JPWO2003015479A1

JPWO2003015479A1 - 放電灯点灯回路及びその制御方法

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Publication number: JPWO2003015479A1
Application number: JP2003520252A
Authority: JP
Inventors: 定男奥平
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Current assignee: Individual
Priority date: 2001-08-06
Filing date: 2002-08-06
Publication date: 2004-12-02
Also published as: WO2003015479A1; TW595266B

Abstract

本発明の放電灯点灯回路では、リアクトル（Ｌ１）の放電灯（ＬＭＰ）側の一端とコンバータ（ＣＯＭＶ）の一端との間に平滑用コンデンサ（Ｃ２）とスイッチ素子（ＳＷ３）とを直列に接続する。放電灯（ＬＭＰ）の点灯初期にはスイッチ素子（ＳＷ３）を開放して平滑用コンデンサ（Ｃ２）を回路から除去することにより、放電灯（ＬＭＰ）の電流が途切れた際にリアクトル（Ｌ１）と平滑用コンデンサ（Ｃ２）との接続点の電圧Ｖ２を高くして負荷変動に対する応答速度を早めると共に、放電灯（ＬＭＰ）を流れる電流が安定した後にスイッチ素子（ＳＷ３）を投入して平滑用コンデンサ（Ｃ２）を回路に挿入する。

Description

［技術分野］
本発明は、始動時に立ち消えすることなく放電灯を安定して点灯させるための放電灯点灯回路及びその制御方法に関するものである。
［背景技術］
放電灯を点灯する場合、例えば実用新案登録第２５２９３１２号公報に記載されているように、まず、起動器（イグナイタ）により放電灯の電極間に高電圧を印加して絶縁破壊を起こし、電極間を一瞬導通させると共に、電源側と放電灯との間に設けられたコンデンサ等の蓄積エネルギーを放出することにより一瞬大電流（数十Ａ／数μｓ）を流し、グロー放電からアーク放電を起こさせ、その後、電源に接続された主点灯回路により電極間に電流を流して安定したアーク放電に移行させている。
このアーク放電が開始する際、アークにより短絡される電極間の距離（アーク放電距離またはアーク長）が安定しないため、放電距離が長い場合には電極間の電圧が上昇し、また、放電距離が短い場合には電極間の電圧が低下する。
アーク放電距離が長く電極間インピーダンスが大きい場合、電極間電圧が電源側電圧（主点灯回路の出力電圧）よりも高くなる場合があるが、主点灯回路と放電灯の間に設けられた平滑用のリアクトル及びコンデンサに時定数があるため、電極間電圧の上昇に対して電源側電圧が追従できず、電流が立ち消えてしまう。
また、アーク放電距離が短い場合には電源出力がショートした状態になり、電極間に一時的に過電流が流れて電極を損耗させ、放電灯の寿命を低下させるおそれがある。更に、上記過電流が流れた直後は、電極間電圧に対して上記コンデンサの電圧が低下するので、前記同様に電流が立ち消えて不点灯になるという問題がある。
更に、点灯初期にコンデンサに蓄えられているエネルギーを一瞬のうちに放電するため、電極に大電流が流れて電極を損傷したり、この大電流のために放電灯電流の電気的な振動が発生すると共に、周辺の制御回路にも悪影響を与えて放電灯の立ち消えを招く等の問題があった。
そこで本発明の目的は、点灯初期の立ち消えを防止するようにした放電灯点灯回路及びその制御方法を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、放電灯の長寿命化を可能にした放電灯点灯回路及びその制御方法を提供することにある。
［発明の開示］
本発明にかかる放電灯点灯回路は、直流電源電圧をスイッチングするスイッチング素子と、このスイッチング素子と放電灯の一方の電極との間に接続されたリアクトルと、このリアクトルによるリプル電流を平滑するための平滑用コンデンサと、直流電源電圧から高電圧を発生させて放電灯に印加するためのイグナイタと、放電灯を流れる電流を検出する電流検出手段と、放電灯への印加電圧を検出する電圧検出手段と、前記電流検出手段及び電圧検出手段の出力を用いて放電灯の消費電力を演算する電力演算手段と、この電力演算手段の出力を必要に応じフィードバック信号として入力し、かつ、前記スイッチング素子を駆動するＰＷＭパルスを生成して出力するＰＷＭ回路と、を備えた放電灯点灯回路において、前記リアクトルの放電灯側の一端と直流電源の一端との間に前記平滑用コンデンサとスイッチ素子とを直列に接続し、放電灯の点灯初期には前記スイッチ素子を開放して前記平滑用コンデンサを回路から除去することにより、従来の如く点灯初期に平滑用コンデンサに蓄積されたエネルギーが一瞬のうちに放電することがなくなって電極の損傷を防ぐと共に、放電灯の電流が途切れた際に前記リアクトルと前記平滑用コンデンサとの接続点の電圧を高くして負荷変動に対する応答速度を早め、放電灯を流れる電流が安定した後に前記スイッチ素子を投入して前記平滑用コンデンサを回路に挿入するものである。
また、本発明にかかる放電灯点灯回路の制御方法は、前記放電灯点灯回路を対象とした制御方法であって、放電灯の点灯初期には前記ＰＷＭパルスの周波数を高くし、放電灯電流が安定した後に前記ＰＷＭパルスの周波数を低下させるものである。
更に、本発明にかかる放電灯点灯回路の制御方法は、前記放電灯点灯回路を対象とした制御方法であって、放電灯の点灯初期に定電流制御する際、前記スイッチング素子のオン、オフ時に前記リアクトルの電流が連続するように前記リアクトルのインダクタンス値、ＰＷＭパルスのデューティ比及び周波数を決定するものである。
本発明にかかる放電灯点灯回路の制御方法は、前記放電灯点灯回路を対象とした制御方法であって、放電灯の点灯初期であって放電灯の動作電圧が不安定な期間は、前記ＰＷＭ回路が、消費電力のフィードバック制御を行わずに放電灯電流を一定に制御するものである。
本発明にかかる放電灯点灯回路の制御方法は、前記放電灯点灯回路を対象とした制御方法であって、前記リアクトルと平滑用コンデンサとの接続点の電圧に対する基準電圧を設定し、前記接続点の電圧が前記基準電圧より小さい場合には、放電灯の消費電力設定値と前記基準電圧とを用いて放電灯電流を一定値以下に制御し、前記接続点の電圧が前記基準電圧より大きい場合には、放電灯の消費電力を前記消費電力設定値以下に制御する方法を含むものである。
本発明にかかる放電灯点灯回路の制御方法は、前記放電灯点灯回路を対象とした制御方法であって、放電灯の点灯初期に放電灯の電極間に高電圧を印加することにより電極間に絶縁破壊を生じさせてグロー放電を起こさせ、その後、前記リアクトルと平滑用コンデンサとの接続点の電圧を上昇させてグロー放電からアーク放電へ移行させる方法を含むものである。
更に、本発明にかかる放電灯点灯回路の制御方法は、前記放電灯点灯回路を対象とした制御方法であって、放電灯の点灯初期に前記リアクトルと平滑用コンデンサとの接続点の電圧を徐々に増加させ、その間に放電灯の電極間に高電圧を印加することにより電極間に絶縁破壊を生じさせてグロー放電を起こさせ、その後に前記リアクトルと平滑用コンデンサとの接続点の電圧によりグロー放電からアーク放電へ移行させる方法を含むものである。
［発明を実施するための最良の形態］
本発明をより明確にするために、添付した図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す回路図である。図１において、交流電源ＡＣには、交流−直流変換回路とチョッパ等による直流−直流変換回路とを備えたコンバータＣＯＮＶが接続され、その出力側には電界効果トランジスタＦＥＴ１（ｎチャンネル）及びパルストランスＰＴ１が接続されている。なお、パルストランスＰＴ１の一次側は後述するＰＷＭ回路１０の出力端子とコンバータＣＯＮＶの負側出力端子との間に接続され、パルストランスＰＴ１の二次側はトランジスタＦＥＴ１のゲート、ソース間に接続されている。
トランジスタＦＥＴ１のソースとコンバータＣＯＮＶの負側出力端子との間にはダイオードＤ１が接続されていると共に、このダイオードＤ１のカソード、アノード間には、リアクトルＬ１とダイオードＤ２と放電灯ＬＭＰと電流検出用の抵抗Ｒ０とが直列に接続されている。
また、リアクトルＬ１の放電灯ＬＭＰ側の一端と抵抗Ｒ０の一端との間には、比較的小容量のコンデンサＣ１が接続され、このコンデンサＣ１には、容量が大きい平滑用のコンデンサＣ２（Ｃ１≪Ｃ２）とスイッチＳＷ３との直列回路が並列に接続されている。なお、図示されていないが、コンデンサＣ１にはスナバ抵抗を直列に接続しても良い。
コンデンサＣ２とスイッチＳＷ３との直列回路には、分圧用の抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路が並列に接続され、抵抗Ｒ２にはコンデンサＣ３が並列に接続されている。
また、前記トランジスタＦＥＴ１のドレインとコンバータＣＯＮＶの負側出力端子との間には高圧駆動スイッチＳＷ１と抵抗Ｒ３とコンデンサＣ４との直列回路が接続されており、コンデンサＣ４の両端には、スイッチング素子（サイダックまたはダイアック等の二方向サイリスタ）ＳＳＤとイグナイタとしての高圧トランスＴＦ１の一次巻線とが直列に接続されている。この高圧トランスＴＦ１の二次側には、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ５が接続され、このコンデンサＣ５の両端に前記放電灯ＬＭＰが接続されている。
ここで、コンバータＣＯＮＶ、高圧駆動スイッチＳＷ１、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ４、スイッチング素子ＳＳＤ、高圧トランスＴＦ１、ダイオードＤ３、コンデンサＣ５等は、点灯初期に放電灯ＬＭＰの電極間に絶縁破壊を生じさせるための高圧ＤＣ−ＤＣ変換回路を構成している。
前記コンデンサＣ１と抵抗Ｒ０との接続点は、電流増幅器ＡＭＰを介して抵抗Ｒ６の一端に接続され、この抵抗Ｒ６とコンデンサＣ９との接続点が比較回路ＣＯＭＰの一端に接続されている。ここで、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ９は積分回路を構成している。また、比較回路ＣＯＭＰの他端には基準電圧Ｅ１が加えられている。比較回路ＣＯＭＰは、スイッチＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５を制御するためのものである。
また、ＯＰは電力演算回路であり、その一方の入力端子には前記電流増幅器ＡＭＰの出力信号が電流値Ｉとして入力されている。また、他方の入力端子には、前記分圧用の抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点にアノードが接続されたダイオードＤ４のカソードと、アノードに擬似的な基準電圧Ｅ２が加えられたダイオードＤ５のカソードとが一括して接続されており、これらのダイオードＤ４，Ｄ５の出力電圧が電圧値Ｖとして加えられている。電力演算回路ＯＰは、これらの電流値Ｉ及び電圧値Ｖを入力として放電灯ＬＭＰの消費電力Ｗを演算し、抵抗Ｒ１１を介してＰＷＭ回路１０のフィードバック入力端子Ｆ／Ｂに入力している。ＰＷＭ回路１０では、フィードバック入力された電力値が設定値に一致するようにパルス幅やデューティ比を制御してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを前記パルストランスＰＴ１の一次側に出力する。
なお、ＰＷＭ回路１０のフィードバック入力端子Ｆ／ＢはスイッチＳＷ４を介して接地されており、後述するように、点灯初期にはスイッチＳＷ４をオンすることでＰＷＭ回路１０による電力のフィードバック制御が働かないようになっている。
ＰＷＭ回路１０の電流リミッタ入力端子ＣＬには、前記抵抗Ｒ０の一端が抵抗Ｒ４を介して接続され、更に、入力端子ＣＬと接地間には抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ６の並列回路が接続されている。
ＰＷＭ回路１０には、ＰＷＭパルスの周波数を決定するためのコンデンサＣ８及び抵抗Ｒ９，Ｒ１０が接続され、抵抗Ｒ１０と接地間にはスイッチＳＷ５が直列に接続されている。このスイッチＳＷ５のオンまたはオフにより、抵抗Ｒ９，Ｒ１０の合成抵抗値を変え、結果的にコンデンサＣ８とによるＲ，Ｃの時定数を変えて周波数を可変としている。
また、ＳＷ２はスロースタート用のスイッチである。
更に、抵抗Ｒ７，Ｒ８及びコンデンサＣ７は、点灯初期にＰＷＭパルスのオンパルス幅を小さくしてコンデンサＣ１への突入電流を防止するためのスロースタート用時定数素子である。
次に、この実施形態の動作を図５を参照しつつ説明する。
まず、図５における時刻ｔ_１で高圧駆動スイッチＳＷ１をオンすると、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ４、バリスタＳＳＤ、高圧トランスＴＦ１の一次巻線からなる発振回路が駆動され、トランスＴＦ１の二次側のダイオードＤ３を介してコンデンサＣ５の電圧Ｖ１が上昇する。
ここで、スイッチＳＷ４，ＳＷ５は時刻ｔ_０からオンしているものとし、スイッチＳＷ３はオフとなっている。
電圧Ｖ１が例えば５ｋＶに達した時刻ｔ_２で放電灯ＬＭＰは絶縁破壊し、グロー放電電流Ｉ_ＬＭＰが流れ始める。
その後、時刻ｔ_３でスイッチＳＷ２をオンすると、ＰＷＭ回路１０からＰＷＭパルスが出力され、このパルスはパルストランスＰＴ１の一次側に印加される。これにより、パルストランスＰＴ１の二次側にパルス電圧が発生してトランジスタＦＥＴ１のゲート・ソース間に印加されるため、トランジスタＦＥＴ１がスイッチング動作を開始する。
これにより、リアクトルＬ１を介して抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路に電流が流れ始め、ダイオードＤ２のアノード側の電圧Ｖ２が増加し始める。この電圧Ｖ２が例えば時刻ｔ_４でグロー放電電圧（例えば２００〜３５０Ｖ）に達するとグロー放電が起こってその後アーク放電へ移行し、電流Ｉ_ＬＭＰが急激に増加していく。
このとき、スイッチＳＷ３はオフ状態のままであり、リアクトルＬ１の出力側にはコンデンサＣ２が接続されておらず小容量のコンデンサＣ１のみが接続されている。
いま、グロー放電からアーク放電への移行時において、電極間でアークの飛ぶ位置が安定せず、仮にアークが一瞬途切れた場合を想定する。アークが途切れる前のコンデンサＣ１の端子電圧をＶ２’とすると、アークが途切れることによってそれまで電流Ｉ_ＬＭＰによりリアクトルＬ１に蓄積されていたエネルギーは回路損失を無視すればすべてコンデンサＣ１に移動するので、コンデンサＣ１の端子電圧すなわちＶ２は、概略、
Ｖ２＝√｛（Ｌ１／Ｃ１）Ｉ_ＬＭＰ ^２｝＋Ｖ２’
で表される。
前述したように、点灯初期にはコンデンサＣ２が回路から除去されており、また、コンデンサＣ１の容量も微小であるため、上記電圧Ｖ２は極めて大きい値となり、仮に放電灯ＬＭＰが一瞬立ち消えたとしても直ちにＶ２が増加してアーク放電を再開させる。
また、コンデンサＣ１の容量は極めて小さいためコンデンサＣ１への蓄積エネルギーも小さく、アーク放電の再開時にこのエネルギーが放出されても放電灯ＬＭＰに流れる電流は過電流とならず、電極を損傷する心配もない。更に、コンデンサＣ１の放電電流による電極間電圧の上昇もわずかであるから、電極間電圧が電圧Ｖ２を上回ることによって再度立ち消える恐れも皆無である。
なお、コンデンサＣ１を省略することも可能であるが、点灯初期で負荷電流が非常に少ない高圧駆動回路にとって電圧Ｖ２に含まれるノイズやリップルを除去するためのコンデンサＣ１は有効であり、後にスイッチＳＷ３がオンしてコンデンサＣ２が回路に挿入された際には、両コンデンサＣ１，Ｃ２による合成容量が電圧Ｖ２に対する良好な平滑作用をなす。
ここで、アーク放電の初期に放電灯ＬＭＰの電極間電圧が急激に低下した場合にも電流Ｉ_ＬＭＰを連続的に供給するために、リアクトルＬ１のインダクタンス値やＰＷＭパルスの周波数及びオン／オフのデューティ比を適宜設定し、ＰＷＭパルスのオン時にリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが次のオン時まで十分に保持されるようにすることが望ましい。
放電灯ＬＭＰの電流Ｉ_ＬＭＰは抵抗Ｒ４を介してＰＷＭ回路１０の電流リミッタ入力端子ＣＬに入力されており、点灯初期には電流Ｉ_ＬＭＰが図５の制限値Ｉ_Ｌを越えないようにＰＷＭ回路１０は放電灯ＬＭＰを定電流動作させるべくパルス幅制御を行う。
そして、放電灯ＬＭＰの電流Ｉ_ＬＭＰが制限値Ｉ_Ｌで安定すると時刻ｔ_５において比較回路ＣＯＭＰが動作し、高圧駆動スイッチＳＷ１をオフさせる。
その後、アーク放電電流Ｉ_ＬＭＰが安定した時刻ｔ_６以後にスイッチＳＷ３をオンすることにより、リアクトルＬ１の出力側に比較的大容量のコンデンサＣ２を投入し、電圧Ｖ２の平滑を行わせる。
また、時刻ｔ_５ではスイッチＳＷ４，ＳＷ５は何れもオン状態となっている。
このうち、スイッチＳＷ５は、これをオンすることによって上述したように点灯初期にＰＷＭパルスの周波数を高く設定し、これにより放電灯の電流立ち消え時に電圧Ｖ２を早期に立ち上げることに寄与している。なお、アーク放電が安定した後はトランジスタＦＥＴ１のスイッチング周波数を低下させてスイッチング損失を小さくするために、スイッチＳＷ５をオフして抵抗Ｒ１０を除去し、ＰＷＭパルスの周波数つまりトランジスタＦＥＴ１のスイッチング周波数を低下させる。スイッチＳＷ５をオフするタイミングは、例えばスイッチＳＷ３をオンするタイミング（時刻ｔ_６）以後とすればよい。
一方、スイッチＳＷ４は、点灯初期に放電灯ＬＭＰを定電力制御せずに定電流駆動するためのものであり、時刻ｔ_０以後、例えば時刻ｔ_７までオン、それ以後はオフとする。このスイッチＳＷ４を時刻ｔ_７までオンしておくのは、この間は電圧Ｖ２（その分圧値Ｖ３）が不安定であり、ＰＷＭ回路１０へフィードバックされる電力値が大きく変動してこれがＰＷＭパルスに大きく影響するので、フィードバック入力をゼロにするためである。すなわち、この間は、前述したように定電流制御とし、時刻ｔ７以後にスイッチＳＷ４をオフして演算回路ＯＰの出力を消費電力のフィードバック信号としてＰＷＭ回路１０に入力する。
また、定電力制御に移行してからも、基準電圧Ｅ２をダイオードＤ５を介して演算回路ＯＰに常時、入力することにより、電圧Ｖ２（その分圧値Ｖ３）が大幅に低下したときに電流Ｉ_ＬＭＰが極端に増加しないように配慮している。例えば、演算回路ＯＰにより放電灯ＬＭＰの消費電力を１２０Ｗと設定した場合、基準電圧Ｅ２を６０Ｖに設定しておけば、電圧Ｖ３が大幅に低下しても演算回路ＯＰの入力電圧は基準電圧Ｅ２による６０Ｖに維持され、電流Ｉ_ＬＭＰが２Ａを越えることはない。更に、仮に電圧Ｖ２が基準電圧Ｅ２以上になったとしても、演算回路ＯＰにより放電灯ＬＭＰの消費電力を１２０Ｗに制限できるので、放電灯ＬＭＰを破損するおそれはない。
以上のように本実施形態によれば、前述の如く点灯初期における回路からのコンデンサＣ２の除去、及びトランジスタＦＥＴ１の高周波スイッチング等により、アークが不安定な状態でも電圧Ｖ２を早期に確立して放電灯の電流を継続的に供給するようにしたので、電流の立ち消えによる不点灯を確実に防止し、しかも過電流による電極の損耗を防止することができる。
つまりこの実施形態においては、スイッチＳＷ１をオンして放電灯ＬＭＰの点灯初期に放電灯ＬＭＰの電極間に高電圧Ｖ１を印加することにより電極間に絶縁破壊を生じさせてグロー放電を起こさせておき、その後、スイッチＳＷ２をオンしてリアクトルＬ１と平滑用コンデンサＣ２との接続点の電圧Ｖ２を上昇させてグロー放電からアーク放電へ移行させることにより、図５の時刻ｔ_２から電流Ｉ_ＬＭＰを徐々に増加させるようにしている。このため、アーク放電への移行時に放電灯ＬＭＰへ過大な突入電流が流れる心配はなく、大電流によるノイズ等を生じるおそれもない。
次に、図２は図１の回路の変形例であり、図１におけるスイッチＳＷ３を電界効果トランジスタＦＥＴ２及びダイオードＤ６により具体化し、スイッチＳＷ５をバイポーラトランジスタＴＲ１及び抵抗Ｒ１２により具体化したものである。
なお、この実施形態の動作は図１の回路と基本的に同一であるため、説明を省略する。
次いで、図３は本発明の第２実施形態を示す回路図であり、図１，図２と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
この実施形態では、図１，図２における高圧駆動スイッチＳＷ１を除去して抵抗Ｒ３の一端をリアクトルＬ１の出力側に接続してあり、他の構成は図１と同様である。本実施形態は、スイッチング素子ＳＳＤとしてその動作開始電圧が比較的低い素子を使用する一方で、リアクトルＬ１の出力側電圧Ｖ２を徐々に増加させてグロー放電からアーク放電へ移行させるようにしたものである。
以下、この実施形態の動作を図６に沿って説明する。
まず、抵抗Ｒ７，Ｒ８及びコンデンサＣ７によるスロースタート用の時定数を調節してＰＷＭ回路１０の出力のオンパルス幅を比較的短く設定する。時刻ｔ_１でスタートスイッチＳＷ２を投入してトランジスタＦＥＴ１をスイッチングすることにより、電圧Ｖ２を時刻ｔ_１から徐々に増加させる。また、抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ４による時定数を適宜設定し、時刻ｔ_２で電圧Ｖ２が例えば１５０Ｖに達したときにスイッチング素子ＳＳＤが動作を開始するようにしておけば、この時刻ｔ_２以後、スイッチング素子ＳＳＤを含む発振回路が動作し始め、放電灯ＬＭＰの電圧Ｖ１が急激に増加していく。
そして、図５の場合と同様に、電圧Ｖ１が例えば５ｋＶに達した時刻ｔ_３から絶縁破壊が起こってグロー放電が開始し、これに伴って電圧Ｖ１は低下する。このとき、電圧Ｖ２は未だグロー放電電圧に達していない。
その後、電圧Ｖ２が例えば２００〜３５０Ｖに達した時刻ｔ_４でグロー放電が起こり、速やかにアーク放電へ移行する。
図示されていないが、スイッチＳＷ３，ＳＷ４のオンまたはオフのタイミングは図５と同様であり、電流Ｉ_ＬＭＰが安定してからスイッチＳＷ３をオンしてリアクトルＬ１の出力側にコンデンサＣ２を投入し、その後、スイッチＳＷ４をオフして定電力制御に移行させれば良い。スイッチＳＷ５についても、図５と同様に点灯初期にオンすることによりＰＷＭパルスの周波数を高くし、その後、これをオフして周波数を低下させればよい。
この実施形態では、放電灯ＬＭＰの点灯初期にリアクトルＬ１と平滑用コンデンサＣ２との接続点の電圧Ｖ２を徐々に増加させ、その間に放電灯ＬＭＰの電極間に高電圧Ｖ１を印加することにより電極間に絶縁破壊を生じさせてグロー放電を起こさせ、その後に放電灯ＬＭＰをグロー放電からアーク放電へ移行させるものである。これにより、図６に示したごとく、放電灯ＬＭＰの電流Ｉ_ＬＭにとしては、時刻ｔ_３からグロー放電電流が流れ出してアーク放電電流へと移行するので、図５の場合と同様に、アーク放電への移行時に放電灯ＬＭＰへ過大な突入電流が流れる心配がなく、大電流によるノイズ等を生じるおそれもない。
次に、図４は本発明の第３実施形態を示している。この実施形態は、放電灯ＬＭＰを高圧パルスにより点灯させるものである。
図４において、高圧トランスＴＦ１の二次側に接続されたダイオードＤ３とコンデンサＣ５との接続点と放電灯ＬＭＰの一端との間には、高圧トランスＴＦ２の一次巻線とバリスタＳＧ１とが直列に接続されている。このトランスＴＦ２の二次巻線は、リアクトルＬ１の出力側と放電灯ＬＭＰの他端との間に直列に接続されている。なお、Ｃ１０は高圧パルス用のバイパスコンデンサであり、その他の構成は、図３の回路とほぼ同様である。
この実施形態の動作を図７を参照しつつ説明する。
まず、時刻ｔ_１でスタートスイッチＳＷ２をオンする。なお、時刻ｔ_０から、スイッチＳＷ３はオフ、スイッチＳ４，Ｓ５はオンとなっている。
時刻ｔ_１以後、トランジスタＦＥＴ１はパルストランスＰＴ１の高周波パルスによりスイッチングを開始する。これに伴い、電圧Ｖ２が増加していって抵抗Ｒ３とコンデンサＣ４との接続点の電圧がスイッチング素子ＳＳＤの動作開始電圧に達すると、スイッチング素子ＳＳＤがオンして発振を開始し、高圧トランスＴＦ１を介してコンデンサＣ５の充電が開始される。このコンデンサＣ５の電圧がバリスタＳＧ１の動作電圧を越えると、図７に示す如く高圧トランスＴＦ２の一次側にパルス電流が流れる。
高圧トランスＴＦ２がオンした直後の時刻ｔ_２で電極間が絶縁破壊され、この時刻ｔ_２以後、放電灯ＬＭＰに電流Ｉ_ＬＭＰが流れ始める。このとき、放電灯ＬＭＰの電極間でアークの飛ぶ位置が不安定であってアークが一瞬途切れたとしても、前記同様にコンデンサＣ２が回路から除去されており、またコンデンサＣ１の容量が小さいことにより電圧Ｖ２は直ちに増加するので瞬時にアークが再開され、電流Ｉ_ＬＭＰを引き続き流すように作用する。従って、放電灯ＬＭＰが立ち消える心配はない。
時刻ｔ_２以後、比較回路ＣＯＭＰの入力側の抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ９からなる積分回路の電圧は徐々に増加していき、これが基準電圧Ｅ１を越えると比較回路ＣＯＭＰの出力がＨｉｇｈレベルとなってスイッチＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５の状態を反転させる。
すなわち、時刻ｔ_３からスイッチＳＷ３がオンしてリアクトルＬ１の出力側にコンデンサＣ２が挿入されるため、電圧Ｖ２は平滑され、また、スイッチＳＷ４のオフにより電力演算回路ＯＰによる定電力制御が開始され、更に、スイッチＳＷ５のオフによってＰＷＭパルスの周波数が低下して定常状態へと移行する。
このように、本実施形態においても、点灯初期における放電灯の立ち消えを防止することができると共に、コンデンサＣ１の容量が小さいことや点灯初期には電流リミッタが動作して放電灯電流を制限していること等により、放電灯ＬＭＰに過大な電流が流れて電極を損傷する心配もない。
なお、上記実施形態では放電灯を高圧の直流電圧またはパルス電圧により点灯する場合について説明したが、インバータを追加することにより交流電圧によって放電灯を点灯することも可能である。
以上のように本発明によれば、点灯初期にアークが不安定な状態でも放電灯への印加電圧を早期に確立して負荷変動に対する応答速度を高めることによりアーク放電電流を継続的に流すことができ、放電灯の立ち消えを解消して安定した点灯状態を実現することができる。
また、放電灯に過大な電流が流れ込むこともないので電極の損耗を防ぎ、放電灯の寿命を大幅に延ばすことが可能である。
更に、回路構成上も従来の点灯回路と比べて複雑化する要因はないため、製造コストが増加する心配もない。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路図である。
図２は、本発明の第１実施形態の変形例を示す回路図である。
図３は、本発明の第２実施形態を示す回路図である。
図４は、本発明の第３実施形態を示す回路図である。
図５は、本発明の第１実施形態の動作を示す波形図である。
図６は、本発明の第２実施形態の動作を示す波形図である。
図７は、本発明の第３実施形態の動作を示す波形図である。

Claims

直流電源電圧をスイッチングするスイッチング素子と、このスイッチング素子と放電灯の一方の電極との間に接続されたリアクトルと、このリアクトルによるリプル電流を平滑するための平滑用コンデンサと、直流電源電圧から高電圧を発生させて放電灯に印加するためのイグナイタと、放電灯を流れる電流を検出する電流検出手段と、放電灯への印加電圧を検出する電圧検出手段と、前記電流検出手段及び電圧検出手段の出力を用いて放電灯の消費電力を演算する電力演算手段と、この電力演算手段の出力を必要に応じフィードバック信号として入力し、かつ、前記スイッチング素子を駆動するＰＷＭパルスを生成して出力するＰＷＭ回路と、を備えた放電灯点灯回路において、
前記リアクトルの放電灯側の一端と直流電源の一端との間に前記平滑用コンデンサとスイッチ素子とを直列に接続し、放電灯の点灯初期には前記スイッチ素子を開放して前記平滑用コンデンサを回路から除去することにより、放電灯の電流が途切れた際に前記リアクトルと前記平滑用コンデンサとの接続点の電圧を高くして負荷変動に対する応答速度を早めると共に、放電灯を流れる電流が安定した後に前記スイッチ素子を投入して前記平滑用コンデンサを回路に挿入することを特徴とする放電灯点灯回路。
請求項１に記載した放電灯点灯回路の制御方法であって、
放電灯の点灯初期には前記ＰＷＭパルスの周波数を高くし、放電灯電流が安定した後に前記ＰＷＭパルスの周波数を低下させることを特徴とする放電灯点灯回路の制御方法。
請求項１に記載した放電灯点灯回路の制御方法であって、
放電灯の点灯初期に定電流制御する際、前記スイッチング素子のオン、オフ時に前記リアクトルの電流が連続するように前記リアクトルのインダクタンス値、ＰＷＭパルスのデューティ比及び周波数を決定することを特徴とする放電灯点灯回路の制御方法。
請求項１に記載した放電灯点灯回路の制御方法であって、
放電灯の点灯初期であって放電灯の動作電圧が不安定な期間は、前記ＰＷＭ回路が、消費電力のフィードバック制御を行わずに放電灯電流を一定に制御することを特徴とする放電灯点灯回路の制御方法。
請求項１に記載した放電灯点灯回路の制御方法であって、
前記リアクトルと平滑用コンデンサとの接続点の電圧に対する基準電圧を設定し、前記接続点の電圧が前記基準電圧より小さい場合には、放電灯の消費電力設定値と前記基準電圧とを用いて放電灯電流を一定値以下に制御し、前記接続点の電圧が前記基準電圧より大きい場合には、放電灯の消費電力を前記消費電力設定値以下に制御することを特徴とする放電灯点灯回路の制御方法。
請求項１に記載した放電灯点灯回路の制御方法であって、
放電灯の点灯初期に放電灯の電極間に高電圧を印加することにより電極間に絶縁破壊を生じさせてグロー放電を起こさせ、その後、前記リアクトルと平滑用コンデンサとの接続点の電圧を上昇させてグロー放電からアーク放電へ移行させることを特徴とする放電灯点灯回路の制御方法。
請求項１に記載した放電灯点灯回路の制御方法であって、
放電灯の点灯初期に前記リアクトルと平滑用コンデンサとの接続点の電圧を徐々に増加させ、その間に放電灯の電極間に高電圧を印加することにより電極間に絶縁破壊を生じさせてグロー放電を起こさせ、その後に前記リアクトルと平滑用コンデンサとの接続点の電圧によりグロー放電からアーク放電へ移行させることを特徴とする放電灯点灯回路の制御方法。