってサイリスタの点弧タイミングを遅らせることにより負荷に出力される電圧のピークを低く抑えると共に、間引きが少なく、かつレギュレータにおける発熱量を低減する接続負荷保護回路を提供することを目的とする。

上記した課題を解決するために本発明は、以下の事項を提案している。
第３の発明は、交流発電機の出力を正側および負側の半波成分に分離し、サイリスタを介して、その一方をバッテリの陽極および接続負荷に供給するバッテリ充電制御装置において、前記バッテリがオープン状態である場合に前記接続負荷を保護する接続負荷保護回路であって、前記交流発電機の出力に正相関する第１の遅延時間を生成する第１の遅延時間生成手段と、該第１の遅延時間生成手段において生成された第１の遅延時間をもって、前記サイリスタの点弧タイミングを制御するサイリスタ制御手段と、を備えたことを特徴とする接続負荷保護回路を提案している。

この発明によれば、第１の遅延時間生成手段が交流発電機の出力に正相関する第１の遅延時間を生成し、生成された第１の遅延時間をもって、サイリスタ制御手段がサイリスタの点弧タイミングを制御する。したがって、バッテリがオープン状態にあって、高い電圧が交流発電機から供給される場合であっても、接続負荷にかかる電圧値を低減することができる。

第４の発明は、第３の発明である接続負荷保護回路について、前記第１の遅延時間生成手段が、前記交流発電機の出力のうち、前記接続負荷側に供給する半波成分に対して半サイクル前の半波成分の電圧値に応じて第１の遅延時間を生成することを特徴とする接続負荷保護回路を提案している。

この発明によれば、第１の遅延時間生成手段が、交流発電機の出力のうち、接続負荷側に供給する半波成分に対して半サイクル前の半波成分の電圧値に応じて第１の遅延時間を生成する。したがって、交流発電機の出力電圧の上昇に迅速に対応することができる。

第５の発明は、第４の発明である接続負荷保護回路について、前記第１の遅延時間生成手段が、前記電圧値の積分値により第１の遅延時間を生成することを特徴とする接続負荷保護回路を提案している。

この発明によれば、第１の遅延時間生成手段が、電圧値の積分値により第１の遅延時間を生成する。したがって、抵抗とコンデンサ等の簡単な回路で交流発電機の出力電圧に正相関する遅延時間を容易に生成することができる。

第６の発明は、第３から第５のいずれかの発明である接続負荷保護回路について、前記バッテリの端子電圧を検出するバッテリ電圧検出手段を備え、該バッテリ電圧検出手段が、バッテリ充電電圧の上限値よりも高く、かつ、前記サイリスタの出力電圧よりも低い閾値を有し、前記バッテリの端子電圧が前記閾値の範囲内であるときに、前記第１の遅延時間をもってサイリスタ制御手段を作動させることを特徴とする接続負荷保護回路を提案している。

この発明によれば、バッテリ電圧検出手段が、バッテリ充電電圧の上限値よりも高く、かつ、サイリスタの出力電圧よりも低い閾値を有し、バッテリの端子電圧が閾値の範囲内であるときに、第１の遅延時間をもってサイリスタ制御手段を作動させる。したがって、バッテリがオープン状態にあるときには、毎サイクルごとにコンデンサの充電を行い、サイリスタの制御を実行することができる。

第７の発明は、第３から第６のいずれかの発明である接続負荷保護回路について、前記サイリスタの出力電圧を検出するサイリスタ電圧検出手段と、前記第１の遅延時間よりも長い第２の遅延時間を生成する第２の遅延時間生成手段とを備え、前記サイリスタの出力電圧が所定値よりも高いときに、前記第２の遅延時間をもってサイリスタ制御回路を作動させることを特徴とする接続負荷保護回路を提案している。

この発明によれば、サイリスタの出力電圧が所定値よりも高いときに、第２の遅延時間をもってサイリスタ制御回路を作動させる。したがって、サイリスタの出力電圧が所定値よりも高いときには、実効値電圧を安定させるために、第２の遅延時間をもってサイリスタ制御回路を作動させることにより間引き制御を実行する。

本発明によれば、位相制御を行ってサイリスタの点弧タイミングを遅らせることにより負荷に出力される電圧のピークを低く抑えると共に安定した実効値電圧を接続負荷に供給できるという効果がある。これにより、接続負荷を高電圧から保護し、電源不足による動作不良を防止し、かつ、レギュレータの発熱を低減できるという効果がある。

また、上記の第１の課題を解決するために本発明は、以下の手段を提案している。
第８の発明は、交流発電出力を正側および負側の半波成分に分離し、一方をバッテリの充電端子に出力すると共に、他方をサイリスタを介してランプに出力するランプ点灯制御回路であって、前記交流発電機の出力電圧を積分して該交流発電機の出力電圧に正相関する遅延時間を生成する位相制御手段と、該生成された遅延時間をもって、前記サイリスタの点弧タイミングを制御するサイリスタ制御手段とを備え、前記位相制御手段が、前記交流発電機の出力のうち、前記ランプに供給する半波成分に対して半サイクル前の半波成分の電圧値に応じて前記遅延時間を生成することを特徴とするランプ点灯制御回路を提案している。

この発明によれば、位相制御手段が交流発電機の出力電圧を積分して該交流発電機の出力電圧に正相関する遅延時間を生成し、サイリスタ制御手段が生成された遅延時間をもって、サイリスタの点弧タイミングを制御する。加えて、位相制御手段が、交流発電機の出力のうち、ランプに供給する半波成分に対して半サイクル前の半波成分の電圧値に応じて遅延時間を生成する。したがって、交流発電機の出力電圧が変動した場合であっても、その変動分を吸収してランプに安定した電圧を供給することができる。

第９の発明は、第８の発明であるランプ点灯制御回路において、前記ランプに供給する電圧を調整するランプ電圧調整手段を備え、該ランプ電圧調整手段が前記ランプに供給する電圧の実効値を平均化する実効値平均化手段を備えることを特徴とするランプ点灯制御回路を提案している。

この発明によれば、ランプ電圧調整手段がランプに供給する電圧の実効値を平均化する実効値平均化手段を備えることから、ランプに供給する電圧を安定化させることができる。

第１０の発明は、第９の発明であるランプ点灯制御回路において、前記実効値平均化手段が前記ランプに供給する電圧を積分する積分回路と、該積分回路の積分値を所定の閾値と比較し、該積分値が前記サイリスタ制御手段によるサイリスタの点弧タイミング時に該閾値を上回っている場合に、前記位相制御手段が生成する遅延時間に、さらに遅延時間を付加して前記サイリスタの点弧タイミングを制御する点弧タイミング制御手段と、を備えることを特徴とするランプ点灯制御回路を提案している。

この発明によれば、実効値平均化手段がランプに供給する電圧を積分する積分回路と、積分回路の積分値を所定の閾値と比較し、積分値がサイリスタ制御手段によるサイリスタの点弧タイミング時に該閾値を上回っている場合に、位相制御手段が生成する遅延時間に、さらに遅延時間を付加してサイリスタの点弧タイミングを制御する点弧タイミング制御手段とから構成される。したがって、簡単な回路構成で、ランプに供給する電圧を安定化させることができる。

第１１の発明は、第９または第１０の発明であるランプ点灯制御回路について、前記積分回路が少なくとも容量素子を備え、ランプ電圧調整手段が該容量素子の充電時間を早める充電時間短縮回路を備えることを特徴とするランプ点灯制御回路を提案している。

この発明によれば、ランプ電圧調整手段が容量素子の充電時間を早める充電時間短縮回路を備えることから、所望の傾きをもった積分波形を生成し、付加すべき遅延時間を的確に制御することができる。

第１２の発明は、第９から第１１のいずれかの発明であるランプ点灯制御回路について、前記ランプ電圧調整手段が前記ランプへの過電圧の印加を防止する過電圧防止回路を備えたことを特徴とするランプ点灯制御回路を提案している。

この発明によれば、ランプ電圧調整手段が前記ランプへの過電圧の印加を防止する過電圧防止回路を備えることから、例えば、複数のランプのうちのどれかのランプが開放状態等になって交流発電機側から過電圧が発生した場合においても、他のランプへの過電圧の印加を的確に防止することができる。

この発明によれば、半サイクル前の半波成分の大きさに応じて、ランプに出力する半波成分の大きさを調整し、電圧値の均一性を向上させることができ、ランプのチラツキ等を防止できる効果がある。また、簡単な回路構成で、ランプへの印加電圧の実効値を平準化できるという効果がある。

この発明の第１の実施形態にかかる制御回路の概略を示すブロック図である。 制御回路２の各部における波形を示すタイムチャートである。 従来の制御回路の各部における波形を示すタイムチャートである。 第２の実施形態に係る接続負荷保護回路の概略を示す構成図である。 第２の実施形態に係る接続負荷保護回路の構成図である。 第２の実施形態に係る接続負荷保護回路の回路各部の信号波形図である。 第２の実施形態に係る接続負荷保護回路の回路各部の信号波形図である。 第２の実施形態の変形例の構成図である。 変形例の回路各部の信号波形図である。 変形例の回路各部の信号波形図である。 従来例の構成図である。 従来例の回路各部の信号波形図である。 従来例の回路各部の信号波形図である。 従来例の構成図である。 従来例の回路各部の信号波形図である。 従来例の回路各部の信号波形図である。 従来例の構成図である。 従来例の回路各部の信号波形図である。 従来例の回路各部の信号波形図である。 第３の実施形態にかかるランプ点灯制御回路の概略を示すブロック図である。 第３の実施形態にかかるランプ点灯制御回路の回路図である。 第３の実施形態にかかるランプ点灯制御回路の各部における波形を示すタイムチャートである。 第３の実施形態にかかるランプ点灯制御回路の各部における波形を示すタイムチャートである。 従来の制御回路の各部における波形を示すタイムチャートである。

発明を実施するための形態

［第１の実施形態］
以下、図面を用いてこの発明の第１の実施形態について説明する。
図１は、この発明の第１の実施形態に係るバッテリ充電およびランプ点灯制御回路（以下「制御回路」という）の概略を示すブロック図である。同図に示すように、発電機１は例えばバイクのエンジンに直結駆動されるオルタネータである。制御回路２は、発電機１の出力端が接続される入力端子３と、負荷が接続される第１および第２の電源供給端子４−１、４−２とを有し、入力端子３に入力される交流発電出力を正側および負側の半波成分に分離し、正側の半波成分を用いて第１の電源供給端子４−１に電源を供給すると共に、負側の半波成分を用いて第２の電源供給端子４−２に電源を供給するものである。バッテリ５は例えばバイクのバッテリであり、第１の電源供給端子４−１に陽極（充電端子）が接続される。ランプ６は例えばヘッドライト等のランプであり、第２の電源供給端子４−２とグランドとの間に接続される。

上記の制御回路２はサイリスタ７−１、７−２を有する。サイリスタ７−１は、アノード側が入力端子３に接続されると共に、カソード側が第１の電源供給端子４−１に接続され、交流発電出力の正側の半波成分を第１の電源供給端子４−１に出力するものである。サイリスタ７−２は、カソード側が入力端子３に接続されると共に、アノード側が第２の電源供給端子４−２に接続され、交流発電出力の負側の半波成分を第２の電源供給端子４−２に出力するものである。

第１の電源制御回路８−１は、サイリスタ７−１のゲートへのトリガ電流のタイミングを制御して第１の電源供給端子４−１への電源の供給を制御するものである。同様に第２の電源制御回路８−２は、サイリスタ７−２のゲートへのトリガ電流のタイミングを制御して第２の電源供給端子４−２への電源の供給を制御するものである。

第２の電源制御回路８−２において、電圧検出回路８０１は、入力端子３における正側の半波成分の電圧を検出し、検出信号Ｖｄとして出力する回路である。シフト電圧記憶回路８０２は、所定のシフト電圧Ｖｓを記憶保持する回路である。このシフト電圧Ｖｓは、バッテリ５の充電電圧Ｖｃに相当する値に予め設定されている。電圧シフト回路８０３は、検出信号Ｖｄとして入力される半波成分の波形をシフト電圧Ｖｓだけシフトダウンするものである。積分回路８０４は、電圧シフト回路８０３の出力信号をＶｄ１とすると、出力信号Ｖｄ１として入力されるシフトダウン後の波形を積分するものである。積分回路８０４の積分出力は、遅延時間指示Ｖｔとしてゲート制御回路８０５に出力される。ゲート制御回路８０５は、サイリスタ７−２のゲートに対しトリガ電流を与える回路であり、遅延時間指示Ｖｔに従ってサイリスタ７−２がＯＮするタイミングを制御することにより、第２の電源供給端子７−２から供給される電源を制御するものである。

次にこの制御回路２の動作について説明する。図２は、制御回路２の各部における波形を示すタイムチャートである。また図３は、従来の制御回路の各部における波形を示し、ΔＶはランプ６側の出力電圧Ｖ２のばらつき成分を示す。図２、３において、図（ａ）は入力端子３における電圧（発電機１の出力電圧Ｖｇ）、図（ｂ）は入力端子３における電流（発電機１の出力電流Ｉｇ）、図（ｃ）は第２の電源供給端子７−２における電圧（ランプ６側の出力電圧Ｖ２）を示す。

図１〜３を参照して説明すると、発電機１の出力電圧Ｖｇは無負荷時は図２（ａ）中、一点鎖線で示すように正弦波となる。第１の電源制御回路８−１は、バッテリ５が過充電とならないように、所定のアルゴリズムにより正側の半波成分Ｗｐを適宜間引いて間欠的にサイリスタ７−１のＯＮを許容する。

サイリスタ７−１のＯＮが許容されている場合、半波成分Ｗｐの立ち上がりの時点でサイリスタ７−１がＯＮし（図２：Ａ）、バッテリ５への充電電流として出力電流Ｉｇが大きく正側に流れる（図２：Ｂ）。出力電流Ｉｇが０になるとサイリスタ７−１がＯＦＦとなる。なお、サイリスタ７−１がＯＮの期間、出力電圧はバッテリ５の充電電圧Ｖｃにバイアスされる。

サイリスタ７−１がＯＦＦとなって負側の半波成分Ｗｎが立ち上がると（図２：Ｃ）、後述するように遅延時間指示Ｖｔは０であるから、ゲート制御回路８０５は半波成分Ｗｎの立ち上がりと共にサイリスタ７−２をＯＮする。これによりランプ６側への出力電流が流れる（図２：Ｄ）。

一方、サイリスタ７−１のＯＮが許容されていない場合、サイリスタ７−１は半波成分Ｗｐが立ち上がってもＯＦＦを維持し、半波成分Ｗｐの電圧は無負荷時の正弦波に近い波形となる（図２：Ｅ）。なお出力電流Ｉｇは導通しない（図２：Ｆ）。このとき半波成分Ｗｐの電圧は、電圧検出回路８０１により検出され、検出信号Ｖｄとして電圧シフト回路８０３に出力される。この検出信号Ｖｄは、電圧シフト回路８０３により充電電圧Ｖｃに相当するシフト電圧Ｖｓだけシフトダウンされ、これにより信号Ｖｄ１が生成される。この信号Ｖｄ１は、半波成分Ｗｐの充電電圧Ｖｃを上回る超過部分（図２中ハッチングを施した部分）に相当する波形を示し、この信号Ｖｄ１を積分回路８０４により積分することにより、上記の超過部分の面積に比例する値が取得される。このようにして取得された値は、遅延時間指示Ｖｔとしてゲート制御回路８０５に出力される。

ゲート制御回路８０５は、負側の半波成分Ｗｎの立ち上がり時から、遅延時間指示Ｖｔに従って遅延したタイミングでサイリスタ７−２をＯＮするので、超過部分の面積に比例した遅延時間Ｔｄをもってランプ６側への出力電流Ｉｇが立ち上がることになる（図２：Ｇ）。したがって充電時は、出力電圧が充電電圧Ｖｃにバイアスされているため遅延時間Ｔｄ＝０、すなわち負側の半波成分の立ち上がりから遅延することなくランプ６側への出力電流Ｉｇが立ち上がる（図２：Ｄ）。一方、非充電時は、上記の超過部分の面積に比例した遅延時間Ｔｄをもってランプ６側への出力電流Ｉｇが立ち上がる。このことにより、充電時の出力電流Ｉｇ（図２：Ｄ）を基準として非充電時の出力電流Ｉｇ（図２：Ｇ）のピーク値を調整して均一にすることが可能となる。またランプ６への出力電圧Ｖ２は、図２（ｃ）に示すようにランプ６への出力電流Ｉｇと同形になる。

以上、この発明の実施形態を詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。例えばバッテリ５の充電電圧Ｖｃに相当するシフト電圧Ｖｓを、予め設定された固定値としてシフト電圧記憶回路８０２に与える形態をとれば、回路構成の簡素化の点で有利となる。また、シフト電圧Ｖｓを実際の充電電圧Ｖｃに対応して変動値として与えられる形態をとっても良い。この場合、例えばサイリスタ７−１がＯＮとなって出力電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｃによりバイアスされたときの値を検出し、検出した値からシフト電圧Ｖｓを生成してシフト電圧記憶回路８０２に与える形態をとることもできる。このことによりバッテリ５の実際の充電電圧Ｖｃを反映した制御が可能となり、ランプ６側への出力を均一にする制御の精度をさらに向上できる点で有利となる。

［第２の実施形態］
以下、図面を用いて、本発明の第２の実施形態に係る接続負荷保護回路について、詳細に説明する。

第２の本実施形態に係る接続負荷保護回路は、図４に示すように、交流発電機１００１と、第１の遅延時間生成部（第１の遅延時間生成手段に相当）１００２と、サイリスタ制御部（サイリスタ制御手段に相当）１００３と、第２の遅延時間生成部（第２の遅延時間生成手段に相当）１００４と、電圧検出部（バッテリ電圧検出手段に相当）１００５と、バッテリ１００６と、接続負荷１００７と、サイリスタ１００８とから構成されている。

交流発電機１００１は、例えば、バイクのエンジンに直結駆動されるオルタネータであり、回転数に応じた交流電圧を各相から出力する。第１の遅延時間生成部１００２は、後述する電圧検出部１００５からの信号に基づいて、バッテリ１００６の電圧が所定値よりも高く、バッテリ１００６がオープン状態であるときに、交流発電機１００１からの交流出力を入力し、入力した交流電圧の大きさに応じた遅延時間を生成する。具体的には、接続負荷１００７に供給する半波成分に対して半サイクル前の半波成分の電圧値を積分して遅延時間を生成し、生成した遅延時間をサイリスタ制御部１００３に供給する。

サイリスタ制御部１００３は、バッテリ１００６や接続負荷１００７に直列に配置されたサイリスタ１００８の点弧を制御するものであり、第１の遅延時間生成部１００２および後述する第２の遅延時間生成部１００４から入力した遅延時間に基づいてサイリスタ１００８の点弧タイミングを制御する。第２の遅延時間生成部１００４は、電圧検出部１００５からの信号により接続負荷１００７に供給される電圧の実効値が所定値よりも高いときに、第１の遅延時間よりも長い第２の遅延時間を生成して、これをサイリスタ制御部１００３に出力する。そして、これによって、接続負荷１００７に供給される電圧の実効値を安定させるために間引き制御を行う。電圧検出部１００５は、バッテリ１００６の端子電圧を検出し、この端子電圧が予め定めた所定値よりも高いか否かを判断する。

図５は、第２の実施形態に係る接続負荷保護回路の構成をさらに詳細に示したものである。
図５に示すように、第２の実施形態に係る接続負荷保護回路は、交流発電機１１０１と、レギュレータ１２０１と、バッテリ１７０１と、接続負荷１８０１と、ヘッドライト３００１と、テールライト１０１１とから構成され、さらに、レギュレータ１２０１は、バッテリ電圧調整回路１３０１（図４の電圧検出部１００５に相当）と、間引き制御部１４０１（図４の第２の遅延時間生成部１００４に相当）と、位相制御回路１５０１（図４の第１の遅延時間生成部１００２に相当）と、サイリスタ制御部１６０１（図４のサイリスタ制御部１００３に相当）と、ランプ電圧制御回路１９０１とから構成されている。

また、バッテリ電圧調整回路１３０１は、バッテリ１７０１の規格値に相当するツェナー電圧を有するツェナーダイオードＺ１、Ｚ２と抵抗により構成され、間引き制御部１４０１は、ツェナーダイオードＺ３と時定数回路を形成する抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１およびダイオードＤ２とから構成されている。また、位相制御回路１５０１は、ツェナーダイオードＺ４と抵抗Ｒ５、ダイオードＲ５、時定数回路を形成する抵抗Ｒ２、コンデンサＣ３と、ツェナーダイオードＺ５、ダイオードＤ６、トランジスタＱ４、ダイオードＤ５、コンデンサＣ２とから構成されている。

次に、図６ａおよび図６ｂを用いて、図５の回路の動作を説明すると、まずバッテリ１７０１が接続されている場合には、図６ａのバッテリ（Ｂ）−アース（Ｅ）間電圧は、サイリスタ制御部１６０１によりサイリスタＳＣＲ２のゲート信号が制御されるため、その電圧値は、所定値内を推移し、バッテリ１７０１の端子電圧がツェナーダイオードＺ４のツェナー電圧を上回ることはない。したがって、位相制御回路１５０１内のトランジスタＱ４のベースには電圧が供給されず、ＯＦＦ状態となっている。このとき、コンデンサＣ３は、交流発電機１１０１の負のサイクルでダイオードＤ６、ツェナーダイオードＺ５、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ５の経路で電荷が充電されるが、トランジスタＱ４がＯＦＦであるため、Ｃ３に充電された負の電圧による電荷が放電するループが存在せず、時定数回路は動作しない。一方、ヘッドライト３００１、テールライト１０１１には、図６ａに示すように、交流発電機１１０１の負のサイクルにおいて、ランプ電圧制御回路１９０１がサイリスタＳＣＲ１に対して、ゲート信号を供給することによりランプ（Ｌ）−アース（Ｅ）間電圧を発生させる。

次に、バッテリ１７０１が無い状態あるいは劣化状態である場合には、バッテリ電圧調整回路１３０１が作動することにより、トランジスタＱ１をＯＦＦする。トランジスタＱ１がＯＦＦ状態であると、交流発電機１１０１の出力は、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ８、抵抗Ｒ４を経由してサイリスタ制御部１６０１のトランジスタＱ２をＯＮさせる。

トランジスタＱ２がＯＮすると、交流発電機１１０１の出力は、ダイオードＤ４、トランジスタＱ３のエミッタ−ベース間を介して、抵抗Ｒ３、ダイオードＤ７を経由してＱ２に流れ、これによって、トランジスタＱ３がＯＮする。トランジスタＱ３がＯＮすると、交流発電機１１０１の出力は、ダイオードＤ４、トランジスタＱ３、抵抗、ダイオードＤ３を経由してサイリスタＳＣＲ２にゲート信号を供給する。これによって、交流発電機１１０１の出力がバッテリ１７０１および接続負荷１８０１に供給される。

サイリスタＳＣＲ２がＯＮすると、バッテリ１７０１および接続負荷１８０１に所定値よりも高い電圧が供給される。すると、ツェナーダイオードＺ４、抵抗Ｒ５を介して、コンデンサＣ２に電荷が充電される。なお、このとき、ツェナーダイオードＺ４のツェナー電圧は、バッテリ１７０１の調整電圧の最大値よりも高く設定されている。

コンデンサＣ２が充電されると、この充電電圧によりトランジスタＱ４がＯＮする。トランジスタＱ４がＯＮすると、コンデンサＣ３に充電された負電圧が交流発電機１１０１の正のサイクルでダイオードＤ９、トランジスタＱ４のコレクタ−エミッタ間、交流発電機１１０１のチャージ（Ａ）−アース（Ｅ）間、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１を経由する放電ループが形成されるため、時定数回路が作動し、この放電時間に相当する時間、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ８、抵抗Ｒ４を経由してトランジスタＱ２のＯＮタイミングを遅らせることにより、サイリスタＳＣＲ２へのゲート信号の供給を遅延させて位相を制御する。

なお、交流発電機１１０１の回転数が早くなると、これに応じて交流発電機１１０１からの出力電圧も大きくなるが、交流発電機１１０１からの出力電圧も大きくなると、コンデンサＣ３に充電される負の電圧も高くなり、その影響でサイリスタＳＣＲ２へのゲート信号の供給も遅延するため、サイリスタからバッテリ１７０１、接続負荷１８０１に高い電圧が供給されることはない。

また、ツェナーダイオードＺ４のツェナー電圧をバッテリ調整電圧の最大値よりも高く、かつサイリスタＳＣＲ２の出力電圧よりも低く設定することにより、コンデンサＣ２に対して、バッテリ１７０１がオープン時には、毎サイクルごと充電を行うことが可能となり、トランジスタＱ４のＯＮ状態を維持できるため、位相制御を毎サイクルごとに実行することができる。

また、バッテリ１７０１や接続負荷に供給する電圧の実効値電圧を制御するためには、サイリスタＳＣＲ２へのゲート信号の供給遅延時間が短いときに間引き制御を併用すればよい。具体的には、ツェナーダイオードＺ３、抵抗Ｒ６を経由してコンデンサＣ１を充電して、トランジスタＱ１のＯＮを維持してトランジスタＱ２をＯＦＦすることにより間引き制御を行う。なお、第２の実施形態においては、上述のように、位相制御を実施しているため、間引きの回数は少ない。そのため、間引き制御特有の問題を生ずることもない。

図７、図８ａおよび図８ｂに示した接続負荷保護回路は、図５に示した接続負荷保護回路の変形例であり、ヘッドライト３００２、テール１０１２に電圧を供給するランプ電圧制御回路１９０２の周辺の構成が異なっている。本実施形態の接続負荷保護回路は、図７に示す回路においても用いることができる。

したがって、本実施形態によれば、位相制御を行ってサイリスタの点弧タイミングを遅らせることにより負荷に出力される電圧のピークを低く抑えると共に、間引きが少なく、かつレギュレータにおける発熱量を低減することができる。

［第３の実施形態］
以下、図面を用いて、本発明の第３の実施形態について説明する。

図１５は、第３の実施形態に係るランプ点灯制御回路の概略を示すブロック図である。第３の実施形態に係るランプ点灯制御回路は、交流発電出力を正側および負側の半波成分に分離し、一方をバッテリの充電端子に出力すると共に、他方をサイリスタを介してランプに出力するものであり、同図に示すように、発電機２００１と、サイリスタ２００２と、ランプ２００３と、ゲート制御回路（サイリスタ制御手段に相当）２００４と、位相制御回路（位相制御手段に相当）２００５と、ランプ電圧調整回路（ランプ電圧調整手段に相当）２００６と、バッテリ電圧制御回路２００７と、バッテリ２００８とから構成されている。

発電機２００１は、例えば、バイクのエンジンに直結駆動されるオルタネータであり、エンジンの回転速度に応じた電圧を供給する。サイリスタ２００２は、カソード側が発電機２００１に接続されると共に、アノード側がライトスイッチに接続され、交流発電出力の負側の半波成分をランプ２００３に出力するものである。ランプ２００３は、例えば、ヘッドライト等のランプであり、ライトスイッチを介して、サイリスタ２００２のアノードと接続されている。ゲート制御回路２００４は、サイリスタ２００２のゲートへのトリガ電流のタイミングを制御してランプ２００３への電源の供給を制御するものである。

位相制御回路２００５は、交流発電出力を正側および負側の半波成分に分離し、負側の半波成分に対して、後述する所望の位相制御を行うものである。ランプ電圧調整回路２００６は、ランプ２００３に供給される電圧を調整して、供給する電圧の実効値を制御する。バッテリ電圧制御回路２００７は、バッテリ２００８の電圧を監視し、その電圧を制御する。バッテリ２００８は、例えば、バイクのバッテリである。

次に、図１６から図１８を用いて、回路各部の動作について詳細に説明する。ここで、図１６は、第３の実施形態に係るランプ点灯制御回路の回路構成を示す図であり、図１７および図１８は、回路各部の波形を示している。

＜位相制御回路の動作＞
図１６および図１７を用いて、位相制御回路の動作について説明する。なお、第３の実施形態においては、交流発電機出力の下側の半波をランプ２００３に供給する場合を示す。位相制御回路は、図１６に示すように、コンデンサＣ５４と、ダイオードＤ５４と、ツェナーダイオードＺ５６と、抵抗Ｒ５４とから構成されている。

この回路は、発電機２００１が正側の半波を出力したときに、コンデンサＣ５４、ダイオードＤ５４、ツェナーダイオードＺ５６、抵抗Ｒ５４を通って、ＧＮＤに抜ける経路でコンデンサＣ５４に電荷を充電する。ツェナーダイオードＺ５６は、このツェナー電圧よりも発電機２００１の出力レベルが小さいときには、電流の通過を阻止し、そのままサイリスタＳＣＲ５１を点弧させる。なお、このとき、コンデンサＣ５４は、発電機２００１の出力端側をプラス、他端をマイナスとして充電される。

次に、発電機１００１が負側の半波を出力したとき、トランジスタＱ５３のエミッタからベース、ダイオードＤ５６、抵抗Ｒ５５を通して発電機２００１に戻る経路を形成して、トランジスタＱ５３をＯＮする。トランジスタＱ５３がＯＮ状態になると、発電機２００１、トランジスタＱ５３のエミッタ−コレクタ間、抵抗Ｒ６３、ダイオードＤ５５を通って、コンデンサＣ５４に戻る放電ループを形成して、コンデンサＣ５４に蓄えられた電荷を放電する。そして、コンデンサＣ５４の放電が終了すると、トランジスタＱ５１がＯＮとなり、ダイオードＤ５１を介して、サイリスタＳＣＲ５１にゲート信号が供給される。

すなわち、発電機２００１の正側の出力がツェナーダイオードＺ５６のツェナー電圧（図１７のＶｃ）よりも大きいときには、コンデンサＣ５４に電荷が充電され、この電荷の放電時間分（図１７のΔＴ）だけサイリスタＳＣＲ５１の点弧タイミングが遅延される。

上記の動作を図１７を用いて説明する。図１７は、第３の実施形態に係るランプ点灯制御回路の各部における波形を示すタイムチャートである。図１７において、（ａ）は発電機２００１の出力電圧Ｖｇ、（ｂ）は発電機２００１の出力電流Ｉｇ、（ｃ）はランプ電圧調整回路２００６側の出力電圧Ｖ２を示す。また、図中、Ｖｃは、ツェナーダイオードＺ５６のツェナー電圧を示す。

図１７を参照して説明すると、発電機２００１の出力電圧Ｖｇは無負荷時は図１７（ａ）中、一点鎖線で示すように正弦波となる。バッテリ２００８への充電が行われないとき、半波成分Ｗｐの電圧は無負荷時の正弦波に近い波形となる（図１７：Ｅ）。なお、このとき出力電流Ｉｇは導通しない（図１７：Ｆ）。また、半波成分Ｗｐの電圧が、閾値Ｖｃを超えると（図１７中ハッチングを施した部分）、この信号により、上記の超過部分の面積に比例する電荷がコンデンサＣ５４に充電される。

次に、発電機２００１の出力が負側の半波成分Ｗｎに遷移すると、上述した放電ループが形成され、コンデンサＣ５４に蓄えられた電荷に比例する遅延時間ΔＴをもって、サイリスタＳＣＲ５１が点弧される。第３の実施形態においては、負側の半波成分Ｗｎの立ち上がり時から、遅延時間ΔＴに従って遅延したタイミングでサイリスタＳＣＲ５１をＯＮするので、超過部分の面積に比例した遅延時間ΔＴをもってランプ２００３側への出力電流Ｉｇが立ち上がることになる（図１７：Ｇ）。したがって、バッテリ２００８の充電時は、発電機２００１の出力電圧が閾値Ｖｃ以下となるため、遅延時間ΔＴ＝０、すなわち負側の半波成分の立ち上がりから遅延することなくランプ２００３側への出力電流Ｉｇが立ち上がる（図１７：Ｄ）。

一方、バッテリ２００８の非充電時は、上記の超過部分の面積に比例した遅延時間ΔＴをもってランプ２００３側への出力電流Ｉｇが立ち上がる。このことにより、バッテリ２００８の充電時の出力電流Ｉｇ（図１７：Ｄ）を基準として非充電時の出力電流Ｉｇ（図１７：Ｇ）のピーク値を調整して均一にすることが可能となる。またランプ２００３への出力電圧Ｖ２は、図１７（ｃ）に示すようにランプ２００３への出力電流Ｉｇと同形になる。

＜実効値の平均化動作＞
次に、図１６および図１８を用いて、ランプに供給する電圧の実効値（ＲＭＳ）を平均化する動作について説明する。

発電機２００１の出力電圧が安定している場合には、上記の位相制御回路２００５を動作させることによって、ランプ２００３に供給される電圧を均一化できる。しかしながら、発電機２００１の出力電圧は、発電機２００１の回転数等の影響で変動する。したがって、ランプ２００３の寿命を長くするためには、その実効値を制御することが好ましい。そこで、ランプ電圧調整回路２００６では、ランプ２００３に供給する電圧の実効値を制御する機能を有している。

具体的には、発電機２００１の出力電圧が負側のとき、サイリスタＳＣＲ２００１が点弧されて、ランプ２００３に電圧が供給されるとランプ２００３とグランド間（図１６中、ＬとＥ間）に供給された電圧と同等の電位差が生じる。すると、この電圧により、コンデンサＣ５７が充電される。そして、コンデンサＣ５７の電圧がツェナーダイオードＺ５８のツェナー電圧（図１８（ｂ）の閾値（Ｚ５８））を超えると、トランジスタＱ５４がＯＮし、トランジスタＱ５３がＯＦＦすることにより、ランプ５３が消灯される。

なお、ランプ５３への電圧供給は、サイリスタＳＣＲ５１の点弧により行われているため、ランプ５３への電圧供給時に、トランジスタＱ５４がＯＮしたとしても、サイリスタＳＣＲ５１のゲートが逆バイアスされない限り、電圧の供給は継続される。

コンデンサＣ５７の放電は、コンデンサＣ５７と抵抗Ｒ５７とで決まる時定数による。したがって、コンデンサＣ５７の放電は、常に同じ傾きとなる。いま、図１８のＨに示すように、発電機２００１の出力電圧が高くなり、これにより、ランプ２００３に供給される電圧（図１８中、Ｊ）が大きくなると、コンデンサＣ５７は、この電圧で充電されるため、コンデンサＣ５７の充電後の端子電圧は高くなる。

一方、上記のように、コンデンサＣ５７の放電は、コンデンサＣ５７と抵抗Ｒ５７とで決まる時定数により、常に、同じ傾きとなることから、発電機２００１の出力電圧が負側となる次のサイクルで位相制御回路５が動作するタイミングでも、トランジスタＱ５４がＯＮ状態となっている。そのため、トランジスタＱ５３がＯＮとなるタイミング、すなわち、サイリスタＳＣＲ５１が点弧されるタイミングがΔｔだけ遅くなる（図１８中、Ｉ）。これにより、ランプ２００３に供給される電圧値が小さくなる（図１８中、Ｋ）。このようにして、ランプ２００３に平均よりも大きな電圧が印加された場合には、次のサイクルで、サイリスタＳＣＲ５１の点弧タイミングをさらに遅延させ、ランプ５３に供給される電圧値を低く抑えることから、仮に、発電機２００１の出力電圧が変動した場合であっても、例えば、単位時間あたりにランプ２００３に供給される電圧の実効値を平均化することができる。

なお、図１６のランプ電圧調整回路において、ツェナーダイオードＺ５８とツェナーダイオードＺ５９のツェナー電圧は同じであり、抵抗Ｒ５５の抵抗値に比べて、抵抗Ｒ６１と抵抗Ｒ６０の直列抵抗値は、十分小さい値になっている。これは、上記の位相制御を発電機２００１の出力の半サイクルの間に行わなければならない関係上、まずは、抵抗Ｒ６１、抵抗Ｒ６０の経路でコンデンサＣ５７を急速に充電するためである。

また、ツェナーダイオードＺ６０と抵抗Ｒ５５および抵抗Ｒ５６からなる回路は、例えば、ランプ５３の開放等でランプ２００３への供給電圧が高くなった場合の保護回路である。具体的には、ツェナーダイオードＺ６０のツェナー電圧が閾値になっており、ツェナーダイオードＺ６０のツェナー電圧を超える電圧が生じた場合には、抵抗Ｒ５５および抵抗Ｒ５６が並列接続となって、コンデンサＣ５７を充電し、これによって、トランジスタＱ５４をＯＮさせ、トランジスタＱ５３をＯＦＦさせることによって、ランプ２００３への印加電圧値を制御する。

したがって、第３の実施形態によれば、半サイクル前の半波成分の大きさに応じて、ランプに出力する半波成分の大きさを調整し、電圧値の均一性を向上させることができ、ランプのチラツキ等を防止できる。また、簡単な回路構成で、ランプへの印加電圧を平準化できる。

以上、この発明の実施形態を詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。例えば、本実施形態においては、発電機出力の正側の半波成分でバッテリを充電し、負側の半波成分でランプへの供給電圧を生成する例について説明したが、これに限らず、バッテリの充電を負側の半波成分で行い、ランプへの供給電圧を正側の半波成分で生成してもよい。

Claims (12)

1. 交流発電出力を正側および負側の半波成分に分離し、一方をバッテリの充電端子への接続用の第１の電源供給端子に出力すると共に、他方をランプへの接続用の第２の電源供給端子に出力するバッテリ充電およびランプ点灯制御回路であって、
   第１の電源供給端子に出力する半波成分の電圧を検出する検出手段と、
   前記バッテリの充電電圧に相当する基準値を記憶する記憶手段と、
   前記検出手段による検出信号を前記基準値だけ降下させる第１の信号処理手段と、
   該第１の信号処理手段の出力信号の大きさに正相関する信号を生成して遅延時間指示とする第２の信号処理手段と、
   この遅延時間指示に従った遅延時間をもって、第２の電源供給端子に出力する半波成分の出力開始時期を該半波成分の立ち上がり時期から遅延させる制御手段と、
   を備えたことを特徴とするバッテリ充電およびランプ点灯制御回路。
2. 前記第２の信号処理手段は、前記第１の信号処理手段の出力信号を積分して遅延時間指示を生成するものであることを特徴とする請求項１記載のバッテリ充電およびランプ点灯制御回路。
3. 交流発電機の出力を正側および負側の半波成分に分離し、サイリスタを介して、その一方をバッテリの陽極および接続負荷に供給するバッテリ充電制御装置において、前記バッテリがオープン状態である場合に前記接続負荷を保護する接続負荷保護回路であって、
   前記交流発電機の出力に正相関する第１の遅延時間を生成する第１の遅延時間生成手段と、
   該第１の遅延時間生成手段において生成された第１の遅延時間をもって、前記サイリスタの点弧タイミングを制御するサイリスタ制御手段と、
   を備えたことを特徴とする接続負荷保護回路。
4. 前記第１の遅延時間生成手段が、前記交流発電機の出力のうち、前記接続負荷側に供給する半波成分に対して半サイクル前の半波成分の電圧値に応じて第１の遅延時間を生成することを特徴とする請求項３に記載の接続負荷保護回路。
5. 前記第１の遅延時間生成手段が、前記電圧値の積分値により第１の遅延時間を生成することを特徴とする請求項４に記載の接続負荷保護回路。
6. 前記バッテリの端子電圧を検出するバッテリ電圧検出手段を備え、
   該バッテリ電圧検出手段が、バッテリ充電電圧の上限値よりも高く、かつ、前記サイリスタの出力電圧よりも低い閾値を有し、前記バッテリの端子電圧が前記閾値の範囲内であるときに、前記第１の遅延時間をもってサイリスタ制御手段を作動させることを特徴とする請求項３に記載の接続負荷保護回路。
7. 前記サイリスタの出力電圧を検出するサイリスタ電圧検出手段と、
   前記第１の遅延時間よりも長い第２の遅延時間を生成する第２の遅延時間生成手段とを備え、
   前記サイリスタの出力電圧が所定値よりも高いときに、前記第２の遅延時間をもってサイリスタ制御回路を作動させることを特徴とする請求項３に記載の接続負荷保護回路。
8. 交流発電機の交流発電出力を正側および負側の半波成分に分離し、一方をバッテリの充電端子に出力すると共に、他方をサイリスタを介してランプに出力するランプ点灯制御回路であって、
   前記交流発電機の出力電圧を積分して該交流発電機の出力電圧に正相関する遅延時間を生成する位相制御手段と、該生成された遅延時間をもって、前記サイリスタの点弧タイミングを制御するサイリスタ制御手段とを備え、
   前記位相制御手段が、前記交流発電機の出力のうち、前記ランプに供給する半波成分に対して半サイクル前の半波成分の電圧値に応じて前記遅延時間を生成することを特徴とするランプ点灯制御回路。
9. 前記ランプに供給する電圧を調整するランプ電圧調整手段を備え、
   該ランプ電圧調整手段が前記ランプに供給する電圧の実効値を平均化する実効値平均化手段を備えることを特徴とする請求項８に記載のランプ点灯制御回路。
10. 前記実効値平均化手段が前記ランプに供給する電圧を積分する積分回路と、該積分回路の積分値を所定の閾値と比較し、該積分値が前記サイリスタ制御手段によるサイリスタの点弧タイミング時に該閾値を上回っている場合に、前記位相制御手段が生成する遅延時間に、さらに遅延時間を付加して前記サイリスタの点弧タイミングを制御する点弧タイミング制御手段と、
    を備えることを特徴とする請求項９に記載のランプ点灯制御回路。
11. 前記積分回路が少なくとも容量素子を備え、ランプ電圧調整手段が該容量素子の充電時間を早める充電時間短縮回路を備えることを特徴とする請求項１０に記載のランプ点灯制御回路。
12. 前記ランプ電圧調整手段が前記ランプへの過電圧の印加を防止する過電圧防止回路を備えたことを特徴とする請求項９に記載のランプ点灯制御回路。

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