JPS648367B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS648367B2 JPS648367B2 JP18523180A JP18523180A JPS648367B2 JP S648367 B2 JPS648367 B2 JP S648367B2 JP 18523180 A JP18523180 A JP 18523180A JP 18523180 A JP18523180 A JP 18523180A JP S648367 B2 JPS648367 B2 JP S648367B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- power supply
- output
- terminal
- supplied
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC
- G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
- G05F1/44—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only
- G05F1/45—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load
- G05F1/455—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load with phase control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流安定化電源に関する。
従来、トライアツクを使用した直流安定化電源
は第１図に示すような構成を有する。
は第１図に示すような構成を有する。
すなわち、交流電源１をトライアツク２を介し
て電源トランス３の１次側コイルに接続し、２次
側コイルの出力を整流回路４によつて整流して直
流出力電圧Epを出力し、そして、交流電源電圧Ｅ
を光導電素子（CdS素子）８の抵抗値Ｒとコンデ
ンサＣとによつて分圧して、このコンデンサＣの
端子間に電源電圧Ｅに対して位相と振幅の異なる
端子電圧Ecを得、この端子電圧Ecをダイアツク９
に供給し、その出力をトリガ信号としてトライア
ツク２の制御端子に供給するとともに、直流出力
電圧Epと基準電圧Esとを誤差増幅器５によつて比
較し、その比較差電圧を光導電素子８に対向して
配置された、フオトカツプラ６を形成する発光ダ
イオード７に供給した構成を有する。そして、直
流出力電圧Epが変化すると、この直流出力電圧Ep
と基準電圧Esの比較差電圧、発光ダイオード７の
光量が変化し、それに伴なつて光導電素子８の受
光量が変化して、その抵抗値Ｒが変化するため、
コンデンサＣの端子電圧Ecは抵抗値Ｒに応じて交
流電源電圧Ecとの間の位相差と振幅が変化して、
この端子電圧Ecがダイアツク９のブレークダウン
電圧に達するとダイアツク９が導通し、その出力
によつてトライアツク２を導通させて、直流出力
電圧Epと基準電圧Esとが一致する方向にトライア
ツクの導通角を制御して直流出力電圧を安定する
ようにしたものである。
て電源トランス３の１次側コイルに接続し、２次
側コイルの出力を整流回路４によつて整流して直
流出力電圧Epを出力し、そして、交流電源電圧Ｅ
を光導電素子（CdS素子）８の抵抗値Ｒとコンデ
ンサＣとによつて分圧して、このコンデンサＣの
端子間に電源電圧Ｅに対して位相と振幅の異なる
端子電圧Ecを得、この端子電圧Ecをダイアツク９
に供給し、その出力をトリガ信号としてトライア
ツク２の制御端子に供給するとともに、直流出力
電圧Epと基準電圧Esとを誤差増幅器５によつて比
較し、その比較差電圧を光導電素子８に対向して
配置された、フオトカツプラ６を形成する発光ダ
イオード７に供給した構成を有する。そして、直
流出力電圧Epが変化すると、この直流出力電圧Ep
と基準電圧Esの比較差電圧、発光ダイオード７の
光量が変化し、それに伴なつて光導電素子８の受
光量が変化して、その抵抗値Ｒが変化するため、
コンデンサＣの端子電圧Ecは抵抗値Ｒに応じて交
流電源電圧Ecとの間の位相差と振幅が変化して、
この端子電圧Ecがダイアツク９のブレークダウン
電圧に達するとダイアツク９が導通し、その出力
によつてトライアツク２を導通させて、直流出力
電圧Epと基準電圧Esとが一致する方向にトライア
ツクの導通角を制御して直流出力電圧を安定する
ようにしたものである。
このような従来の直流安定化電源は、トリガ素
子としてのダイアツク９のブレークダウン電圧が
20〜40Vと高く、したがつてコンデンサＣの端子
電圧Ecも高く、かつ、導通後の端子間インピーダ
ンスも比較的高いので、特に小電力用直流安定化
電源には不向きであり、実用的でなかつた。ま
た、ダイアツク９はブレークダウンの際の電圧−
電流特性がヒステリシス特性を有するので、特性
補正には複雑な回路が必要であり、また、完全に
は補正されないので誤動作を起こしやすい欠点が
あつた。また、光導電素子８の端子間電圧が高く
耐圧が必要でるため、CdS素子を使用しなければ
ならず、したがつて、フオトカツプラ６の反答速
度が遅く低感度であり、また、ヒステリシス現象
を呈し、かつ、バラツキが大きいので、誤動作が
起こりやすい欠点があつた。
子としてのダイアツク９のブレークダウン電圧が
20〜40Vと高く、したがつてコンデンサＣの端子
電圧Ecも高く、かつ、導通後の端子間インピーダ
ンスも比較的高いので、特に小電力用直流安定化
電源には不向きであり、実用的でなかつた。ま
た、ダイアツク９はブレークダウンの際の電圧−
電流特性がヒステリシス特性を有するので、特性
補正には複雑な回路が必要であり、また、完全に
は補正されないので誤動作を起こしやすい欠点が
あつた。また、光導電素子８の端子間電圧が高く
耐圧が必要でるため、CdS素子を使用しなければ
ならず、したがつて、フオトカツプラ６の反答速
度が遅く低感度であり、また、ヒステリシス現象
を呈し、かつ、バラツキが大きいので、誤動作が
起こりやすい欠点があつた。
本発明はこのような従来欠点を改良したもの
で、以下図において説明する。図中、第１図の従
来例と同一部分については同一符号を付す。
で、以下図において説明する。図中、第１図の従
来例と同一部分については同一符号を付す。
第２図において説明すると、交流電源電圧Ｅを
抵抗R1，R2およびコンデンサＣよつて分圧して、
このコンデンサＣの端子間に交流電源電圧Ｅに対
して位相と振幅の異なる端子電圧Ecを得、この端
子電圧Ecを正側のトリガ信号を出力するシユミツ
ト回路１０ａ、負側のトリガ信号を出力するシユ
ミツト回路１０ｂの入力端子１１ａ，１１ｂにそ
れぞれ供給するとともに、一方では、交流電源電
圧Ｅを波形変換回路１３を介して、たとえばツエ
ナーダイオードZD1，ZD2によつてそのピークを
クリツプして方形波電圧に変換し、この方形波電
圧をダイオードDa，Dbによつて整流して正の方
形波電圧、負の方形波電圧を得、この正、負の方
形波電圧をシユミツト回路１０ａ，１０ｂの電源
供給端子１２ａ，１２ｂにそれぞれ入力する。
抵抗R1，R2およびコンデンサＣよつて分圧して、
このコンデンサＣの端子間に交流電源電圧Ｅに対
して位相と振幅の異なる端子電圧Ecを得、この端
子電圧Ecを正側のトリガ信号を出力するシユミツ
ト回路１０ａ、負側のトリガ信号を出力するシユ
ミツト回路１０ｂの入力端子１１ａ，１１ｂにそ
れぞれ供給するとともに、一方では、交流電源電
圧Ｅを波形変換回路１３を介して、たとえばツエ
ナーダイオードZD1，ZD2によつてそのピークを
クリツプして方形波電圧に変換し、この方形波電
圧をダイオードDa，Dbによつて整流して正の方
形波電圧、負の方形波電圧を得、この正、負の方
形波電圧をシユミツト回路１０ａ，１０ｂの電源
供給端子１２ａ，１２ｂにそれぞれ入力する。
また、上記抵抗R2の両端から交流電圧を取出
し、この交流電圧を整流回路１４によつて整流し
た後、この整流出力を発光ダイオード７に対向し
て配置されてフオトカツプラ６を形成するフオト
トランジスタ１５に供給する。すなわち、直流出
力電圧Epと基準電圧Esの比較差電圧に応じて発光
ダイオード７の光量が変化し、この光量変化に対
してフオトトランジスタ１５に流れる電流を変化
させることにより、抵抗R2の両端の合成インピ
ーダンスを変化させて、コンデンサＣの端子電圧
Ecの交流電源電圧Ｅに対する位相と振幅を変化さ
せるものである。
し、この交流電圧を整流回路１４によつて整流し
た後、この整流出力を発光ダイオード７に対向し
て配置されてフオトカツプラ６を形成するフオト
トランジスタ１５に供給する。すなわち、直流出
力電圧Epと基準電圧Esの比較差電圧に応じて発光
ダイオード７の光量が変化し、この光量変化に対
してフオトトランジスタ１５に流れる電流を変化
させることにより、抵抗R2の両端の合成インピ
ーダンスを変化させて、コンデンサＣの端子電圧
Ecの交流電源電圧Ｅに対する位相と振幅を変化さ
せるものである。
そして、上記シユミツト回路１０ａ，１０ｂの
出力を加算Ｐしてトライアツク２の制御端子に入
力する。
出力を加算Ｐしてトライアツク２の制御端子に入
力する。
次に、第３図を参照して本発明の動作を説明す
る。
る。
シユミツト回路１０ａ，１０ｂの電源供給端子
１２ａ，１２ｂには交流電源電圧Ｅ（第３図ａ）
に同期した方形波電圧（実施例では台形波電圧）
（第３図ｂ）が供給され、一方、入力端子１１ａ，
１１ｂには、抵抗R2の両端の合成インピーダン
スすなわち直流出力電圧Epと基準電圧Esの比較差
電圧によつて定まる位相と振幅をもつコンデンサ
Ｃの端子電圧Ec（第３図ｃ）がそれぞれ供給され
る。したがつて、シユミツト回路１０ａ，１０ｂ
は方形波電圧が存在する期間のみ動作し、その出
力電圧は第３図ｄに示すようになり、この出力電
圧がトリガ信号としてトライアツク２の制御端子
に入力される。このため、トライアツク２は上記
トリガ信号に同期して導通して、その出力は第３
図ｅのような電圧波形となり、トライアツク２の
導通角に応じて直流出力電圧Eoが定まる。
１２ａ，１２ｂには交流電源電圧Ｅ（第３図ａ）
に同期した方形波電圧（実施例では台形波電圧）
（第３図ｂ）が供給され、一方、入力端子１１ａ，
１１ｂには、抵抗R2の両端の合成インピーダン
スすなわち直流出力電圧Epと基準電圧Esの比較差
電圧によつて定まる位相と振幅をもつコンデンサ
Ｃの端子電圧Ec（第３図ｃ）がそれぞれ供給され
る。したがつて、シユミツト回路１０ａ，１０ｂ
は方形波電圧が存在する期間のみ動作し、その出
力電圧は第３図ｄに示すようになり、この出力電
圧がトリガ信号としてトライアツク２の制御端子
に入力される。このため、トライアツク２は上記
トリガ信号に同期して導通して、その出力は第３
図ｅのような電圧波形となり、トライアツク２の
導通角に応じて直流出力電圧Eoが定まる。
次に、たとえば直流出力電圧Eoが基準電圧Es
より低くなると、それらの比較差電圧が正の方向
に増大し、したがつて、発光ダイオード７の光量
も増大する。それに伴なつて、フオトトランジス
タ１５に流れる電流が増大し、抵抗R2の両端の
合成インピーダンスが小さくなるので、コンデン
サＣの端子電圧Ecは第３図ｃの点線E′cで示すよ
うに交流電源電圧Ｅとの位相差が小さくなり、同
図ｄ，ｅに点線で示すようにトライアツク２の導
通角が小さくなり、その出力電圧が増大する。す
なわち、直流出力電圧Eoと基準電圧Esが一致す
る方向にトライアツク２の導通角が制御されて、
直流出力電圧Eoが安定化される。
より低くなると、それらの比較差電圧が正の方向
に増大し、したがつて、発光ダイオード７の光量
も増大する。それに伴なつて、フオトトランジス
タ１５に流れる電流が増大し、抵抗R2の両端の
合成インピーダンスが小さくなるので、コンデン
サＣの端子電圧Ecは第３図ｃの点線E′cで示すよ
うに交流電源電圧Ｅとの位相差が小さくなり、同
図ｄ，ｅに点線で示すようにトライアツク２の導
通角が小さくなり、その出力電圧が増大する。す
なわち、直流出力電圧Eoと基準電圧Esが一致す
る方向にトライアツク２の導通角が制御されて、
直流出力電圧Eoが安定化される。
なお、上記実施例においては、正側、負側のト
リガ信号を出力するシユミツト回路１０ａ，１０
ｂを具備するが、いずれか一方のシユミツト回路
を省略してもよい。
リガ信号を出力するシユミツト回路１０ａ，１０
ｂを具備するが、いずれか一方のシユミツト回路
を省略してもよい。
以上のように、本発明は、シユミツト回路の電
源供給端子に交流電源電圧に同期した方形波電圧
を供給し、入力端子に上記交流電源電圧に対して
位相差を有するコンデンサの端子電圧を供給し
て、この端子電圧と上記方形波電圧のAND出力
をトライアツクのトリガ信号とするようにしたの
で、換言すれば従来のようにトリガ素子としてダ
イアツクを使用していないので、動作電圧が低
く、高感度であり、小電力用直流安定化電源に適
しており、また、従来のダイアツクのようにヒス
テリシス特性をもたないので、特性補正回路が不
要となり、誤動作も全くなく、安定した直流出力
電圧が得られる。また、可変インピーダンス回路
としてのフオトカツプラをフオトトランジスタと
発光ダイオードを用いて形成したので、従来の
CdS素子を用いたものに比べて、応答速度が早く
高感度であり、また、特性のバラツキがなく、誤
動作もないので、安定した直流出力電圧が得られ
る、等の種々の優れた利点を有する。
源供給端子に交流電源電圧に同期した方形波電圧
を供給し、入力端子に上記交流電源電圧に対して
位相差を有するコンデンサの端子電圧を供給し
て、この端子電圧と上記方形波電圧のAND出力
をトライアツクのトリガ信号とするようにしたの
で、換言すれば従来のようにトリガ素子としてダ
イアツクを使用していないので、動作電圧が低
く、高感度であり、小電力用直流安定化電源に適
しており、また、従来のダイアツクのようにヒス
テリシス特性をもたないので、特性補正回路が不
要となり、誤動作も全くなく、安定した直流出力
電圧が得られる。また、可変インピーダンス回路
としてのフオトカツプラをフオトトランジスタと
発光ダイオードを用いて形成したので、従来の
CdS素子を用いたものに比べて、応答速度が早く
高感度であり、また、特性のバラツキがなく、誤
動作もないので、安定した直流出力電圧が得られ
る、等の種々の優れた利点を有する。
第１図は従来の直流安定化電源の構成を示す
図、第２図は本発明の直流安定化電源の一実施例
の構成を示す図、第３図は同、動作説明図であ
る。 １は交流電源、２はトライアツク、３は電源ト
ランス、６はフオトカツプラ、７は発光ダイオー
ド、１０はシユミツト回路、１５はフオトトラン
ジスタである。
図、第２図は本発明の直流安定化電源の一実施例
の構成を示す図、第３図は同、動作説明図であ
る。 １は交流電源、２はトライアツク、３は電源ト
ランス、６はフオトカツプラ、７は発光ダイオー
ド、１０はシユミツト回路、１５はフオトトラン
ジスタである。
Claims (1)
- １ 交流電源１をトライアツク２を介して電源ト
ランス３の１次側コイルに接続し、当該電源トラ
ンス３の２次側コイルの出力を整流して直流出力
電圧を得るとともに、上記トライアツク２の制御
端子に入力されるトリガ信号によつて当該トライ
アツク２の導通角を定めるようにした直流安定化
電源において、シユミツト回路１０の電源供給端
子に交流電源電圧に同期した方形波電圧を供給
し、入力端子に上記交流電源電圧を抵抗とコンデ
ンサによつて分圧したコンデンサ端子電圧を供給
するとともに、当該シユミツト回路１０の出力を
上記トライアツク２のトリガ信号とし、かつ、上
記直流出力電圧と基準信号の比較差電圧が供給さ
れて当該比較差電圧に応じて光量が変化する発光
ダイオード７と、当該発光ダイオード７に対向し
て配置され、上記抵抗の両端の交流電圧を整流し
た直流電圧が供給されるフオトトランジスタ１５
とからなるフオトカツプラ６を設けたことを特徴
とする直流安定化電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18523180A JPS57109014A (en) | 1980-12-26 | 1980-12-26 | Direct-current regulated power source |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18523180A JPS57109014A (en) | 1980-12-26 | 1980-12-26 | Direct-current regulated power source |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57109014A JPS57109014A (en) | 1982-07-07 |
| JPS648367B2 true JPS648367B2 (ja) | 1989-02-14 |
Family
ID=16167164
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18523180A Granted JPS57109014A (en) | 1980-12-26 | 1980-12-26 | Direct-current regulated power source |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57109014A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10903802B2 (en) * | 2019-02-01 | 2021-01-26 | Texas Instruments Incorporated | Analog based speaker thermal protection in class-D amplifiers |
-
1980
- 1980-12-26 JP JP18523180A patent/JPS57109014A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57109014A (en) | 1982-07-07 |
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