JPWO2005002056A1 - Ｖｃｏ装置 - Google Patents

Abstract

テレビジョン放送受信機等の無線装置に用いられるＶＣＯ（電圧制御発振回路）装置に関する。発振周波数が広帯域にわたり、かつ低消費電力化が実現できるＶＣＯ装置を提供する。ＶＣＯ回路群（４）は、周波数制御電圧端子（８）に印加される制御電圧（Ｖｔ）に応じた周波数の信号を発振する。ＬＯ信号選択手段（３）はＶＣＯ回路群（４）の中から所望の出力信号を選択する。ＰＬＬ（６）は、ＬＯ信号選択手段（３）で選択された局部信号（ｆｖｃｏ）を分周して基準信号との位相を比較し位相差から変換した信号を出力する。ループフィルタ（７）は、ＰＬＬ（６）の出力信号を平滑して周波数制御電圧である制御電圧（Ｖｔ）を出力し、ＬＯ信号選択手段（３）で選択された局部信号を高周波信号処理手段（１）へ出力する。

Description

本発明は放送用受信機、通信用送受信機に搭載されるＶＣＯ（電圧制御発振回路）装置に関し、特に発振周波数が広帯域にわたるＶＣＯ装置に関するものである。

ＶＣＯ装置はたとえば、放送用受信機や通信用受信機に使用され、任意の高周波信号を選局するための局部周波数を作り出す回路として使用される。
ＦＩＧ．２０は従来のＶＣＯ装置の回路ブロック図である。ＦＩＧ．２０において、ＶＣＯ回路群１０４は周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する。電源流回路１０５は、ＶＣＯ回路群１０４の一構成素子である発振トランジスタ（図示せず）の駆動電流を設定する。信号選択手段１０３はＶＣＯ回路群１０４の出力信号を選択し局部信号出力端子に局部信号ｆｖｃｏを出力する。ＰＬＬ１０６は、信号選択手段１０３で選択された局部信号ｆｖｃｏを分周して基準信号との位相を比較し位相差から変換した電圧信号を出力する。ループフィルタ１０７は、ＰＬＬ１０６から取り出された出力信号を平滑して局部信号ｆｖｃｏの発振周波数を制御する制御電圧Ｖｔを出力する。
携帯電話機を有した移動体受信器においては、ＶＣＯ回路群１０４に示すように発振周波数範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路１０４ａ，１０４ｂ及びＶＣＯ回路１０４ｃを準備することは有用である。なぜならば、移動体受信機に搭載されるＩＣの小型化や低消費電力化を実現するためにも、また低電源電圧で正常な動作を確保するためにも、また、広い周波数範囲で良好な位相雑音特注を得るためにも好適な回路構成であるからである。
ＦＩＧ．２１はＶＣＯ回路１０４ａ，１０４ｂ及びＶＣＯ回路１０４ｃに供給される周波数制御電圧Ｖｔとその発振周波数との関係を示す。特にテレビジョン用放送受信機などの周波数範囲の広い高周波信号を第１のＩＦ信号に周波数変換するには、ＶＣＯ回路も同様に周波数範囲の広い局部信号を発振させる必要がある。局部信号の発振周波数を広帯域にわたって満足させるためにＶＣＯ回路１０４ａは局部信号の低域周波数を発振周波数範囲としての役割を担う。また、ＶＣＯ回路１０４ｂは局部信号の中域周波数を発振範囲として、ＶＣＯ回路１０４ｃは局部信号の高域周波数を発振範囲としてそれぞれ担っている。こうしたＶＣＯ回路の役割分担により、所定の周波数範囲を発振させて所望の電気的特性を得ている。
なお、この種に関連する先行技術としては、例えば、日本公開特許、特開平９−１０２７５２号公報に紹介されている。
しかしながら、従来のＶＣＯ装置を用いて発振周波数範囲の広帯域化を図る場合においては、ＦＩＧ．２２に示すようにＶＣＯ回路１０４ａ，１０４ｂ及びＶＣＯ回路１０４ｃのオフセット周波数と位相雑音の特性関係から明らかなように局部信号の低域側周波数を担うＶＣＯ回路１０４ａが発振する信号はＶＣＯ回路１０４ｂおよびＶＣＯ回路１０４ｃに対して比較的小さな位相雑音になる。
これは、ＶＣＯ回路に内蔵される共振回路のＱ（Ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）が周波数特性に依存するからである。発振周波数が高域になるに従って回路の信号配線のインピーダンスや信号配線にもたらされる浮遊容量が無視できなくなりＱが低下する。共振回路のＱが低下すると一般に位相雑音が大きくなる。
ＦＩＧ．２０に示すように、従来のＶＣＯ装置はＶＣＯ回路１０４ａ，１０４ｂ及びＶＣＯ回路１０４ｃに用意された発振トランジスタ（図示せず）の電流を設定する電流源回路１０５は各ＶＣＯ回路に共用されているか、または、各別に接続されている場合には電流はほぼ同じに設定されていた。
このよう構成においては電流源回路１０５の電流は周波数範囲が一番高く、低位相雑音化に不利なたとえばＶＣＯ回路１０４ｃが所望の特性を達成できるように電流が設定される。このため、比較的低位相雑音化に有利なＶＣＯ回路１０４ａ及びＶＣＯ回路１０４ｂは必然的に所望特性以下の位相雑音特性で動作することになる。ＶＣＯ回路１０４ａ，ＶＣＯ回路１０４ｂは所望の位相雑音を満足する。しかし、不所望である余分な電流を供給しなければならないので、消費電力の増加につながる。
携帯電話機を有した移動体端末機にＶＣＯ装置を搭載する場合には駆動用電源としてのバッテリーによって連続使用時間が制限される。このため、移動体端末機に搭載する放送用受信機および通信用送受信機の低消費電力化は非常に重要な課題である。

本発明は、発振周波数範囲の広帯域化と低消費電力化の両方が達成できるＶＣＯ装置とこれを用いた受信機を提供することを目的とする。
本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ（ＶＯＬＴＡＧＥ ＣＯＮＴＲＯＬＥＤ ＯＳＣＩＬＬＡＴＯＲ）回路と、この複数個のＶＣＯ回路が有する発振トランジスタの各々の駆動電流を各別に設定する電流源回路と、ＶＣＯ回路の出力信号を切替える信号選択手段と、この信号選択手段で選択された局部信号を分周して基準信号との位相を比較し位相差から変換した出力信号を出力するＰＬＬと、このＰＬＬの出力信号を平滑して周波数制御電圧である制御電圧Ｖｔを出力するループフィルタとを有したＶＣＯ装置である。これによれば、個々のＶＣＯ回路の発振周波数に対する位相雑音の特性に応じて低消費電力化を実現することができる。
また、本発明のＶＣＯ装置は、ＶＣＯ回路の中で発振周波数の範囲が一番高いＶＣＯ回路が発振する位相雑音と同等の位相雑音が得られる電流を他の複数のＶＣＯ回路の電流源回路の電流としたＶＣＯ装置である。これにより、特に低域側周波数を担うＶＣＯ回路を低消費電力化することができる。
また本発明のＶＣＯ装置は、ＶＣＯ回路を駆動する電流源回路の電流を可変電流源回路としたＶＣＯ装置である。これによれば、温度変化や電源電圧変動といったいわゆる動作環境の変動や、異なる所望特性の通信規格の切替えに応じて位相雑音を補正し、良好な通信特性を得ることができる。
また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振し、発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する可変電流源回路と、複数個のＶＣＯ回路のいずれか１つから出力される局部信号と、高周波信号入力端子から入力された受信信号とを混合する高周波信号処理手段と、ＶＣＯ回路群から出力される発振周波数に応じて可変電流源回路の電流を切替える電流制御手段とを有したＶＣＯ装置である。
こうした構成は、ＶＣＯ回路に構成された共振回路素子のＱや寄生容量等の周波数特性によって変動する位相雑音を発振トランジスタの駆動電流で補正することができる。これによって、広帯域な周波数範囲にわたってより一定の位相雑音性能を得ることができる。
また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する電流源回路を有したＶＣＯ装置において、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じて発振する周波数の範囲の一部が重複するように個々のＶＣＯ回路の共振回路が設定されたＶＣＯ装置である。
個々のＶＣＯ回路を構成するそれぞれの共振回路に相対的なばらつきが発生し、個々のＶＣＯ回路で設定した発振周波数範囲が高周波数の方向／低周波数の方向へ相反してばらついた場合においても所望の発振周波数の範囲を連続して可変することができる。
また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する電流源回路を有したＶＣＯ装置において、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔの変化と、この制御電圧Ｖｔに応じた発振周波数の変化からなる発振感度が個々のＶＣＯ回路でほぼ同等となるように個々のＶＣＯ回路の共振回路を設定したＶＣＯ装置である。制御電圧Ｖｔによる可変容量素子の容量変動が大きくなり、結果として発振周波数変動が大きくなることによる位相雑音への影響を個々のＶＣＯ回路で同等とすることで、広帯域な周波数範囲にわたってより一定の位相雑音性能を得ることができる。
また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する電流源回路と、ＶＣＯ回路の出力側に接続され、かつ、高周波入力信号選択手段の出力側に接続されたＭＩＸ回路（ＭＩＸ回路は、周波数の異なる２つの信号を乗算して出力する回路）を含む高周波信号処理手段と、ＶＣＯ回路の出力信号を切替える信号選択手段と、この信号選択手段で選択された局部信号を分周して基準信号との位相を比較し位相差から変換した電圧信号を出力するＰＬＬと、このＰＬＬの出力信号を平滑して発振周波数を制御する制御電圧Ｖｔを出力するループフィルタからなるＶＣＯ装置である。
こうした構成によって、広帯域にわたる発振周波数範囲を有するＶＣＯ回路の出力信号が接続されるＭＩＸ回路を複数個のＭＩＸ回路とし、個々のＭＩＸ回路で信号処理する周波数帯域を異なる範囲とすることができる。ＭＩＸ回路を広帯域化する際に問題となる消費電流の増加を排除できるので低消費電力化が実現できるとともに良好な通信特性を得ることができる。
また本発明のＶＣＯ装置は、高周波入力信号選択手段に複数個の低雑音増幅器（ＬＯＷ ＮＯＩＳＥ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲ；以下ＬＮＡと称する）を接続したＶＣＯ装置である。
これによって、複数個のＬＮＡそれぞれに電源オン・オフ機能を有するならば所望の高周波入力信号を選択することができる。また、ＬＮＡを広帯域化する際に問題となる消費電流を増加させることなく低消費電力で良好な通信特性を得ることができる。
また本発明のＶＣＯ装置は、高周波入力信号選択手段を複数個のＬＮＡおよびＢＰＦ（ＢＡＮＤ ＰＡＳＳ ＦＩＬＴＥＲ）回路で構成したＶＣＯ装置である。
複数個のＬＮＡは電源オン・オフ機能を有し、またＢＰＦ回路には周波数選択可能な同調機能を有することで高周波入力信号を選択可能とする。また、受信する電波状況において高周波入力信号に妨害波が含まれ、特に妨害波の電界強度が強い場合はＢＰＦ回路でこの妨害波を減衰させることで良好な通信特性を得ることができる。
また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する可変電流源回路と、複数個のＶＣＯ回路から出力される局部信号と、高周波信号入力端子から入力された受信信号とを混合する高周波信号処理手段と、高周波信号処理手段から出力されるアナログ信号をデジタル復調処理し受信特性を判定する受信特性判定手段と、この受信特性判定手段から出力されるデジタル信号に応じた電圧もしくは電流を出力して可変電流源回路の電流を切替える電流制御手段を有したＶＣＯ装置である。
搭載する送受信機システムの通信状態の変動に応じて位相雑音を補正することができ、良好な通信特性が得ることができる。
また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する可変電流源回路と、複数個のＶＣＯ回路から出力される局部信号と、高周波信号入力端子から入力された受信信号とを混合する高周波信号処理手段と、高周波信号処理手段から出力されるアナログ信号をデジタル復調処理しデジタル変調方式を判定するデジタル変調方式判定手段と、このデジタル変調方式判定手段から出力されるデジタル信号に応じた電圧もしくは電流を出力して可変電流源の電流を切替える電流制御手段を有したＶＣＯ装置である。
搭載する送受信機システムが対応する放送規格や通信規格が複数のデジタル変調方式を併用する場合は、これらのデジタル変調方式で決定する振幅や位相軸上の多重度に反して低消費電力化が実現できる。

ＦＩＧ．１は、本発明のＶＣＯ装置に係る回路ブロック図、ＦＩＧ．２は本発明のＶＣＯ回路の位相雑音と駆動電流との関係を示す特性図、ＦＩＧ．３は本発明のＶＣＯ装置に係る他の実施の形態の回路ブロック図、ＦＩＧ．４は本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図、ＦＩＧ．５は一般的な共振回路を用いたＶＣＯ装置のブロック図、ＦＩＧ．６はＩＣプロセスによるばらつきが無視できる場合の発振周波数範囲を示す図、ＦＩＧ．７はＩＣプロセスによるばらつきが無視できない場合の発振周波数範囲を示す図、ＦＩＧ．８は発振感度を複数個のＶＣＯ回路で一定としない場合の発振周波数範囲を示す図、ＦＩＧ．９は発振感度を複数個のＶＣＯ回路で一定とした場合の発振周波数範囲を示す図、ＦＩＧ．１０は本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図、ＦＩＧ．１１は本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図、ＦＩＧ．１２は本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図、ＦＩＧ．１３は本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図、ＦＩＧ．１４は本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図、ＦＩＧ．１５は本発明に係るＶＣＯ回路における位相雑音と駆動電流との相関図、ＦＩＧ．１６は本発明に係る可変電流源回路の電流を調整する動作一例を示すフローチャート、ＦＩＧ．１７は本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図、ＦＩＧ．１８は本発明に係るデジタル変調方式に対応するＶＣＯ回路の所望位相雑音と電流の相関図、ＦＩＧ．１９は本発明に係るデジタル変調方式に応じて電流を調整する動作一例を示すフローチャートである。
ＦＩＧ．２０は従来のＶＣＯ装置の回路ブロック図、ＦＩＧ．２１は従来のＶＣＯ装置における制御電圧と発振周波数の特性関係図、ＦＩＧ．２２は従来のＶＣＯ装置におけるオフセット周波数と位相雑音の特性関係図を示す。

以下、本発明の実施の形態について説明する。
（実施の形態１）
ＦＩＧ．１は本発明のＶＣＯ装置に係る一例を示すブロック図である。
本発明に係るＶＣＯ装置は、高周波信号処理手段１を有する。高周波信号処理手段１はたとえば、携帯電話機のような移動体端末機に搭載される送受信回路に適用することができる。高周波信号処理手段１には高周波信号入力端子２ａ，高周波信号出力端子２ｂが備え付けられている。
また、本発明のＶＣＯ装置はＶＣＯ回路群４を有する。ＶＣＯ回路群４は、周波数制御電圧端子８に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数の信号を発振する。ＬＯ信号選択手段３はＶＣＯ回路群４の中から所望の出力信号を選択する。ＰＬＬ６は、ＬＯ信号選択手段３で選択された局部信号ｆｖｃｏを分周して基準信号との位相を比較し、両者の位相差から変換した電圧信号を出力する。ループフィルタ７は、ＰＬＬ６の出力信号を平滑して局部信号ｆｖｃｏの発振周波数を制御するための制御電圧Ｖｔを出力し、ＬＯ信号選択手段３で選択された局部信号ｆｖｃｏを高周波信号処理手段１へ出力する。
さて、移動体端末機には一般的に小型化、低消費電力化が要求されている。したがって、移動体端末機に搭載されるＶＣＯ装置にも当然のことながら小型化，低消費電力化が要求される。また、ＶＣＯ装置は一般的にＩＣ化されているのが一般的である。このため、ＩＣパッケージの小型化や低電源電圧でも正常に作動することができるＩＣが要求されている。
ＦＩＧ．１に示した本発明のＶＣＯ回路群４は広帯域な周波数範囲を受信または送信するために好適である。ＶＣＯ回路群４はＶＣＯ回路４ａ，ＶＣＯ回路４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃの３つのＶＣＯ回路を有する。これらの３つのＶＣＯ回路それぞれには所定の周波数範囲を発振する、いわゆる発振トランジスタ（図示せず）が構成されている。
電流源回路群５は、電流源回路５ａ，電流源回路５ｂ及び電流源回路５ｃを有する。電流源回路５ａはＶＣＯ回路４ａを駆動するために供されている。同様に、電流源回路５ｂはＶＣＯ回路４ｂを、電流源回路５ｃはＶＣＯ回路４ｃをそれぞれ駆動するために供される。電流源回路５ａ，電流源回路５ｂ及び電流源回路５ｃは互いに異なる電流の値に設定されている。すなわち、互いに異なる周波数範囲を発振するように役割、機能が分担されている。
こうした構成をもった本発明のＶＣＯ装置は、発振周波数範囲が異なる個々のＶＣＯ回路の発振周波数に対する位相雑音特性に応じて各別に電流を設定して動作させることができる。これにより、周波数特性や機器所望の特性に応じて個々のＶＣＯ回路の位相雑音の最適値を設定することができる。
ＦＩＧ．２は上記位相雑音と、電流源回路５ａ，５ｂ及び５ｃそれぞれに対応する電流Ａ，Ｂ及びＣとの関係を示した図である。
発振周波数の範囲が異なる３つのＶＣＯ回路、すなわち、低域側周波数を担うＶＣＯ回路４ａ、中域周波数を担うＶＣＯ回路４ｂ及び高域側周波数を担うＶＣＯ回路４ｃと、これらを駆動するそれぞれの電流源回路５ａ，電流源回路５ｂ及び電流源回路５ｃに設定された電流Ａ，Ｂ及びＣの値と位相雑音との関係を示す。
こうしたＶＣＯ回路は回路のインピーダンスや浮遊容量に影響されることを是認しなければならない。特に高域側周波数を担うＶＣＯ回路４ｃはその影響を最も受けやすい。言い換えれば低位相雑音化には低域側周波数を担うＶＣＯ回路ほど、有利であり、また電流源回路の電流を削減することも可能であり好ましい。
（実施の形態２）
ＦＩＧ．３は本発明に係るＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。ＦＩＧ．１に示した実施の形態１の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与した。
ＶＣＯ回路群４の構成は実施の形態１（ＦＩＧ．１）と同じである。すなわち、発振周波数範囲が相異なるＶＣＯ回路４ａ，ＶＣＯ回路４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃを有する。ＶＣＯ回路群４を駆動するために電流源回路群９が備えられている。電流源回路群９は可変電流源回路９ａ，可変電流源回路９ｂ及び可変電流源回路９ｃを有する。可変電流源回路９ａはＶＣＯ回路４ａを駆動するために供されている。同様に可変電流源９ｂはＶＣＯ回路４ｂを、電流源回路４ｃはＶＣＯ回路４ｃをそれぞれ駆動するために供されている。
ＦＩＧ．３に示したＶＣＯ装置はＦＩＧ．１に示したものと電流源回路群９が可変電流源であることで相違する。その他の構成、すなわち、ＶＣＯ回路群４，高周波波信号処理手段１，ＬＯ信号選択手段３，ＰＬＬ６およびループフィルタ７の構成はＦＩＧ．１に示したものとほぼ同じであるので詳細な説明は省略する。
実施の形態２の説明のために用いられたＦＩＧ．３に示した本発明のＶＣＯ回路装置は可変電流源回路９ｃを有するものであるから、ＶＣＯ回路４ａ，４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃが発振する発振周波数に対する位相雑音特性だけでなく、温度や電源電圧などの周辺動作環境の変動や、通信規格により、すなわち周囲環境や通信方式，通信装置等の電気的特性に合わせて複数の所望特性を実現することができる。
（実施の形態３）
ＦＩＧ．４は本発明のＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。実施の形態１を説明するために用いたＦＩＧ．１及び実施の形態２を説明するために用いたＦＩＧ．３の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し詳細な説明は省略する。
ＦＩＧ．４は、電流源回路群９の可変電流源回路９ａ，９ｂ及び９ｃの各電流を局部信号発振周波数ｆｖｃｏに応じて制御するための電流制御手段１３と、ＰＬＬ回路９の分周比を設定してＶＣＯ回路で発振する周波数を制御する選局手段１４を備えている点で、上記２つの実施の形態とは相違する。
電流制御手段１３は、選局手段１４から出力される分周比設定信号に応じて電流源回路群９の電流を制御する電圧または電流信号を出力する。これにより、ＶＣＯ回路４ａ，４ｂ及び４ｃが有する発振トランジスタ（図示せず）の駆動電流を切替えることができる。
ＦＩＧ．４を用いて説明される実施の形態３の構成によれば広帯域な周波数範囲でも位相雑音をほぼ一定としたＶＣＯ装置を得ることができる。
（実施の形態４）
ＦＩＧ．５は一般的な共振回路例を用いたＶＣＯ装置のブロック図である。特にＶＣＯ回路の具体的な回路構成を示している。また、発振周波数範囲の異なるＶＣＯ回路を２つ用意したものを例示した。ＶＣＯ回路１及びＶＣＯ回路２は、並列接続された負性抵抗部（−Ｒ）、インダクタＬ、コンデンサＣのＬＣ並列共振により構成されている。
これらが並列接続された部分は電源電圧を供給されたトランジスタ等の電力を生成する能動素子を有した並列共振回路で、回路中の負性抵抗部（−Ｒ）は電力を生成するという主旨で通常の抵抗とは異なる。ＬＣ並列共振による共振周波数ｆｏｕｔは次式で求めることができる。

ここで、Ｃｔｏｔａｌは固定容量のコンデンサＣ１０とＣ１１と、可変容量素子Ｃｖ２０による合成容量値のことである。ＦＩＧ．５に示した共振回路を構成した場合のＣｔｏｔａｌは次式で表すことができる。

共振周波数ｆｏｕｔを変化させるにはその両端子間の電位差で容量が変化する可変容量素子Ｃｖが使われ、ループフィルタ７より出力される制御電圧Ｖｔによって可変容量素子の容量Ｃｖを制御して発振周波数ｆｏｕｔを変化させることができる。
ＦＩＧ．６とＦＩＧ．７は、ＦＩＧ．５に示した２つのＶＣＯ回路１，ＶＣＯ回路２の発振周波数範囲を図示したものである。ＦＩＧ．６はＶＣＯ回路１及びＶＣＯ回路２を製造するＩＣプロセスによるばらつきが無視できる場合の発振周波数範囲の一例を示す。ＦＩＧ．７はＩＣプロセスによるばらつきが無視できない場合の発振周波数範囲の一例を示す。
ここで、ＦＩＧ．５に示したＶＣＯ装置が有するＶＣＯ回路１及びＶＣＯ回路２のそれぞれの共振周波数ｆｏｕｔ１とｆｏｕｔ２について具体例を用いて求める。可変容量素子Ｃｖの制御電圧ＶｔをＶ１＝１．０Ｖ，Ｖ２＝２．０Ｖとし、電圧ＶｔをＶ１〜Ｖ２の範囲で変化させたときのＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２の共振周波数の範囲は、
Ｌ１０＝５．５ｎＨ、Ｃ１０＝１．０ｐＦ、Ｃ１１＝２０．０ｐＦ、Ｌ２０＝４．０ｎＨ、Ｃ２０＝１．０ｐＦ、Ｃ２１＝２０ｐＦ、Ｃｖ１０＝Ｃｖ２０＝２．０ｐＦ（Ｖｔ＝Ｖ１＝１．０Ｖの時）
Ｃｖ１０＝Ｃｖ２０＝１．０ｐＦ（Ｖｔ＝Ｖ２＝２．０Ｖの時）
とすると、
ＶＣＯ回路１：１２７８ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ１＜１５１３ＭＨｚ
ＶＣＯ回路２：１４９９ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ２＜１８０１ＭＨｚ
となる。
すなわち、ＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２とは周波数制御電圧端子８に印加される制御電圧Ｖｔに応じて発振周波数のうち一部の周波数範囲（１４９９ＭＨｚから１５３６ＭＨｚ）が重複することになる。
次に、それぞれのＶＣＯ回路１及びＶＣＯ回路２の共振回路に構成するインダクタＬ１０とインダクタＬ２０のインダクタンス（Ｈ）に相対的なばらつきが４％（±２％）もしくは５％（±２．５％）発生したと仮定し、インダクタ以外は上記の条件とした場合のＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２の共振周波数の範囲であるｆｏｕｔ１’とｆｏｕｔ２’は、インダクタンスの相対的なばらつきを４％（±２％）と仮定し、
Ｌ１０＝５．６１ｎＨ＝５．５ｎＨ×１．０２（＋２％のばらつき）
Ｌ２０＝３．９２ｎＨ＝５．５ｎＨ×０．９８（−２％のばらつき）
とすると、
ＶＣＯ回路１：１２６６ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ１’＜１５３６ＭＨｚ
ＶＣＯ回路２：１５２２ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ２’＜１８２９ＭＨｚ
となる。
また、インダクタンスの相対的なばらつきを５％（±２．５％）と仮定し、
Ｌ１０＝５．６４ｎＨ＝５．５ｎＨ×１．０２５（＋２．５％のばらつき）
Ｌ２０＝３．９０ｎＨ＝５．５ｎＨ×０．９７５（−２．５％のばらつき）
とすると、
ＶＣＯ回路１：１２６３．０ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ１’＜１５１７．１ＭＨｚ
ＶＣＯ回路２：１５１８．１ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ２’＜１８２４．０ＭＨｚ
となる。
すなわち、インダクタの相対的なばらつきが５％を超えると、ＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２のどちらも出力できない周波数範囲である１５１７．１ＭＨｚから１５１８．１ＭＨｚができてしまうことになる。
つまり、上記インダクタの相対的なばらつきによって、連続的に可変できない発振周波数ができてしまうため、複数個のＶＣＯ回路で構成されたＶＣＯ装置では、周波数制御電圧端子８に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲のうち一部を重複させる構成とする。
なお、実施の形態４においては、インダクタがばらついた場合の例について述べた。しかし、インダクタ以外の素子であるコンデンサや可変容量素子のばらつきについても同様のことが言える。このため、インダクタ，コンデンサ及び可変容量素子の複合的なばらつきを勘案して、複数個のＶＣＯ回路の発振周波数範囲の一部が重複するように、個々のＶＣＯ回路１及びＶＣＯ回路２の回路定数を決定する。
また、実施の形態４においては、１つの例としてインダクタの相対的なばらつきを４％、５％として発振周波数の範囲を述べた。しかし、ＩＣプロセスによってばらつきの範囲は異なってくるので、そのばらつきの範囲に応じて、複数個のＶＣＯ回路の発振周波数の一部を重複させることも可能である。こうしたことは個々のＶＣＯ回路の設計事項の１つである。
また、実施の形態４においては、不平衡型発振回路を用いた例について説明した。もちろん、差動増幅回路を用いた平衡型発振回路を用いてもよい。
また、実施の形態４においては、可変容量素子を用いたが、端子間の電位差によって容量値が可変できる素子であれば、別の素子を用いることも可能である。
さて、ＦＩＧ．８とＦＩＧ．９は、ＶＣＯ回路の発振感度を示す。ＦＩＧ．８は発振感度を複数個のＶＣＯ回路で一定にしない場合の発振周波数と制御電圧Ｖｔの関係を示す。ＦＩＧ．９は発振感度を複数個のＶＣＯ回路でほぼ一定にした場合の発振周波数と制御電圧Ｖｔの関係を示している。ＦＩＧ．８は既に上記で求めたｆｏｕｔ１とｆｏｕｔ２の発振周波数と制御電圧Ｖｔの関係を示す。
ＦＩＧ．５に示したＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２は、コンデンサ（Ｃ１０＝Ｃ２０＝１．０ｐＦ、Ｃ１１＝Ｃ２１＝２０．０ｐＦ）と可変容量素子（Ｖｔ＝Ｖ１＝１０Ｖ時にＣｖ１０＝Ｃｖ２０＝２．０ｐＦ、Ｖｔ＝Ｖ２＝２．０Ｖ時にＣｖ１０＝Ｃｖ２０＝１．０ｐＦ）を同一の構成として、インダクタ１０（＝５．５ｎＨ）とインダクタ２０（＝４．０ｎＨ）の定数だけを変えて異なる周波数範囲を得ている。
ここで、ＶＣＯ回路１の発振感度を、Δｆｏｕｔ１／ΔＶｔ、ＶＣＯ回路２の発振感度をΔｆｏｕｔ２／ΔＶｔとすると、
Δｆｏｕｔ１／ΔＶｔ＝（ｆｏｕｔ１ｍａｘ−ｆｏｕｔ１ｍｉｎ）／（２．０−１．０）＝３０２ＭＨｚ／Ｖ
Δｆｏｕｔ２／ΔＶｔ＝（ｆｏｕｔ２ｍａｘ−ｆｏｕｔ２ｍｉｎ）／（２．０−１．０）＝２５８ＭＨｚ／Ｖ
となり発振感度は異なる。
発振感度の大きいＶＣＯ回路１の方が制御電圧Ｖｔの影響を受けやすく位相雑音は劣化しやすい。このため、広帯域にわたる周波数範囲で一定の位相雑音性能を得ることは難くなる。
ＦＩＧ．９は、複数個のＶＣＯ回路の発振感度をほぼ一定とした場合の発振周波数と制御電圧Ｖｔとの関係を示す。ＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２の発振周波数をそれぞれｆｏｕｔ１”とｆｏｕｔ２”として表す。
個々の発振感度の調整には、インダクタ（Ｌ１０，Ｌ２０）とコンデンサ（Ｃ１１，Ｃ２１）を用いた。これら変更後の定数は、Ｌ１０＝５．３ｎＨ，Ｌ２０＝４．１ｎＨ，Ｃ１１＝４５．０ｐＦ，Ｃ２１＝９．５ｐＦである。
ここで、上記同様に定数調整後の発振感度を示す。ＶＣＯ回路１の発振感度をΔｆｏｕｔ１”／ΔＶｔ、ＶＣＯ回路２の発振感度をΔｆｏｕｔ２”／ΔＶｔとすると、
Δｆｏｕｔ１”／ΔＶｔ＝（ｆｏｕｔ１”ｍａｘ−ｆｏｕｔ１”ｍｉｎ）／（２．０−１．０）＝２７４ＭＨｚ／Ｖ
Δｆｏｕｔ２”／ΔＶｔ＝（ｆｏｕｔ２”ｍａｘ−ｆｏｕｔ２”ｍｉｎ）／（２．０−１．０）＝２７５ＭＨｚ／Ｖ
となる。
上記から明らかなように、ＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２の発振感度がほぼ一定となっているため、制御電圧Ｖｔによる位相雑音への影響も一定となり、広帯域にわたる周波数範囲で、より一定の位相雑音性能を得ることができる。
なお、実施の形態４においては、説明の便宜上、可変容量素子を１素子だけを用い、さらに狭い制御電圧のＶｔ（１．０Ｖ〜２．０Ｖ）で発振周波数を制御する構成としたため発振感度は非常に高くなる。しかし、好ましくは発振感度を低くした方が良く、特に広帯域にわたって、周波数範囲を発振させる場合は、素子に印加する端子間の電位差によって容量値が可変できる素子を複数個並列に接続した構成を用いることによって発振感度を低くすることも可能である。
（実施の形態５）
ＦＩＧ．１０はＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。ＦＩＧ．１に示した実施の形態１の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。
ＶＣＯ回路群４は互いに発振周波数範囲が異なるＶＣＯ回路４ａ，ＶＣＯ回路４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃを有する。ＬＯ信号選択手段３は、ＶＣＯ回路４ａ，４ｂ及び４ｃの３つの出力信号（局部信号）の中から１つの局部信号を選択する。ＰＬＬ６はＬＯ信号選択手段３で選択された局部信号ｆｖｃｏを分周して基準信号との位相を比較し位相差から変換した電圧信号を出力する。
ループフィルタ７は、ＰＬＬ６から出力された出力信号を平滑してＶＣＯ回路で発振する発振周波数を制御する制御電圧Ｖｔを生成する。ループフィルタ７から出力された制御電圧ＶｔはＶＣＯ回路群４で発振される発振周波数を制御する。
ＦＩＧ．１０に示した実施の形態５はさらに、複数個のＭＩＸ回路２０ａ，ＭＩＸ回路２０ｂ及びＭＩＸ回路２０ｃからなるＭＩＸ回路群を有する。これら複数個のＭＩＸ回路の一方の入力は高周波入力信号選択手段２１の出力側に接続されている。また、複数個のＭＩＸ回路の他方の入力はＶＣＯ回路４ａ，ＶＣＯ回路４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃの出力側にそれぞれ接続されている。複数個のＭＩＸ回路２０ａ、ＭＩＸ回路２０ｂ及びＭＩＸ回路２０ｃそれぞれの出力側は高周波出力信号選択手段２２に接続されている。
こうした構成によれば、発振周波数範囲の異なる複数個のＶＣＯ回路と各別に接続された個々のＭＩＸ回路で信号処理する周波数帯域はテレビジョン放送を代表とする広帯域な範囲とすることなく、この広帯域な範囲を分割した内の一部を信号処理帯域としたＭＩＸ回路とすることで、ＭＩＸ回路を広帯域化する際に問題となる消費電流を増加させることなく低消費電力で良好な通信特性を得ることができる。
（実施の形態６）
ＦＩＧ．１１はＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。ＦＩＧ．１０に示した実施の形態５の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。
ＶＣＯ回路群４は、発振周波数範囲が異なるように構成した、ＶＣＯ回路４ａ，ＶＣＯ回路４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃを有する。また、電流源回路９を有する。電流源回路９は可変電流源回路９ａ，可変電流源回路９ｂ及び可変電流源回路９ｃで構成されている。可変電流源９ａはＶＣＯ回路４ａの駆動電流源である。同様に、可変電流源９ｂ，可変電流源９ｃはＶＣＯ回路４ｂ，ＶＣＯ回路４ｃを駆動するために各別に接続された電流源である。
可変電流源回路９ａ，９ｂ及び可変電流源回路９ｃの電流を各別に調整し、ＶＣＯ回路４ａ，４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃを作動させるならば発振周波数に対する位相雑音特性だけでなく、温度や電源電圧などの作動環境の変動や、通信規格により異なる複数の所望特性をもったＶＣＯ装置を得ることができる。
（実施の形態７）
ＦＩＧ．１２はＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。ＦＩＧ．１１に示した実施の形態６の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。
高周波信号入力端子２ａにはＬＮＡ群２３が接続されている。ＬＮＡ２３群は周波数帯域の異なるＬＮＡ２３ａ，ＬＮＡ２３ｂ及びＬＮＡ２３ｃを有し、これら複数個のＬＮＡのそれぞれの出力信号を同じく信号処理する周波数帯域の異なるＭＩＸ回路２０ａ，ＭＩＸ回路２０ｂ及びＭＩＸ回路２０ｃに入力する構成としている。
ＬＮＡ２３ａ，ＬＮＡ２３ｂ及びＬＮＡ２３ｃには図示はしないが、各別にそれらの作動電源をオン・オフするスイッチ機能が備え付けられている。電源がオンされたＬＮＡは高周波信号入力端子２ａから供給された入力信号を増幅し、増幅した信号をＭＩＸ回路２０ａ，２０ｂ及び２０ｃにそれぞれ出力する。高周波出力選択手段２２はＭＩＸ回路２０ａ，２０ｂ及びＭＩＸ回路２０ｃから出力された高周波出力信号を選択して、そのうちの１つを高周波信号出力端子２ｂに出力する。
なお、個々のＬＮＡの信号処理帯域は広帯域な周波数範囲を分割した内の一部を処理帯域とすることで、ＬＮＡを広帯域化する際に問題となる消費電流を増加させることなく低消費電力で良好な通信特性を得ることができる。
（実施の形態８）
ＦＩＧ．１３はＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。ＦＩＧ．１２に示した実施の形態７の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。
ＬＮＡ群２３の出力側に周波数選択可能な同調機能を有したＢＰＦ（バンドパスフィルタ）回路２４を接続したことでＦＩＧ．１２とは相違する。ＬＮＡ群２３にはＦＩＧ．１２にも示したようにＬＮＡ２３ａ，ＬＮＡ２３ｂ及びＬＮＡ２３ｃの３つのＬＮＡを構成する。ＢＰＦ回路２４の出力信号はＭＩＸ回路２０ａ，２０ｂ及びＭＩＸ回路２０ｃ供給される。
高周波信号入力端子２ａに入力される高周波信号に不所望な妨害波が含まれ、特に妨害波の電界強度が強い場合にはＢＰＦ回路２４でこれらの妨害波を減衰させることで良好な通信特性を得ることができる。
なお、ＦＩＧ．１３においてはＢＰＦ回路２４を、ＬＮＡ群２３の後段に配置させたが、ＬＮＡ群２３の前段、すなわち、高周波信号入力端子２ａの後に配置してもよい。また、ＬＮＡ群２３の前段及び後段の両方に配置してもよい。
（実施の形態９）
ＦＩＧ．１４はＶＣＯ装置を含む受信機の構成の一例を示すブロック図である。なお、ＦＩＧ．３に示した実施の形態２の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。
ＦＩＧ．１４に示したＶＣＯ装置は受信特性判定手段１５を有する。受信特性判定手段１５は、デジタル復調処理回路１１及びＢＥＲ判定回路１２を有する。
ＦＩＧ．１４に示したＶＣＯ装置はＦＩＧ．４に示したものとほぼ同じ電流制御手段１３を有する。デジタル復調回路１１は、高周波信号出力端子２ｂから供給された出力信号をデジタル復調処理し、さらにビット誤り率（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ；以下ＢＥＲと称する）を検出する。ＢＥＲ判定回路１２は前記ＢＥＲ検出結果に応じたデジタル信号を出力する。なお、“ＢＥＲ”とは、デジタル変調信号の受信品質を表すものであり、ある一定時間に受信したビット列の中にどのくらいの誤りビットが含まれているかを表す比率である。
電流制御手段１３はＢＥＲ判定回路１２から出力されたデジタル信号に応じたアナログ信号を出力して、電流源回路９に内蔵された可変電流源回路９ａ，可変電流源回路９ｂ及び可変電流源回路９ｃの電流を調整する。
次に、一例として、ＦＩＧ．１４に示したＶＣＯ回路４ｃの可変電流源回路９ｃの電流が、デジタル復調処理回路１１，ＢＥＲ判定回路１２及び電流制御手段１３によってどのように調整されるかについてＦＩＧ．１５及びＦＩＧ．１６を用いて説明する。
ＦＩＧ．１５は、縦軸を位相雑音、横軸を電流としたときのＦＩＧ．１４に示すＶＣＯ回路４ｃの出力信号ＦＶＣＯの位相雑音（ｃ，ｄ，ｅ）と、電流源回路９ｃで設定する電流（Ｃ，Ｄ，Ｅ）との関係を示す。ＦＩＧ．１５では、上記位相雑音と上記電流の関係が、電流Ｃで位相雑音が最も小さくなり、すり鉢型の特性カーブを示す。電流をＣよりも小さくしてＤ，Ｅで示した値に設定しても、また、Ｃで示した値よりも大きくしてＦ，Ｇで示した値に設定しても位相雑音はいずれの方向においても大きくなる。
このため、位相雑音を小さくして優れた受信性能を実現するには一般に電流Ｃに設定するのが好ましい。ただし、これらの位相雑音と電流との関係は、周辺温度や電源電圧といったいわゆる動作環境条件に基づき再調整することが好ましい。すなわち、動作環境が変化すれば位相雑音をより小さくするための最適な電流は電流Ｃではなくなることに留意しなければならない。従って、優れた受信性能を維持するには受信性能の変化に対応させて電流源９ｃの電流を最適値に調整し、位相雑音を小さくなるように設定する。
次に、ＦＩＧ．１４，ＦＩＧ．１５を参照しながらＦＩＧ．１６に示したフローチャートについて説明する。ＦＩＧ．１６は電流を調整する手順を示したフローチャートである。なお、フローチャートの第１のステップ、すなわち初期条件として、ＦＩＧ．１５に示したＶＣＯ回路４ｃの可変電流源回路９ｃは位相雑音が最も小さくなる電流Ｃに設定されている（Ｓ１００）。
次にデジタル復調処理回路１１は、ＶＣＯ装置を含む受信機の高周波信号出力端子２ｂから出力された信号をデジタル復調処理しＢＥＲ−１を検出する（Ｓ１０２）。その一定時間後にＢＥＲ−２を検出する（Ｓ１０４）。
前にも述べたが“ＢＥＲ，，はある一定時間に受信したビット列の中にどのくらいの誤りビットが含まれているかという比率を表すものであるから、所定時間の前後にそれぞれＢＥＲを検出し、比較することになる。
判定回路１２はＢＥＲ−１とＢＥＲ−２を比較し、ＢＥＲ−２がＢＥＲ−１より大きい場合は受信結果が劣化したと判断する（Ｓ１０６）。このときに、電流制御手段１３は位相雑音と電流の関係を調整するために可変電流源回路９ｃの電流をＣより低い値のＥになるように設定する（Ｓ１０８）。
その後同様にして、ＢＥＲ−２を検出した後一定時間をおいてＢＥＲ−３を検出する（Ｓ１１０）。ＢＥＲ−３がＢＥＲ−２より小さい場合は、受信結果が改善したと判断する（Ｓ１１２）。このときには、可変電流源回路９ｃの電流をＥより更に低いＤに設定する。同様にして、一定時間経過後、ＢＥＲ−５を検出する（Ｓ１１６）。ＢＥＲ−５がＢＥＲ−３より小さい場合は受信結果がさらに改善したと判断し、電流をＤの設定の状態で動作を継続する（Ｓ１１４）。ＢＥＲ−５がＢＥＲ−３より大きい場合は受信結果がさらに劣化したと判断し、電流をＥの状態に戻す（Ｓ１０８）。
さらに、ＢＥＲ−３がＢＥＲ−２より大きいと検出された場合は、受信結果が劣化したと判断し、可変電流源回路９ｃの電流をＥからＦに設定する（Ｓ１１８）。その後、ＢＥＲ−４を検出（Ｓ１２０）し、ＢＥＲ−３とＢＥＲ−４とを比較する（Ｓ１３０）。ＢＥＲ−４がＢＥＲ−３より小さい場合は受信結果がさらに劣化したと判断し、電流をＦよりさらに大きなＧの値に設定する（Ｓ１２４）。その後、ＢＥＲ−６を検出（Ｓ１２６）し、ＢＥＲ−４とＢＥＲ−６とを比較する（Ｓ１２８）。ＢＥＲ−６がＢＥＲ−４より小さい場合は受信結果が改善したと判断し、電流をＧの設定の状態で動作を継続する（Ｓ１２４）。ＢＥＲ−６がＢＥＲ−４より大きい場合は受信結果が劣化したと判断し、電流をＧの設定の状態（Ｓ１１８）で動作を継続する。
以下同様にして、ＢＥＲの検出と判定を行いながら受信結果の変動に応じて電流源回路９の電流を調整することでＶＣＯ装置の位相雑音特性を制御する。
以上のように、受信機の特性の優劣を表すＢＥＲの変化に応じて、個々のＶＣＯ回路の電流を調整することで、温度や電源電圧といった動作環境が変化しても位相雑音を補正し、広帯域に良好な位相雑音特性となるＶＣＯ装置を実現する効果を得ることができる。
（実施の形態１０）
ＦＩＧ．１７はＶＣＯ装置を含む受信器の構成の一例を示すブロック図である。なお、ＦＩＧ．３に示した実施の形態２の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。
また、ＦＩＧ．１７を用いて説明される実施の形態１０は、デジタル変調方式判定手段１８を有したことでもこれまでの他の実施の形態とは相違する。デジタル変調方式判定手段１８はデジタル変調方式検出回路１６とデジタル変調方式判定回路１７を有する。デジタル変調方式検出回路１６は、高周波信号出力端子２ｂから出力される出力信号のデジタル変調方式を検出するとともに、デジタル復調処理を行う。
デジタル変調方式判定回路１７は、デジタル変調方式検出回路１６で検出されたデジタル変調方式に応じたアナログ信号を出力する。ＦＩＧ．１７はさらに電流制御手段１３を有する。電流制御手段１３は、デジタル変調方式判定回路１７からのアナログ信号に応じて電流源回路９に備えられた、可変電流源回路９ａ，可変電流源回路９ｂ及び可変電流源回路９ｃの電流を調整する。
次にデジタル変調方式検出回路１６，デジタル変調方式判定回路１７及び電流制御手段１３によって、可変電流源回路９ｃによるＶＣＯ回路４ｃの電流調整の動作をＦＩＧ．１５，ＦＩＧ．１８及びＦＩＧ．１９を用いて説明する。
ＦＩＧ．１８は、デジタル変調方式（受信機の所望ＣＮＲ）とこれに対応するＶＣＯ回路の所望位相雑音および電流の関係を示す。ここで、デジタル変調方式（１），デジタル変調方式（２）及びデジタル変調方式（３）はそれぞれ２５６ＱＡＭ，１６ＱＡＭ及びＱＰＳＫといった変調多重度が異なるデジタル変調方式を想定している。
一般的なデジタル変調方式において、分解能が高く変調多重化された２５６ＱＡＭ等の方式は、単位周波数帯域あたりの伝送速度を向上することができる。しかしながら、伝送信号路から高周波信号処理部を経てデジタル復調処理手段に入力するＩＦ信号の信号対雑音電力比（ＣＮＲ）を大きく確保する必要がある。
受信信号のデジタル変調方式に応じて、受信機の所望ＣＮＲおよび受信機に搭載するＶＣＯ装置の所望位相雑音が決定される。近年の無線通信においては、その用途や使用環境に応じて変調方式を切替えて伝送速度や伝送品質を多様化した放送通信規格が存在する。したがって、受信機に搭載するＶＣＯ装置の位相雑音を所定の値に特定しないで、それぞれの変調方式に適応した所望特性でデジタル復調処理の復調率を保持することが最適な設計と考えられる。
そこで、ＦＩＧ．１８に示すように、変調方式（１），変調方式（２）及び変調方式（３）それぞれに応じた位相雑音ｃ，位相雑音ｅ及び位相雑音ｄを設定し、ＶＣＯ回路の電流をそれぞれＣ，Ｅ及びＤの値に調整することで、変調多重度の比較的小さいデジタル変調方式の信号を受信する場合は低消費電流化の効果が得られる。
ＦＩＧ．１９は、デジタル変調方式によって上記電流を調整する動作の一例を示したフローチャートである。まず、ＶＣＯ回路４ｃの可変電流源回路９ｃは、複数のデジタル変調方式のうち、所望ＣＮＲが最も大きく、すなわち最も厳しく、より小さい位相雑音ｃを実現するための電流Ｃに設定する（Ｓ２００）。
次にデジタル復調処理回路１１でデジタル変調方式を検出（Ｓ２０２）し、検出結果が変調方式（２）である場合（Ｓ２０４）は、可変電流源回路９ｃの電流を電流Ｅに減少させ（Ｓ２０６）、かつ、変調方式（２）の復調効率が維持できる位相雑音ｅを実現する。
変調方式が変調方式（２）ではない場合には変調方式（３）であるか否かを判定する（Ｓ２０８）。変調方式（３）と判定された場合は電流をさらに少なめ目のＤになるように設定する（Ｓ２１０）。変調方式（３）でない場合には、再度電流Ｃになるように再設定を行う（Ｓ２００）。
その後同様にして、デジタル変調方式を検出する。異なる変調方式である場合、たとえば変調方式（３）は、変調方式に適応した可変電流源回路の電流に再設定した状態で動作を継続する。
以上のように本発明のＶＣＯ装置は、異なるいくつかのデジタル変調信号を併用する放送規格もしくは通信規格の高周波信号を受信もしくは送信する場合において、受信するデジタル変調方式に応じて個々のＶＣＯ回路の電流を可変調整することが可能である。
例えば、デジタル変調のうち１６ＱＡＭなど比較的符号間が近接し、信号対雑音電力比（ＣＮＲ）による信号劣化の影響の大きい方式の高周波信号を処理する場合は、ＶＣＯ回路の電流を多くし、一方ＱＰＳＫなど比較的符号間が近接しておらず、信号対雑音電力比（ＣＮＲ）による信号劣化の影響の小さい方式の高周波信号を処理する場合は、ＶＣＯ回路の電流を積極的に少なくするという調整を行うことから、広帯域かつ低消費電流なＶＣＯ装置を実現する効果を得ることができる。
なお、本発明の各実施の形態においては、ＶＣＯ回路は３つの構成としたが、これらに限定されるものではなく、２つ以上のＶＣＯ回路を有したＶＣＯ回路装置の構成に適用することができる。
また、本発明の各実施の形態においては、複数個のＶＣＯ回路を切替える信号選択手段として、スイッチ回路を用いる例についてのみ説明してきた。しかし、複数個構成した相互のＶＣＯ回路を電気的にアイソレーションする構成を用いることも可能である。加えて、ＶＣＯ回路とＭＩＸ間に信号増幅手段を挿入する構成を用いることも可能である。
また、本発明の各実施の形態においては、高周波信号処理手段の構成にシングルコンバージョン方式を用いる例についてのみ説明してきた。しかし、ダブルコンバージョン方式やダイレクトコンバージョン方式や、ＩＱ出力形式を採用して直交ＭＩＸを有した受信器の構成に本発明に記載のＶＣＯ装置を用いることも可能である。
また、本発明の各実施の形態においては、可変電流源回路の電流を切替える電流制御手段として、電流制御手段を用いる構成について説明してきた。しかし、電流切替え手段を加味したレギュレータ回路や、電流の異なる複数の固定電流源を配置してこれら固定電流源を切替えるといった電流調整手段を用いることも可能である。また、複数のＶＣＯ回路のうち選局に必要なＶＣＯ回路を除く他の複数個のＶＣＯ回路については電流が流れないように電流源回路をオフさせることも可能である。
また、本発明の各実施の形態においては、ＶＣＯ装置を受信機に用いる例についてのみ説明してきた。しかし、広帯域な発振周波数範囲と低消費電流化の両方を実現する効果を有する本発明のＶＣＯ装置は、受信機と送信機を含む通信システムに広く用いることも可能である。また、異なる周波数帯域を有した複数の通信規格に対応できるとともに、特に電力供給源が電池である携帯電話等のモバイル機器においては、映像や音声やデータの送受信をより長時間連続使用することができるという効果を得ることはできる。また将来チューナの小型軽量化が進み、電力供給源が電池である携帯電話等のモバイル機器にチューナを内蔵するケースにおいても、映像や音声をより長時間の連続再生ができるという効果が期待できる。
また、本発明の各実施の形態においては、可変電流源回路の電流を調整するための判定手段として、ＢＥＲやデジタル変調方式といった判定指標を用いる構成についてのみ説明してきたが、その他の判定指標を用いることも可能である。

以上のように、本発明によれば、発振周波数範囲の広帯域化と低消費電力化の両方を達成したＶＣＯ装置を提供することができるので、その産業上の利用価値は高い。
図面の参照符号の一覧表
１ 高周波信号処理手段
２ａ 高周波信号入力端子
２ｂ 高周波信号出力端子
３ ＬＯ信号選択手段
４ ＶＣＯ回路群
４ａ，４ｂ，４ｃ ＶＣＯ回路
５，９ 電流源回路群
５ａ，５ｂ，５ｃ 電流源回路
６ ＰＬＬ
７ ループフィルタ
８ 周波数制御電圧端子
９ａ，９ｂ，９ｃ 可変電流源回路
１１ デジタル復調回路
１２ ＢＥＲ判定回路
１３ 電流制御手段
１４ 選局手段
１５ 受信特性判定手段
１６ デジタル変調方式検出回路
１７ デジタル変調方式判定回路
１８ デジタル変調方式判定手段
２０ａ，２０ｂ，２０ｃ ＭＩＸ回路
２１ 高周波入力信号選択手段
２２ 高周波出力信号選択手段
２３ 低雑音増幅器群（ＬＮＡ群）
２３ａ，２３ｂ，２３ｃ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
２４ ＢＦＰ

本発明は放送用受信機、通信用送受信機に搭載されるＶＣＯ（電圧制御発振回路）装置に関し、特に発振周波数が広帯域にわたるＶＣＯ装置に関するものである。

ＶＣＯ装置はたとえば、放送用受信機や通信用受信機に使用され、任意の高周波信号を選局するための局部周波数を作り出す回路として使用される。

図２０は従来のＶＣＯ装置の回路ブロック図である。図２０において、ＶＣＯ回路群１０４は周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する。電源流回路１０５は、ＶＣＯ回路群１０４の一構成素子である発振トランジスタ（図示せず）の駆動電流を設定する。信号選択手段１０３はＶＣＯ回路群１０４の出力信号を選択し局部信号出力端子に局部信号ｆｖｃｏを出力する。ＰＬＬ１０６は、信号選択手段１０３で選択された局部信号ｆｖｃｏを分周して基準信号との位相を比較し位相差から変換した電圧信号を出力する。ループフィルタ１０７は、ＰＬＬ１０６から取り出された出力信号を平滑して局部信号ｆｖｃｏの発振周波数を制御する制御電圧Ｖｔを出力する。

携帯電話機を有した移動体受信器においては、ＶＣＯ回路群１０４に示すように発振周波数範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路１０４ａ，１０４ｂ及びＶＣＯ回路１０４ｃを準備することは有用である。なぜならば、移動体受信機に搭載されるＩＣの小型化や低消費電力化を実現するためにも、また低電源電圧で正常な動作を確保するためにも、また、広い周波数範囲で良好な位相雑音特性を得るためにも好適な回路構成であるからである。

図２１はＶＣＯ回路１０４ａ，１０４ｂ及びＶＣＯ回路１０４ｃに供給される周波数制御電圧Ｖｔとその発振周波数との関係を示す。特にテレビジョン用放送受信機などの周波数範囲の広い高周波信号を第１のＩＦ信号に周波数変換するには、ＶＣＯ回路も同様に周波数範囲の広い局部信号を発振させる必要がある。局部信号の発振周波数を広帯域にわたって満足させるためにＶＣＯ回路１０４ａは局部信号の低域周波数を発振周波数範囲としての役割を担う。また、ＶＣＯ回路１０４ｂは局部信号の中域周波数を発振範囲として、ＶＣＯ回路１０４ｃは局部信号の高域周波数を発振範囲としてそれぞれ担っている。こうしたＶＣＯ回路の役割分担により、所定の周波数範囲を発振させて所望の電気的特性を得ている。

なお、この種に関連する先行技術としては、例えば、日本公開特許、特開平９‐１０２７５２号公報に紹介されている。

しかしながら、従来のＶＣＯ装置を用いて発振周波数範囲の広帯域化を図る場合においては、図２２に示すようにＶＣＯ回路１０４ａ，１０４ｂ及びＶＣＯ回路１０４ｃのオフセット周波数と位相雑音の特性関係から明らかなように局部信号の低域側周波数を担うＶＣＯ回路１０４ａが発振する信号はＶＣＯ回路１０４ｂおよびＶＣＯ回路１０４ｃに対して比較的小さな位相雑音になる。

これは、ＶＣＯ回路に内蔵される共振回路のＱ（Ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）が周波数特性に依存するからである。発振周波数が高域になるに従って回路の信号配線のインピーダンスや信号配線にもたらされる浮遊容量が無視できなくなりＱが低下する。共振回路のＱが低下すると一般に位相雑音が大きくなる。

図２０に示すように、従来のＶＣＯ装置はＶＣＯ回路１０４ａ，１０４ｂ及びＶＣＯ回路１０４ｃに用意された発振トランジスタ（図示せず）の電流を設定する電流源回路１０５は各ＶＣＯ回路に共用されているか、または、各別に接続されている場合には電流はほぼ同じに設定されていた。

このよう構成においては電流源回路１０５の電流は周波数範囲が一番高く、低位相雑音化に不利なたとえばＶＣＯ回路１０４ｃが所望の特性を達成できるように電流が設定される。このため、比較的低位相雑音化に有利なＶＣＯ回路１０４ａ及びＶＣＯ回路１０４ｂは必然的に所望特性以下の位相雑音特性で動作することになる。ＶＣＯ回路１０４ａ，ＶＣＯ回路１０４ｂは所望の位相雑音を満足する。しかし、不所望である余分な電流を供給しなければならないので、消費電力の増加につながる。

携帯電話機を有した移動体端末機にＶＣＯ装置を搭載する場合には駆動用電源としてのバッテリーによって連続使用時間が制限される。このため、移動体端末機に搭載する放送用受信機および通信用送受信機の低消費電力化は非常に重要な課題である。

本発明は、発振周波数範囲の広帯域化と低消費電力化の両方が達成できるＶＣＯ装置とこれを用いた受信機を提供することを目的とする。

本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ（ＶＯＬＴＡＧＥ ＣＯＮＴＲＯＬＥＤ ＯＳＣＩＬＬＡＴＯＲ）回路と、この複数個のＶＣＯ回路が有する発振トランジスタの各々の駆動電流を各別に設定する電流源回路と、ＶＣＯ回路の出力信号を切替える信号選択手段と、この信号選択手段で選択された局部信号を分周して基準信号との位相を比較し位相差から変換した出力信号を出力するＰＬＬと、このＰＬＬの出力信号を平滑して周波数制御電圧である制御電圧Ｖｔを出力するループフィルタとを有したＶＣＯ装置である。これによれば、個々のＶＣＯ回路の発振周波数に対する位相雑音の特性に応じて低消費電力化を実現することができる。

また、本発明のＶＣＯ装置は、ＶＣＯ回路の中で発振周波数の範囲が一番高いＶＣＯ回路が発振する位相雑音と同等の位相雑音が得られる電流を他の複数のＶＣＯ回路の電流源回路の電流としたＶＣＯ装置である。これにより、特に低域側周波数を担うＶＣＯ回路を低消費電力化することができる。

また本発明のＶＣＯ装置は、ＶＣＯ回路を駆動する電流源回路の電流を可変電流源回路としたＶＣＯ装置である。これによれば、温度変化や電源電圧変動といったいわゆる動作環境の変動や、異なる所望特性の通信規格の切替えに応じて位相雑音を補正し、良好な通信特性を得ることができる。

また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振し、発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する可変電流源回路と、複数個のＶＣＯ回路のいずれか１つから出力される局部信号と、高周波信号入力端子から入力された受信信号とを混合する高周波信号処理手段と、ＶＣＯ回路群から出力される発振周波数に応じて可変電流源回路の電流を切替える電流制御手段とを有したＶＣＯ装置である。

こうした構成は、ＶＣＯ回路に構成された共振回路素子のＱや寄生容量等の周波数特性によって変動する位相雑音を発振トランジスタの駆動電流で補正することができる。これによって、広帯域な周波数範囲にわたってより一定の位相雑音性能を得ることができる。

また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する電流源回路を有したＶＣＯ装置において、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じて発振する周波数の範囲の一部が重複するように個々のＶＣＯ回路の共振回路が設定されたＶＣＯ装置である。

個々のＶＣＯ回路を構成するそれぞれの共振回路に相対的なばらつきが発生し、個々のＶＣＯ回路で設定した発振周波数範囲が高周波数の方向／低周波数の方向へ相反してばらついた場合においても所望の発振周波数の範囲を連続して可変することができる。

また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する電流源回路を有したＶＣＯ装置において、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔの変化と、この制御電圧Ｖｔに応じた発振周波数の変化からなる発振感度が個々のＶＣＯ回路でほぼ同等となるように個々のＶＣＯ回路の共振回路を設定したＶＣＯ装置である。制御電圧Ｖｔによる可変容量素子の容量変動が大きくなり、結果として発振周波数変動が大きくなることによる位相雑音への影響を個々のＶＣＯ回路で同等とすることで、広帯域な周波数範囲にわたってより一定の位相雑音性能を得ることができる。

また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する電流源回路と、ＶＣＯ回路の出力側に接続され、かつ、高周波入力信号選択手段の出力側に接続されたＭＩＸ回路（ＭＩＸ回路は、周波数の異なる２つの信号を乗算して出力する回路）を含む高周波信号処理手段と、ＶＣＯ回路の出力信号を切替える信号選択手段と、この信号選択手段で選択された局部信号を分周して基準信号との位相を比較し位相差から変換した電圧信号を出力するＰＬＬと、このＰＬＬの出力信号を平滑して発振周波数を制御する制御電圧Ｖｔを出力するループフィルタからなるＶＣＯ装置である。

こうした構成によって、広帯域にわたる発振周波数範囲を有するＶＣＯ回路の出力信号が接続されるＭＩＸ回路を複数個のＭＩＸ回路とし、個々のＭＩＸ回路で信号処理する周波数帯域を異なる範囲とすることができる。ＭＩＸ回路を広帯域化する際に問題となる消費電流の増加を排除できるので低消費電力化が実現できるとともに良好な通信特性を得ることができる。

また本発明のＶＣＯ装置は、高周波入力信号選択手段に複数個の低雑音増幅器（ＬＯＷ ＮＯＩＳＥ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲ；以下ＬＮＡと称する）を接続したＶＣＯ装置である。

これによって、複数個のＬＮＡそれぞれに電源オン・オフ機能を有するならば所望の高周波入力信号を選択することができる。また、ＬＮＡを広帯域化する際に問題となる消費電流を増加させることなく低消費電力で良好な通信特性を得ることができる。

また本発明のＶＣＯ装置は、高周波入力信号選択手段を複数個のＬＮＡおよびＢＰＦ（ＢＡＮＤ ＰＡＳＳ ＦＩＬＴＥＲ）回路で構成したＶＣＯ装置である。

複数個のＬＮＡは電源オン・オフ機能を有し、またＢＰＦ回路には周波数選択可能な同調機能を有することで高周波入力信号を選択可能とする。また、受信する電波状況において高周波入力信号に妨害波が含まれ、特に妨害波の電界強度が強い場合はＢＰＦ回路でこの妨害波を減衰させることで良好な通信特性を得ることができる。

また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する可変電流源回路と、複数個のＶＣＯ回路から出力される局部信号と、高周波信号入力端子から入力された受信信号とを混合する高周波信号処理手段と、高周波信号処理手段から出力されるアナログ信号をデジタル復調処理し受信特性を判定する受信特性判定手段と、この受信特性判定手段から出力されるデジタル信号に応じた電圧もしくは電流を出力して可変電流源回路の電流を切替える電流制御手段を有したＶＣＯ装置である。

搭載する送受信機システムの通信状態の変動に応じて位相雑音を補正することができ、良好な通信特性が得ることができる。

また本発明のＶＣＯ装置は、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する可変電流源回路と、複数個のＶＣＯ回路から出力される局部信号と、高周波信号入力端子から入力された受信信号とを混合する高周波信号処理手段と、高周波信号処理手段から出力されるアナログ信号をデジタル復調処理しデジタル変調方式を判定するデジタル変調方式判定手段と、このデジタル変調方式判定手段から出力されるデジタル信号に応じた電圧もしくは電流を出力して可変電流源の電流を切替える電流制御手段を有したＶＣＯ装置である。

搭載する送受信機システムが対応する放送規格や通信規格が複数のデジタル変調方式を併用する場合は、これらのデジタル変調方式で決定する振幅や位相軸上の多重度に反して低消費電力化が実現できる。

以上のように、本発明によれば、発振周波数範囲の広帯域化と低消費電力化の両方を達成したＶＣＯ装置を提供することができるので、その産業上の利用価値は高い。

以下、本発明の実施の形態について説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明のＶＣＯ装置に係る一例を示すブロック図である。

本発明に係るＶＣＯ装置は、高周波信号処理手段１を有する。高周波信号処理手段１はたとえば、携帯電話機のような移動体端末機に搭載される送受信回路に適用することができる。高周波信号処理手段１には高周波信号入力端子２ａ，高周波信号出力端子２ｂが備え付けられている。

また、本発明のＶＣＯ装置はＶＣＯ回路群４を有する。ＶＣＯ回路群４は、周波数制御電圧端子８に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数の信号を発振する。ＬＯ信号選択手段３はＶＣＯ回路群４の中から所望の出力信号を選択する。ＰＬＬ６は、ＬＯ信号選択手段３で選択された局部信号ｆｖｃｏを分周して基準信号との位相を比較し、両者の位相差から変換した電圧信号を出力する。ループフィルタ７は、ＰＬＬ６の出力信号を平滑して局部信号ｆｖｃｏの発振周波数を制御するための制御電圧Ｖｔを出力し、ＬＯ信号選択手段３で選択された局部信号ｆｖｃｏを高周波信号処理手段１へ出力する。

さて、移動体端末機には一般的に小型化、低消費電力化が要求されている。したがって、移動体端末機に搭載されるＶＣＯ装置にも当然のことながら小型化，低消費電力化が要求される。また、ＶＣＯ装置は一般的にＩＣ化されているのが一般的である。このため、ＩＣパッケージの小型化や低電源電圧でも正常に作動することができるＩＣが要求されている。

図１に示した本発明のＶＣＯ回路群４は広帯域な周波数範囲を受信または送信するために好適である。ＶＣＯ回路群４はＶＣＯ回路４ａ，ＶＣＯ回路４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃの３つのＶＣＯ回路を有する。これらの３つのＶＣＯ回路それぞれには所定の周波数範囲を発振する、いわゆる発振トランジスタ（図示せず）が構成されている。

電流源回路群５は、電流源回路５ａ，電流源回路５ｂ及び電流源回路５ｃを有する。電流源回路５ａはＶＣＯ回路４ａを駆動するために供されている。同様に、電流源回路５ｂはＶＣＯ回路４ｂを、電流源回路５ｃはＶＣＯ回路４ｃをそれぞれ駆動するために供される。電流源回路５ａ，電流源回路５ｂ及び電流源回路５ｃは互いに異なる電流の値に設定されている。すなわち、互いに異なる周波数範囲を発振するように役割、機能が分担されている。

こうした構成をもった本発明のＶＣＯ装置は、発振周波数範囲が異なる個々のＶＣＯ回路の発振周波数に対する位相雑音特性に応じて各別に電流を設定して動作させることができる。これにより、周波数特性や機器所望の特性に応じて個々のＶＣＯ回路の位相雑音の最適値を設定することができる。

図２は上記位相雑音と、電流源回路５ａ，５ｂ及び５ｃそれぞれに対応する電流Ａ，Ｂ及びＣとの関係を示した図である。

発振周波数の範囲が異なる３つのＶＣＯ回路、すなわち、低域側周波数を担うＶＣＯ回路４ａ、中域周波数を担うＶＣＯ回路４ｂ及び高域側周波数を担うＶＣＯ回路４ｃと、これらを駆動するそれぞれの電流源回路５ａ，電流源回路５ｂ及び電流源回路５ｃに設定された電流Ａ，Ｂ及びＣの値と位相雑音との関係を示す。

こうしたＶＣＯ回路は回路のインピーダンスや浮遊容量に影響されることを是認しなければならない。特に高域側周波数を担うＶＣＯ回路４ｃはその影響を最も受けやすい。言い換えれば低位相雑音化には低域側周波数を担うＶＣＯ回路ほど、有利であり、また電流源回路の電流を削減することも可能であり好ましい。

（実施の形態２）
図３は本発明に係るＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。図１に示した実施の形態１の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与した。

ＶＣＯ回路群４の構成は実施の形態１（図１）と同じである。すなわち、発振周波数範囲が相異なるＶＣＯ回路４ａ，ＶＣＯ回路４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃを有する。ＶＣＯ回路群４を駆動するために電流源回路群９が備えられている。電流源回路群９は可変電流源回路９ａ，可変電流源回路９ｂ及び可変電流源回路９ｃを有する。可変電流源回路９ａはＶＣＯ回路４ａを駆動するために供されている。同様に可変電流源９ｂはＶＣＯ回路４ｂを、電流源回路４ｃはＶＣＯ回路４ｃをそれぞれ駆動するために供されている。

図３に示したＶＣＯ装置は図１に示したものと電流源回路群９が可変電流源であることで相違する。その他の構成、すなわち、ＶＣＯ回路群４，高周波波信号処理手段１，ＬＯ信号選択手段３，ＰＬＬ６およびループフィルタ７の構成は図１に示したものとほぼ同じであるので詳細な説明は省略する。

実施の形態２の説明のために用いられた図３に示した本発明のＶＣＯ回路装置は可変電流源回路９ｃを有するものであるから、ＶＣＯ回路４ａ，４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃが発振する発振周波数に対する位相雑音特性だけでなく、温度や電源電圧などの周辺動作環境の変動や、通信規格により、すなわち周囲環境や通信方式，通信装置等の電気的特性に合わせて複数の所望特性を実現することができる。

（実施の形態３）
図４は本発明のＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。実施の形態１を説明するために用いた図１及び実施の形態２を説明するために用いた図３の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し詳細な説明は省略する。

図４は、電流源回路群９の可変電流源回路９ａ，９ｂ及び９ｃの各電流を局部信号発振周波数ｆｖｃｏに応じて制御するための電流制御手段１３と、ＰＬＬ回路９の分周比を設定してＶＣＯ回路で発振する周波数を制御する選局手段１４を備えている点で、上記２つの実施の形態とは相違する。

電流制御手段１３は、選局手段１４から出力される分周比設定信号に応じて電流源回路群９の電流を制御する電圧または電流信号を出力する。これにより、ＶＣＯ回路４ａ，４ｂ及び４ｃが有する発振トランジスタ（図示せず）の駆動電流を切替えることができる。

図４を用いて説明される実施の形態３の構成によれば広帯域な周波数範囲でも位相雑音をほぼ一定としたＶＣＯ装置を得ることができる。

（実施の形態４）
図５は一般的な共振回路例を用いたＶＣＯ装置のブロック図である。特にＶＣＯ回路の具体的な回路構成を示している。また、発振周波数範囲の異なるＶＣＯ回路を２つ用意したものを例示した。ＶＣＯ回路１及びＶＣＯ回路２は、並列接続された負性抵抗部(−Ｒ)、インダクタＬ、コンデンサＣのＬＣ並列共振により構成されている。

これらが並列接続された部分は電源電圧を供給されたトランジスタ等の電力を生成する能動素子を有した並列共振回路で、回路中の負性抵抗部(−Ｒ)は電力を生成するという主旨で通常の抵抗とは異なる。ＬＣ並列共振による共振周波数ｆｏｕｔは次式で求めることができる。

ここで、Ｃｔｏｔａｌは固定容量のコンデンサＣ１０とＣ１１と、可変容量素子Ｃｖ２０による合成容量値のことである。図５に示した共振回路を構成した場合のＣｔｏｔａｌは次式で表すことができる。

共振周波数ｆｏｕｔを変化させるにはその両端子間の電位差で容量が変化する可変容量素子Ｃｖが使われ、ループフィルタ７より出力される制御電圧Ｖｔによって可変容量素子の容量Ｃｖを制御して発振周波数ｆｏｕｔを変化させることができる。

図６と図７は、図５に示した２つのＶＣＯ回路１，ＶＣＯ回路２の発振周波数範囲を図示したものである。図６はＶＣＯ回路１及びＶＣＯ回路２を製造するＩＣプロセスによるばらつきが無視できる場合の発振周波数範囲の一例を示す。図７はＩＣプロセスによるばらつきが無視できない場合の発振周波数範囲の一例を示す。

ここで、図５に示したＶＣＯ装置が有するＶＣＯ回路１及びＶＣＯ回路２のそれぞれの共振周波数ｆｏｕｔ１とｆｏｕｔ２について具体例を用いて求める。可変容量素子Ｃｖの制御電圧ＶｔをＶ１＝１．０Ｖ，Ｖ２＝２．０Ｖとし、電圧ＶｔをＶ１〜Ｖ２の範囲で変化させたときのＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２の共振周波数の範囲は、
Ｌ１０＝５．５ｎＨ、Ｃ１０＝１．０ｐＦ、Ｃ１１＝２０.０ｐＦ、Ｌ２０＝４．０ｎＨ、Ｃ２０＝１．０ｐＦ、Ｃ２１＝２０ｐＦ、Ｃｖ１０＝Ｃｖ２０＝２．０ｐＦ（Ｖｔ＝Ｖ１＝１．０Ｖの時）
Ｃｖ１０＝Ｃｖ２０＝１．０ｐＦ（Ｖｔ＝Ｖ２＝２．０Ｖの時）
とすると、
ＶＣＯ回路１：１２７８ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ１ ＜１５１３ＭＨｚ
ＶＣＯ回路２：１４９９ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ２ ＜１８０１ＭＨｚ
となる。

すなわち、ＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２とは周波数制御電圧端子８に印加される制御電圧Ｖｔに応じて発振周波数のうち一部の周波数範囲（１４９９ＭＨｚから１５３６ＭＨｚ）が重複することになる。

次に、それぞれのＶＣＯ回路１及びＶＣＯ回路２の共振回路に構成するインダクタＬ１０とインダクタＬ２０のインダクタンス（Ｈ）に相対的なばらつきが４％（±２％）もしくは５％（±２．５％）発生したと仮定し、インダクタ以外は上記の条件とした場合のＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２の共振周波数の範囲であるｆｏｕｔ１'とｆｏｕｔ２'は、インダクタンスの相対的なばらつきを４％（±２％）と仮定し、
Ｌ１０＝５．６１ｎＨ＝５．５ｎＨ×１．０２（＋２％のばらつき）
Ｌ２０＝３．９２ｎＨ＝５．５ｎＨ×０．９８（−２％のばらつき）
とすると、
ＶＣＯ回路１：１２６６ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ１'＜１５３６ＭＨｚ
ＶＣＯ回路２：１５２２ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ２'＜１８２９ＭＨｚ
となる。

また、インダクタンスの相対的なばらつきを５％（±２．５％）と仮定し、
Ｌ１０＝５．６４ｎＨ＝５．５ｎＨ×１．０２５（＋２．５％のばらつき）
Ｌ２０＝３．９０ｎＨ＝５．５ｎＨ×０．９７５（−２．５％のばらつき）
とすると、
ＶＣＯ回路１：１２６３．０ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ１'＜１５１７．１ＭＨｚ
ＶＣＯ回路２：１５１８．１ＭＨｚ＜ｆｏｕｔ２'＜１８２４．０ＭＨｚ
となる。

すなわち、インダクタの相対的なばらつきが５％を超えると、ＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２のどちらも出力できない周波数範囲である１５１７．１ＭＨｚから１５１８．１ＭＨｚができてしまうことになる。

つまり、上記インダクタの相対的なばらつきによって、連続的に可変できない発振周波数ができてしまうため、複数個のＶＣＯ回路で構成されたＶＣＯ装置では、周波数制御電圧端子８に印加される制御電圧Ｖｔに応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲のうち一部を重複させる構成とする。

なお、実施の形態４においては、インダクタがばらついた場合の例について述べた。しかし、インダクタ以外の素子であるコンデンサや可変容量素子のばらつきについても同様のことが言える。このため、インダクタ，コンデンサ及び可変容量素子の複合的なばらつきを勘案して、複数個のＶＣＯ回路の発振周波数範囲の一部が重複するように、個々のＶＣＯ回路１及びＶＣＯ回路２の回路定数を決定する。

また、実施の形態４においては、１つの例としてインダクタの相対的なばらつきを４％、５％として発振周波数の範囲を述べた。しかし、ＩＣプロセスによってばらつきの範囲は異なってくるので、そのばらつきの範囲に応じて、複数個のＶＣＯ回路の発振周波数の一部を重複させることも可能である。こうしたことは個々のＶＣＯ回路の設計事項の１つである。

また、実施の形態４においては、不平衡型発振回路を用いた例について説明した。もちろん、差動増幅回路を用いた平衡型発振回路を用いてもよい。

また、実施の形態４においては、可変容量素子を用いたが、端子間の電位差によって容量値が可変できる素子であれば、別の素子を用いることも可能である。

さて、図８と図９は、ＶＣＯ回路の発振感度を示す。図８は発振感度を複数個のＶＣＯ回路で一定にしない場合の発振周波数と制御電圧Ｖｔの関係を示す。図９は発振感度を複数個のＶＣＯ回路でほぼ一定にした場合の発振周波数と制御電圧Ｖｔの関係を示している。図８は既に上記で求めたｆｏｕｔ１とｆｏｕｔ２の発振周波数と制御電圧Ｖｔの関係を示す。

図５に示したＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２は、コンデンサ（Ｃ１０＝Ｃ２０＝１．０ｐＦ、Ｃ１１＝Ｃ２１＝２０.０ｐＦ）と可変容量素子（Ｖｔ＝Ｖ１＝１０Ｖ時にＣｖ１０＝Ｃｖ２０＝２．０ｐＦ、Ｖｔ＝Ｖ２＝２．０Ｖ時にＣｖ１０＝Ｃｖ２０＝１．０ｐＦ）を同一の構成として、インダクタ１０（＝５．５ｎＨ）とインダクタ２０（＝４．０ｎＨ）の定数だけを変えて異なる周波数範囲を得ている。

ここで、ＶＣＯ回路１の発振感度を、Δｆｏｕｔ１／ΔＶｔ、ＶＣＯ回路２の発振感度をΔｆｏｕｔ２／ΔＶｔとすると、
Δｆｏｕｔ１／ΔＶｔ ＝（ｆｏｕｔ１ｍａｘ‐ｆｏｕｔ１ｍｉｎ）／（２．０‐１．０）＝３０２ＭＨｚ／Ｖ
Δｆｏｕｔ２／ΔＶｔ ＝（ｆｏｕｔ２ｍａｘ‐ｆｏｕｔ２ｍｉｎ）／（２．０‐１．０）＝２５８ＭＨｚ／Ｖ
となり発振感度は異なる。

発振感度の大きいＶＣＯ回路１の方が制御電圧Ｖｔの影響を受けやすく位相雑音は劣化しやすい。このため、広帯域にわたる周波数範囲で一定の位相雑音性能を得ることは難くなる。

図９は、複数個のＶＣＯ回路の発振感度をほぼ一定とした場合の発振周波数と制御電圧Ｖｔとの関係を示す。ＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２の発振周波数をそれぞれｆｏｕｔ１"とｆｏｕｔ２"として表す。

個々の発振感度の調整には、インダクタ（Ｌ１０，Ｌ２０）とコンデンサ（Ｃ１１，Ｃ２１）を用いた。これら変更後の定数は、Ｌ１０＝５．３ｎＨ，Ｌ２０＝４．１ｎＨ，Ｃ１１＝４５．０ｐＦ，Ｃ２１＝９．５ｐＦである。

ここで、上記同様に定数調整後の発振感度を示す。ＶＣＯ回路１の発振感度をΔｆｏｕｔ１"／ΔＶｔ、ＶＣＯ回路２の発振感度をΔｆｏｕｔ２"／ΔＶｔとすると、
Δｆｏｕｔ１"／ΔＶｔ＝（ｆｏｕｔ１"ｍａｘ‐ｆｏｕｔ１"ｍｉｎ）／（２．０‐１.０）＝２７４ＭＨｚ／Ｖ
Δｆｏｕｔ２"／ΔＶｔ＝（ｆｏｕｔ２"ｍａｘ‐ｆｏｕｔ２"ｍｉｎ）／（２．０‐１.０）＝２７５ＭＨｚ／Ｖ
となる。

上記から明らかなように、ＶＣＯ回路１とＶＣＯ回路２の発振感度がほぼ一定となっているため、制御電圧Ｖｔによる位相雑音への影響も一定となり、広帯域にわたる周波数範囲で、より一定の位相雑音性能を得ることができる。

なお、実施の形態４においては、説明の便宜上、可変容量素子を１素子だけを用い、さらに狭い制御電圧のＶｔ（１．０Ｖ〜２．０Ｖ）で発振周波数を制御する構成としたため発振感度は非常に高くなる。しかし、好ましくは発振感度を低くした方が良く、特に広帯域にわたって、周波数範囲を発振させる場合は、素子に印加する端子間の電位差によって容量値が可変できる素子を複数個並列に接続した構成を用いることによって発振感度を低くすることも可能である。

（実施の形態５）
図１０はＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。図１に示した実施の形態１の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。

ＶＣＯ回路群４は互いに発振周波数範囲が異なるＶＣＯ回路４ａ，ＶＣＯ回路４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃを有する。ＬＯ信号選択手段３は、ＶＣＯ回路４ａ，４ｂ及び４ｃの３つの出力信号（局部信号）の中から１つの局部信号を選択する。ＰＬＬ６はＬＯ信号選択手段３で選択された局部信号ｆｖｃｏを分周して基準信号との位相を比較し位相差から変換した電圧信号を出力する。

ループフィルタ７は、ＰＬＬ６から出力された出力信号を平滑してＶＣＯ回路で発振する発振周波数を制御する制御電圧Ｖｔを生成する。ループフィルタ７から出力された制御電圧ＶｔはＶＣＯ回路群４で発振される発振周波数を制御する。

図１０に示した実施の形態５はさらに、複数個のＭＩＸ回路２０ａ，ＭＩＸ回路２０ｂ及びＭＩＸ回路２０ｃからなるＭＩＸ回路群を有する。これら複数個のＭＩＸ回路の一方の入力は高周波入力信号選択手段２１の出力側に接続されている。また、複数個のＭＩＸ回路の他方の入力はＶＣＯ回路４ａ，ＶＣＯ回路４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃの出力側にそれぞれ接続されている。複数個のＭＩＸ回路２０ａ、ＭＩＸ回路２０ｂ及びＭＩＸ回路２０ｃそれぞれの出力側は高周波出力信号選択手段２２に接続されている。

こうした構成によれば、発振周波数範囲の異なる複数個のＶＣＯ回路と各別に接続された個々のＭＩＸ回路で信号処理する周波数帯域はテレビジョン放送を代表とする広帯域な範囲とすることなく、この広帯域な範囲を分割した内の一部を信号処理帯域としたＭＩＸ回路とすることで、ＭＩＸ回路を広帯域化する際に問題となる消費電流を増加させることなく低消費電力で良好な通信特性を得ることができる。

（実施の形態６）
図１１はＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。図１０に示した実施の形態５の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。

ＶＣＯ回路群４は、発振周波数範囲が異なるように構成した、ＶＣＯ回路４ａ，ＶＣＯ回路４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃを有する。また、電流源回路９を有する。電流源回路９は可変電流源回路９ａ，可変電流源回路９ｂ及び可変電流源回路９ｃで構成されている。可変電流源９ａはＶＣＯ回路４ａの駆動電流源である。同様に、可変電流源９ｂ，可変電流源９ｃはＶＣＯ回路４ｂ，ＶＣＯ回路４ｃを駆動するために各別に接続された電流源である。

可変電流源回路９ａ，９ｂ及び可変電流源回路９ｃの電流を各別に調整し、ＶＣＯ回路４ａ，４ｂ及びＶＣＯ回路４ｃを作動させるならば発振周波数に対する位相雑音特性だけでなく、温度や電源電圧などの作動環境の変動や、通信規格により異なる複数の所望特性をもったＶＣＯ装置を得ることができる。

（実施の形態７）
図１２はＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。図１１に示した実施の形態６の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。

高周波信号入力端子２ａにはＬＮＡ群２３が接続されている。ＬＮＡ２３群は周波数帯域の異なるＬＮＡ２３ａ，ＬＮＡ２３ｂ及びＬＮＡ２３ｃを有し、これら複数個のＬＮＡのそれぞれの出力信号を同じく信号処理する周波数帯域の異なるＭＩＸ回路２０ａ，ＭＩＸ回路２０ｂ及びＭＩＸ回路２０ｃに入力する構成としている。

ＬＮＡ２３ａ，ＬＮＡ２３ｂ及びＬＮＡ２３ｃには図示はしないが、各別にそれらの作動電源をオン・オフするスイッチ機能が備え付けられている。電源がオンされたＬＮＡは高周波信号入力端子２ａから供給された入力信号を増幅し、増幅した信号をＭＩＸ回路２０ａ，２０ｂ及び２０ｃにそれぞれ出力する。高周波出力選択手段２２はＭＩＸ回路２０ａ，２０ｂ及びＭＩＸ回路２０ｃから出力された高周波出力信号を選択して、そのうちの１つを高周波信号出力端子２ｂに出力する。

なお、個々のＬＮＡの信号処理帯域は広帯域な周波数範囲を分割した内の一部を処理帯域とすることで、ＬＮＡを広帯域化する際に問題となる消費電流を増加させることなく低消費電力で良好な通信特性を得ることができる。

（実施の形態８）
図１３はＶＣＯ装置の他の構成の一例を示すブロック図である。図１２に示した実施の形態７の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。

ＬＮＡ群２３の出力側に周波数選択可能な同調機能を有したＢＰＦ（バンドパスフィルタ）回路２４を接続したことで図１２とは相違する。ＬＮＡ群２３には図１２にも示したようにＬＮＡ２３ａ，ＬＮＡ２３ｂ及びＬＮＡ２３ｃの３つのＬＮＡを構成する。ＢＰＦ回路２４の出力信号はＭＩＸ回路２０ａ，２０ｂ及びＭＩＸ回路２０ｃ供給される。

高周波信号入力端子２ａに入力される高周波信号に不所望な妨害波が含まれ、特に妨害波の電界強度が強い場合にはＢＰＦ回路２４でこれらの妨害波を減衰させることで良好な通信特性を得ることができる。

なお、図１３においてはＢＰＦ回路２４を、ＬＮＡ群２３の後段に配置させたが、ＬＮＡ群２３の前段、すなわち、高周波信号入力端子２ａの後に配置してもよい。また、ＬＮＡ群２３の前段及び後段の両方に配置してもよい。

（実施の形態９）
図１４はＶＣＯ装置を含む受信機の構成の一例を示すブロック図である。なお、図３に示した実施の形態２の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。

図１４に示したＶＣＯ装置は受信特性判定手段１５を有する。受信特性判定手段１５は、デジタル復調処理回路１１及びＢＥＲ判定回路１２を有する。

図１４に示したＶＣＯ装置は図４に示したものとほぼ同じ電流制御手段１３を有する。デジタル復調回路１１は、高周波信号出力端子２ｂから供給された出力信号をデジタル復調処理し、さらにビット誤り率（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ；以下ＢＥＲと称する）を検出する。ＢＥＲ判定回路１２は前記ＢＥＲ検出結果に応じたデジタル信号を出力する。なお、“ＢＥＲ”とは、デジタル変調信号の受信品質を表すものであり、ある一定時間に受信したビット列の中にどのくらいの誤りビットが含まれているかを表す比率である。

電流制御手段１３はＢＥＲ判定回路１２から出力されたデジタル信号に応じたアナログ信号を出力して、電流源回路９に内蔵された可変電流源回路９ａ，可変電流源回路９ｂ及び可変電流源回路９ｃの電流を調整する。

次に、一例として、図１４に示したＶＣＯ回路４ｃの可変電流源回路９ｃの電流が、デジタル復調処理回路１１，ＢＥＲ判定回路１２及び電流制御手段１３によってどのように調整されるかについて図１５及び図１６を用いて説明する。

図１５は、縦軸を位相雑音、横軸を電流としたときの図１４に示すＶＣＯ回路４ｃの出力信号ＦＶＣＯの位相雑音（ｃ，ｄ，ｅ）と、電流源回路９ｃで設定する電流（Ｃ，Ｄ，Ｅ）との関係を示す。図１５では、上記位相雑音と上記電流の関係が、電流Ｃで位相雑音が最も小さくなり、すり鉢型の特性カーブを示す。電流をＣよりも小さくしてＤ，Ｅで示した値に設定しても、また、Ｃで示した値よりも大きくしてＦ，Ｇで示した値に設定しても位相雑音はいずれの方向においても大きくなる。

このため、位相雑音を小さくして優れた受信性能を実現するには一般に電流Ｃに設定するのが好ましい。ただし、これらの位相雑音と電流との関係は、周辺温度や電源電圧といったいわゆる動作環境条件に基づき再調整することが好ましい。すなわち、動作環境が変化すれば位相雑音をより小さくするための最適な電流は電流Ｃではなくなることに留意しなければならない。従って、優れた受信性能を維持するには受信性能の変化に対応させて電流源９ｃの電流を最適値に調整し、位相雑音を小さくなるように設定する。

次に、図１４，図１５を参照しながら図１６に示したフローチャートについて説明する。図１６は電流を調整する手順を示したフローチャートである。なお、フローチャートの第１のステップ、すなわち初期条件として、図１５に示したＶＣＯ回路４ｃの可変電流源回路９ｃは位相雑音が最も小さくなる電流Ｃに設定されている（Ｓ１００）。

次にデジタル復調処理回路１１は、ＶＣＯ装置を含む受信機の高周波信号出力端子２ｂから出力された信号をデジタル復調処理しＢＥＲ‐１を検出する（Ｓ１０２）。その一定時間後にＢＥＲ‐２を検出する（Ｓ１０４）。

前にも述べたが“ＢＥＲ”はある一定時間に受信したビット列の中にどのくらいの誤りビットが含まれているかという比率を表すものであるから、所定時間の前後にそれぞれＢＥＲを検出し、比較することになる。

判定回路１２はＢＥＲ‐１とＢＥＲ‐２を比較し、ＢＥＲ‐２がＢＥＲ‐１より大きい場合は受信結果が劣化したと判断する（Ｓ１０６）。このときに、電流制御手段１３は位相雑音と電流の関係を調整するために可変電流源回路９ｃの電流をＣより低い値のＥになるように設定する（Ｓ１０８）。

その後同様にして、ＢＥＲ‐２を検出した後一定時間をおいてＢＥＲ‐３を検出する（Ｓ１１０）。ＢＥＲ‐３がＢＥＲ‐２より小さい場合は、受信結果が改善したと判断する（Ｓ１１２）。このときには、可変電流源回路９ｃの電流をＥより更に低いＤに設定する。同様にして、一定時間経過後、ＢＥＲ‐５を検出する（Ｓ１１６）。ＢＥＲ‐５がＢＥＲ‐３より小さい場合は受信結果がさらに改善したと判断し、電流をＤの設定の状態で動作を継続する（Ｓ１１４）。ＢＥＲ‐５がＢＥＲ‐３より大きい場合は受信結果がさらに劣化したと判断し、電流をＥの状態に戻す（Ｓ１０８）。

さらに、ＢＥＲ‐３がＢＥＲ‐２より大きいと検出された場合は、受信結果が劣化したと判断し、可変電流源回路９ｃの電流をＥからＦに設定する（Ｓ１１８）。その後、ＢＥＲ‐４を検出（Ｓ１２０）し、 ＢＥＲ‐３とＢＥＲ‐４とを比較する（Ｓ１３０）。ＢＥＲ‐４がＢＥＲ‐３より小さい場合は受信結果がさらに劣化したと判断し、電流をＦよりさらに大きなＧの値に設定する（Ｓ１２４）。その後、ＢＥＲ‐６を検出（Ｓ１２６）し、ＢＥＲ‐４とＢＥＲ‐６とを比較する（Ｓ１２８）。ＢＥＲ‐６がＢＥＲ‐４より小さい場合は受信結果が改善したと判断し、電流をＧの設定の状態で動作を継続する（Ｓ１２４）。ＢＥＲ‐６がＢＥＲ‐４より大きい場合は受信結果が劣化したと判断し、電流をＧの設定の状態（Ｓ１１８）で動作を継続する。

以下同様にして、ＢＥＲの検出と判定を行いながら受信結果の変動に応じて電流源回路９の電流を調整することでＶＣＯ装置の位相雑音特性を制御する。

以上のように、受信機の特性の優劣を表すＢＥＲの変化に応じて、個々のＶＣＯ回路の電流を調整することで、温度や電源電圧といった動作環境が変化しても位相雑音を補正し、広帯域に良好な位相雑音特性となるＶＣＯ装置を実現する効果を得ることができる。

（実施の形態１０）
図１７はＶＣＯ装置を含む受信器の構成の一例を示すブロック図である。なお、図３に示した実施の形態２の構成要素と同一または対応する構成要素には同一の符号を付与し、詳細な説明は省略する。

また、図１７を用いて説明される実施の形態１０は、デジタル変調方式判定手段１８を有したことでもこれまでの他の実施の形態とは相違する。デジタル変調方式判定手段１８はデジタル変調方式検出回路１６とデジタル変調方式判定回路１７を有する。デジタル変調方式検出回路１６は、高周波信号出力端子２ｂから出力される出力信号のデジタル変調方式を検出するとともに、デジタル復調処理を行う。

デジタル変調方式判定回路１７は、デジタル変調方式検出回路１６で検出されたデジタル変調方式に応じたアナログ信号を出力する。図１７はさらに電流制御手段１３を有する。電流制御手段１３は、デジタル変調方式判定回路１７からのアナログ信号に応じて電流源回路９に備えられた、可変電流源回路９ａ，可変電流源回路９ｂ及び可変電流源回路９ｃの電流を調整する。

次にデジタル変調方式検出回路１６，デジタル変調方式判定回路１７及び電流制御手段１３によって、可変電流源回路９ｃによるＶＣＯ回路４ｃの電流調整の動作を図１５，図１８及び図１９を用いて説明する。

図１８は、デジタル変調方式（受信機の所望ＣＮＲ）とこれに対応するＶＣＯ回路の所望位相雑音および電流の関係を示す。ここで、デジタル変調方式（１），デジタル変調方式（２）及びデジタル変調方式（３）はそれぞれ２５６ＱＡＭ，１６ＱＡＭ及びＱＰＳＫといった変調多重度が異なるデジタル変調方式を想定している。

一般的なデジタル変調方式において、分解能が高く変調多重化された２５６ＱＡＭ等の方式は、単位周波数帯域あたりの伝送速度を向上することができる。しかしながら、伝送信号路から高周波信号処理部を経てデジタル復調処理手段に入力するＩＦ信号の信号対雑音電力比（ＣＮＲ）を大きく確保する必要がある。

受信信号のデジタル変調方式に応じて、受信機の所望ＣＮＲおよび受信機に搭載するＶＣＯ装置の所望位相雑音が決定される。近年の無線通信においては、その用途や使用環境に応じて変調方式を切替えて伝送速度や伝送品質を多様化した放送通信規格が存在する。したがって、受信機に搭載するＶＣＯ装置の位相雑音を所定の値に特定しないで、それぞれの変調方式に適応した所望特性でデジタル復調処理の復調率を保持することが最適な設計と考えられる。

そこで、図１８に示すように、変調方式（１），変調方式（２）及び変調方式（３）それぞれに応じた位相雑音ｃ，位相雑音ｅ及び位相雑音ｄを設定し、ＶＣＯ回路の電流をそれぞれＣ，Ｅ及びＤの値に調整することで、変調多重度の比較的小さいデジタル変調方式の信号を受信する場合は低消費電流化の効果が得られる。

図１９は、デジタル変調方式によって上記電流を調整する動作の一例を示したフローチャートである。まず、ＶＣＯ回路４ｃの可変電流源回路９ｃは、複数のデジタル変調方式のうち、所望ＣＮＲが最も大きく、すなわち最も厳しく、より小さい位相雑音ｃを実現するための電流Ｃに設定する（Ｓ２００）。

次にデジタル復調処理回路１１でデジタル変調方式を検出（Ｓ２０２）し、検出結果が変調方式（２）である場合（Ｓ２０４）は、可変電流源回路９ｃの電流を電流Ｅに減少させ（Ｓ２０６）、かつ、変調方式（２）の復調効率が維持できる位相雑音ｅを実現する。

変調方式が変調方式（２）ではない場合には変調方式（３）であるか否かを判定する（Ｓ２０８）。変調方式（３）と判定された場合は電流をさらに少なめ目のＤになるように設定する（Ｓ２１０）。変調方式（３）でない場合には、再度電流Ｃになるように再設定を行う（Ｓ２００）。

その後同様にして、デジタル変調方式を検出する。異なる変調方式である場合、たとえば変調方式（３）は、変調方式に適応した可変電流源回路の電流に再設定した状態で動作を継続する。

以上のように本発明のＶＣＯ装置は、異なるいくつかのデジタル変調信号を併用する放送規格もしくは通信規格の高周波信号を受信もしくは送信する場合において、受信するデジタル変調方式に応じて個々のＶＣＯ回路の電流を可変調整することが可能である。

例えば、デジタル変調のうち１６ＱＡＭなど比較的符号間が近接し、信号対雑音電力比（ＣＮＲ）による信号劣化の影響の大きい方式の高周波信号を処理する場合は、ＶＣＯ回路の電流を多くし、一方ＱＰＳＫなど比較的符号間が近接しておらず、信号対雑音電力比（ＣＮＲ）による信号劣化の影響の小さい方式の高周波信号を処理する場合は、ＶＣＯ回路の電流を積極的に少なくするという調整を行うことから、広帯域かつ低消費電流なＶＣＯ装置を実現する効果を得ることができる。

なお、本発明の各実施の形態においては、ＶＣＯ回路は３つの構成としたが、これらに限定されるものではなく、２つ以上のＶＣＯ回路を有したＶＣＯ回路装置の構成に適用することができる。

また、本発明の各実施の形態においては、複数個のＶＣＯ回路を切替える信号選択手段として、スイッチ回路を用いる例についてのみ説明してきた。しかし、複数個構成した相互のＶＣＯ回路を電気的にアイソレーションする構成を用いることも可能である。加えて、ＶＣＯ回路とＭＩＸ間に信号増幅手段を挿入する構成を用いることも可能である。

また、本発明の各実施の形態においては、高周波信号処理手段の構成にシングルコンバージョン方式を用いる例についてのみ説明してきた。しかし、ダブルコンバージョン方式やダイレクトコンバージョン方式や、ＩＱ出力形式を採用して直交ＭＩＸを有した受信器の構成に本発明に記載のＶＣＯ装置を用いることも可能である。

また、本発明の各実施の形態においては、可変電流源回路の電流を切替える電流制御手段として、電流制御手段を用いる構成について説明してきた。しかし、電流切替え手段を加味したレギュレータ回路や、電流の異なる複数の固定電流源を配置してこれら固定電流源を切替えるといった電流調整手段を用いることも可能である。また、複数のＶＣＯ回路のうち選局に必要なＶＣＯ回路を除く他の複数個のＶＣＯ回路については電流が流れないように電流源回路をオフさせることも可能である。

また、本発明の各実施の形態においては、ＶＣＯ装置を受信機に用いる例についてのみ説明してきた。しかし、広帯域な発振周波数範囲と低消費電流化の両方を実現する効果を有する本発明のＶＣＯ装置は、受信機と送信機を含む通信システムに広く用いることも可能である。また、異なる周波数帯域を有した複数の通信規格に対応できるとともに、特に電力供給源が電池である携帯電話等のモバイル機器においては、映像や音声やデータの送受信をより長時間連続使用することができるという効果を得ることはできる。また将来チューナの小型軽量化が進み、電力供給源が電池である携帯電話等のモバイル機器にチューナを内蔵するケースにおいても、映像や音声をより長時間の連続再生ができるという効果が期待できる。

また、本発明の各実施の形態においては、可変電流源回路の電流を調整するための判定手段として、ＢＥＲやデジタル変調方式といった判定指標を用いる構成についてのみ説明してきたが、その他の判定指標を用いることも可能である。

以上のように、本発明によれば、発振周波数範囲の広帯域化と低消費電力化の両方を達成したＶＣＯ装置を提供することができるので、その産業上の利用価値は高い。

本発明のＶＣＯ装置に係る回路ブロック図 本発明のＶＣＯ回路の位相雑音と駆動電流との関係を示す特性図 本発明のＶＣＯ装置に係る他の実施の形態の回路ブロック図 本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図 一般的な共振回路を用いたＶＣＯ装置のブロック図 ＩＣプロセスによるばらつきが無視できる場合の発振周波数範囲を示す図 ＩＣプロセスによるばらつきが無視できない場合の発振周波数範囲を示す図 発振感度を複数個のＶＣＯ回路で一定としない場合の発振周波数範囲を示す図 発振感度を複数個のＶＣＯ回路で一定とした場合の発振周波数範囲を示す図 本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図 本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図 本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図 本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図 本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図 本発明に係るＶＣＯ回路における位相雑音と駆動電流との相関図 本発明に係る可変電流源回路の電流を調整する動作一例を示すフローチャート 本発明に係るＶＣＯ装置の他の実施の形態の回路ブロック図 本発明に係るデジタル変調方式に対応するＶＣＯ回路の所望位相雑音と電流の相関図 本発明に係るデジタル変調方式に応じて電流を調整する動作一例を示すフローチャート 従来のＶＣＯ装置の回路ブロック図 従来のＶＣＯ装置における制御電圧と発振周波数の特性関係図 従来のＶＣＯ装置におけるオフセット周波数と位相雑音の特性関係図

符号の説明

１ 高周波信号処理手段
２ａ 高周波信号入力端子
２ｂ 高周波信号出力端子
３ ＬＯ信号選択手段
４ ＶＣＯ回路群
４ａ，４ｂ，４ｃ ＶＣＯ回路
５，９ 電流源回路群
５ａ，５ｂ，５ｃ 電流源回路
６ ＰＬＬ
７ ループフィルタ
８ 周波数制御電圧端子
９ａ，９ｂ，９ｃ 可変電流源回路
１１ デジタル復調回路
１２ ＢＥＲ判定回路
１３ 電流制御手段
１４ 選局手段
１５ 受信特性判定手段
１６ デジタル変調方式検出回路
１７ デジタル変調方式判定回路
１８ デジタル変調方式判定手段
２０ａ，２０ｂ，２０ｃ ＭＩＸ回路
２１ 高周波入力信号選択手段
２２ 高周波出力信号選択手段
２３ 低雑音増幅器群（ＬＮＡ群）
２３ａ，２３ｂ，２３ｃ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
２４ ＢＦＰ

Claims (11)

1. 周波数制御電圧端子に印加される制御電圧に応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路が有する発振トランジスタの駆動電流を各別に設定する電流源回路と、前記ＶＣＯ回路の出力信号を切替える信号選択手段と、前記信号選択手段で選択された局部信号を分周して基準信号との位相を比較し位相差から変換した信号を出力するＰＬＬと、このＰＬＬの出力信号を平滑して前記発振周波数を制御する前記制御電圧を出力するループフィルタを有するＶＣＯ装置。
2. 請求項１に記載のＶＣＯ装置において、複数個のＶＣＯ回路の各々の位相雑音を同等とするために、ＶＣＯ回路の中で発振周波数の範囲が一番高いＶＣＯ回路の発振信号の位相雑音を基準にして、他のＶＣＯ回路の電流源回路の電流値を設定したＶＣＯ装置。
3. 請求項１に記載のＶＣＯ装置において、電流源回路は可変電流源回路としたＶＣＯ装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載のＶＣＯ装置において、ＶＣＯ回路から出力される発振周波数に応じて可変電流源回路の電流を切替える電流制御手段を有するＶＣＯ装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載のＶＣＯ装置において、複数個のＶＣＯ回路から各別に出力される発振周波数は一部が重複しており、かつ、所望の発振周波数の範囲に連続して可変できるＶＣＯ装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載のＶＣＯ装置において、複数個のＶＣＯ回路のそれぞれは周波数制御電圧端子に印加される制御電圧の変化と、この制御電圧に応じた発振周波数の変化による発振感度がほぼ同等であるＶＣＯ装置。
7. 請求項１〜６のいずれか１項に記載のＶＣＯ装置において、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧に応じて異なる周波数の信号を発振させる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する可変電流源回路と、複数個のＶＣＯ回路の出力信号と高周波入力信号選択手段とに接続されたＭＩＸ回路を含む高周波信号処理手段と、ＶＣＯ回路の出力信号を切替える信号選択手段と、この信号選択手段で選択された局部信号を分周して基準信号との位相を比較し位相差から変換した電圧信号を出力するＰＬＬと、このＰＬＬの出力信号を平滑して発振周波数を制御する制御電圧を出力するループフィルタとを有するＶＣＯ装置。
8. 請求項７に記載のＶＣＯ装置において、高周波入力信号選択手段は低雑音増幅器を含み、さらに前記低雑音増幅器は電源オン・オフ機能を有するＶＣＯ装置。
9. 請求項８に記載のＶＣＯ装置において、高周波入力信号選択手段は低雑音増幅器を含み、前記低雑音増幅器の前段または後段、もしくは前記前段及び後段の両方に配置したＢＰＦ回路を有し、さらに低雑音増幅器は電源オン・オフ機能を有し、さらに前記ＢＰＦ回路は周波数選択可能な同調機能を有するＶＣＯ装置。
10. 請求項３〜９のいずれか１項に記載のＶＣＯ装置において、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧に応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する可変電流源回路と、複数個のＶＣＯ回路のいずれか１つから出力される局部信号と、高周波信号入力端子から入力される受信信号とを混合する高周波信号処理手段と、高周波信号処理手段から出力されるアナログ信号をデジタル復調処理し受信特性を判定する受信特性判定手段と、この受信特性判定手段から出力されるデジタル信号に応じた電圧もしくは電流を出力して前記可変電流源回路の電流を切替える電流制御手段を有するＶＣＯ装置。
11. 請求項３〜９のいずれか１項に記載のＶＣＯ装置において、周波数制御電圧端子に印加される制御電圧に応じた周波数信号を発振する発振周波数の範囲が異なる複数個のＶＣＯ回路と、この複数個のＶＣＯ回路の各々の駆動電流を各別に設定する可変電流源回路と、複数個のＶＣＯ回路のいずれか１つから出力される局部信号と、高周波信号入力端子から入力される受信信号とを混合する高周波信号処理手段と、高周波信号処理手段から出力されるアナログ信号をデジタル復調処理しデジタル変調方式を判定するデジタル変調方式判定手段と、このデジタル変調方式判定手段から出力されるデジタル信号に応じた電圧もしくは電流を出力して前記可変電流源回路の電流を切替える電流制御手段を有するＶＣＯ装置。

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