JPS645325B2 - - Google Patents
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- JPS645325B2 JPS645325B2 JP16837681A JP16837681A JPS645325B2 JP S645325 B2 JPS645325 B2 JP S645325B2 JP 16837681 A JP16837681 A JP 16837681A JP 16837681 A JP16837681 A JP 16837681A JP S645325 B2 JPS645325 B2 JP S645325B2
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- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 35
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 18
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 230000008569 process Effects 0.000 description 7
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 5
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
- H02M7/529—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation using digital control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Motor And Converter Starters (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は点弧位相制御により負荷に供給する電
力を可変できる電力変換器の電流制御装置に関す
る。
力を可変できる電力変換器の電流制御装置に関す
る。
良く知られているように、点弧位相制御により
負荷に供給する電力を可変できる電力変換器は各
種の分野で広く用いられている。例えば、サイリ
スタをグレーツ結線した電力変換器で直流電動機
を駆動している。電力変換器で負荷を駆動する場
合、負荷電流を所定値に制御することが行われ
る。負荷電流の制御は電流制御回路で行われる。
電流制御回路は負荷電流の平均値が所定値になる
ように制御する。具体的には電流指令値と実際値
を比較して実際値が指令値と一致するように制御
する。
負荷に供給する電力を可変できる電力変換器は各
種の分野で広く用いられている。例えば、サイリ
スタをグレーツ結線した電力変換器で直流電動機
を駆動している。電力変換器で負荷を駆動する場
合、負荷電流を所定値に制御することが行われ
る。負荷電流の制御は電流制御回路で行われる。
電流制御回路は負荷電流の平均値が所定値になる
ように制御する。具体的には電流指令値と実際値
を比較して実際値が指令値と一致するように制御
する。
一方、電力変換器はサイリスタなどのスイツチ
ング動作によつて負荷電流を制御する。負荷電流
は電力変換器のスイツチング動作によつて脈動す
るようになる。負荷電流が脈動すると平均値を正
しく検出できなくなる。このため、負荷電流を検
出するとフイルタで平滑し、電流制御回路に電流
実際値（平均値）として帰還するようにしてい
る。しかしながら、フイルタの時間遅れのため制
御の応答性が低下するのを免れない。また、近年
は高応答性が要求されるようになつてきており、
これを満足するため前向きゲインを大きくすると
フイルタによる後向きの時間遅れのため制御が不
安定となる。
ング動作によつて負荷電流を制御する。負荷電流
は電力変換器のスイツチング動作によつて脈動す
るようになる。負荷電流が脈動すると平均値を正
しく検出できなくなる。このため、負荷電流を検
出するとフイルタで平滑し、電流制御回路に電流
実際値（平均値）として帰還するようにしてい
る。しかしながら、フイルタの時間遅れのため制
御の応答性が低下するのを免れない。また、近年
は高応答性が要求されるようになつてきており、
これを満足するため前向きゲインを大きくすると
フイルタによる後向きの時間遅れのため制御が不
安定となる。
本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするところは負荷電流の制御を応答性良
く安定に行える電力変換器の電流制御装置を提供
することにある。
の目的とするところは負荷電流の制御を応答性良
く安定に行える電力変換器の電流制御装置を提供
することにある。
本発明の特徴とするところは電力変換器の位相
制御するために与えるゲートパルスのパルス発生
時点間の電流差に基づき負荷電流の変化分を制御
する電流レート制御回路を負荷電流の平均値を制
御する電流制御回路のマイナーループ側に設けた
ことにある。
制御するために与えるゲートパルスのパルス発生
時点間の電流差に基づき負荷電流の変化分を制御
する電流レート制御回路を負荷電流の平均値を制
御する電流制御回路のマイナーループ側に設けた
ことにある。
本発明の一実施例を第１図に示す。
第１図はサイリスタをグレーツ結線した電力変
換器で直流電動機を駆動する場合の実施例であ
る。
換器で直流電動機を駆動する場合の実施例であ
る。
第１図において、電力変換器１はサイリスタS1
〜S6をグレーツ結線して構成され、直流電動機２
を駆動する。直流電動機２に流れる電流Ｉは電流
検出器４に検出されフイルター６と電流変化率検
出回路８に加えられる。フイルタ６は電流Ｉを平
滑し平均値電流IMを出力する。電流指令値IMC
と実際値IMが比較器２０で比較され、その偏差
が電流制御回路５に加えられる。電流制御回路５
は直流電動機２に流れる電流の平均値を制御する
もので、電流偏差ΔIに応じて補償演算（例えば
比例補償）を行い電流レート指令値IRCを出力す
る。一方、電流変化率検出回路８はゲートパルス
発生回路９が点弧パルスPS1〜PS6（これらの点弧
パルスS1〜S6の論理和を点弧パルスＰとして示し
ている）の各パルスを発生する毎に電流Ｉを取込
み、点弧パルスの一周期間における電流Ｉ変化率
値IRRFを出力する。電流レート指令値IRCと変
化率値IRRFは比較器２１で比較され電流レート
制御回路７に加えられる。電流レート制御回路７
は補償演算を行い、点弧角指令αを出力する。電
流レート制御回路７の補償演算は比例補償、積分
補償のいずれでも良いが、前段に微分補償（電流
変化率検出回路８）があるので安定性の点から積
分補償が望ましい。ゲートパルス発生回路９は点
弧角指令αに応じた位相で電力変換器１のサイリ
スタS1〜S6に点弧パルスを与える。電力変換器１
に点弧パルスを与えることにより交流電源３から
直流電動機２に直流電圧が印加される。
〜S6をグレーツ結線して構成され、直流電動機２
を駆動する。直流電動機２に流れる電流Ｉは電流
検出器４に検出されフイルター６と電流変化率検
出回路８に加えられる。フイルタ６は電流Ｉを平
滑し平均値電流IMを出力する。電流指令値IMC
と実際値IMが比較器２０で比較され、その偏差
が電流制御回路５に加えられる。電流制御回路５
は直流電動機２に流れる電流の平均値を制御する
もので、電流偏差ΔIに応じて補償演算（例えば
比例補償）を行い電流レート指令値IRCを出力す
る。一方、電流変化率検出回路８はゲートパルス
発生回路９が点弧パルスPS1〜PS6（これらの点弧
パルスS1〜S6の論理和を点弧パルスＰとして示し
ている）の各パルスを発生する毎に電流Ｉを取込
み、点弧パルスの一周期間における電流Ｉ変化率
値IRRFを出力する。電流レート指令値IRCと変
化率値IRRFは比較器２１で比較され電流レート
制御回路７に加えられる。電流レート制御回路７
は補償演算を行い、点弧角指令αを出力する。電
流レート制御回路７の補償演算は比例補償、積分
補償のいずれでも良いが、前段に微分補償（電流
変化率検出回路８）があるので安定性の点から積
分補償が望ましい。ゲートパルス発生回路９は点
弧角指令αに応じた位相で電力変換器１のサイリ
スタS1〜S6に点弧パルスを与える。電力変換器１
に点弧パルスを与えることにより交流電源３から
直流電動機２に直流電圧が印加される。
第２図は電流変化率検出回路８の一例であり、
単安定回路１０，１１、サンプルホールド回路１
２，１３，２２、減算器１４、バイアス設定器２
０、積分器２１および割算器２３とから構成され
る。
単安定回路１０，１１、サンプルホールド回路１
２，１３，２２、減算器１４、バイアス設定器２
０、積分器２１および割算器２３とから構成され
る。
以下、その動作を第３図、第４図を参照して説
明する。
明する。
今、電流指令値IMCを第３図の如くステツプ
状に増加させると電流制御回路５は第３図の如き
電流レート指令値IRCを出力する。電流レート制
御回路７は電流レート指令値IRCと後述するよう
にして得られる点弧パルス一周期間の電流変化値
IRFの差を点弧パルス発生時点間の時間で除した
変化率値IRRFに基づいた点弧角指令αを出力す
る。ゲートパルス発生回路９は点弧角指令αに応
じた点弧角で電力変換器１のサイリスタS1〜S6に
点弧パルスS1〜S6を与える。これにより、電流Ｉ
は図示の如く脈動しながら増加する。フイルタ６
から得られる平均値電流IMは図示の如く増加す
る。電流制御回路５は電流実際値（平均値）IM
と指令値IMCとの偏差ΔIがΔI1以下になると電流
レート指令値IRCを漸次減少させる。
状に増加させると電流制御回路５は第３図の如き
電流レート指令値IRCを出力する。電流レート制
御回路７は電流レート指令値IRCと後述するよう
にして得られる点弧パルス一周期間の電流変化値
IRFの差を点弧パルス発生時点間の時間で除した
変化率値IRRFに基づいた点弧角指令αを出力す
る。ゲートパルス発生回路９は点弧角指令αに応
じた点弧角で電力変換器１のサイリスタS1〜S6に
点弧パルスS1〜S6を与える。これにより、電流Ｉ
は図示の如く脈動しながら増加する。フイルタ６
から得られる平均値電流IMは図示の如く増加す
る。電流制御回路５は電流実際値（平均値）IM
と指令値IMCとの偏差ΔIがΔI1以下になると電流
レート指令値IRCを漸次減少させる。
さて、このようにして直流電動機２の電流を制
御する際、電流変化率検出回路８は次のような動
作を行い点弧パルスの一周期間の電流変化率値
IRRFを出力する。
御する際、電流変化率検出回路８は次のような動
作を行い点弧パルスの一周期間の電流変化率値
IRRFを出力する。
ゲートパルス発生回路９が点弧パルスＰを発生
すると、単安定回路１０，１１は第４図に示す如
きパルスP1，P2を出力する。これらのパルスP1，
P2は数十μs程度の幅であり、パルスＰの立上り
に同期してパルスP1が発生し、パルスP1の立ち
下りに同期してパルスP2が発生するようになつ
ている。パルスP1はサンプルホールド回路１２，
２２のホールドパルスとして、またパルスP2は
サンプルホールド回路１３のホールドパルスおよ
び積分器２１のリセツトパルスとして用いられ
る。パルスP2が発生した時にサンプルホールド
回路１３は電流検出器４で検出された電流Ｉを保
持する。即ち、点弧パルスＰの発生時点の電流値
を保持することになる。一方、サンプルホールド
回路１２はパルスP1の発生時点の減算器１４の
減算値を保持する。第４図に示すようにパルス
P1の発生時点におけるサンプルホールド回路１
３の出力IPは前回の点弧パルス発生時点の電流
を保持している。したがつて、減算器１４の出力
は前回のパルス発生時点の電流と現時点の電流の
差となる。サンプルホールド回路１２はパルス
P1を与えられると減算器１４の出力を保持する
ので、その出力IRFは前回のパルス発生時点の電
流値と今回のパルス発生時点の電流値の差、つま
り点弧パルスを発生する一周期間の電流値の差と
なる。パルスP1の発生後にすぐにパルスP2が出
力され、新しい値をサンプルホールド回路１３は
保持する。積分器２１はパルスP2の周期でバイ
アス設定器２０から与えられる一定値を積分を行
い、パルスP2によつてリセツトされる。積分器
２１の積分出力はパルスP2でリセツトされる直
前に、つまりパルスP1の発生したときにサンプ
ルホールド回路２２に保持される。サンプルホー
ルド回路２２のホールド値はパルス発生周期ｔの
時間値Ｔとなる。割算器２３はパルス発生一周期
間の電流変化値IRFを時間Ｔで割算し、変化率値
IRRFを出力する。電流変化値IRFをパルス発生
周期ｔの時間値Ｔで除算するのは点弧角指令αが
変化した場合にも正確に変化率値IRRFを検出す
るためである。例えば、電流Ｉを増加させようと
すると点弧角指令（制御遅れ角）αを例えばΔα
だけ小さくするが、その場合にもパルス発生周期
ｔの時間値Ｔで除算することにより変化率値
IRRFを正確に検出できる。このような動作を繰
り返すことで、電流変化率検出回路８は点弧パル
スを発生する一周期間の変化分率値IRRFを演算
して出力する。なお、パルスP1の発生時点の電
流Ｉと、パルスP2の発生時点の電流Ｉとは厳密
な意味では異なつているが、点弧パルスＰの間隔
が数ｍｓあるのに、P1とP2の間隔のずれは数十
μs程度であり、ほとんど無視できる。このことか
ら、パルスP1，P2が発生した時点を点弧時点電
流と考えることができる。
すると、単安定回路１０，１１は第４図に示す如
きパルスP1，P2を出力する。これらのパルスP1，
P2は数十μs程度の幅であり、パルスＰの立上り
に同期してパルスP1が発生し、パルスP1の立ち
下りに同期してパルスP2が発生するようになつ
ている。パルスP1はサンプルホールド回路１２，
２２のホールドパルスとして、またパルスP2は
サンプルホールド回路１３のホールドパルスおよ
び積分器２１のリセツトパルスとして用いられ
る。パルスP2が発生した時にサンプルホールド
回路１３は電流検出器４で検出された電流Ｉを保
持する。即ち、点弧パルスＰの発生時点の電流値
を保持することになる。一方、サンプルホールド
回路１２はパルスP1の発生時点の減算器１４の
減算値を保持する。第４図に示すようにパルス
P1の発生時点におけるサンプルホールド回路１
３の出力IPは前回の点弧パルス発生時点の電流
を保持している。したがつて、減算器１４の出力
は前回のパルス発生時点の電流と現時点の電流の
差となる。サンプルホールド回路１２はパルス
P1を与えられると減算器１４の出力を保持する
ので、その出力IRFは前回のパルス発生時点の電
流値と今回のパルス発生時点の電流値の差、つま
り点弧パルスを発生する一周期間の電流値の差と
なる。パルスP1の発生後にすぐにパルスP2が出
力され、新しい値をサンプルホールド回路１３は
保持する。積分器２１はパルスP2の周期でバイ
アス設定器２０から与えられる一定値を積分を行
い、パルスP2によつてリセツトされる。積分器
２１の積分出力はパルスP2でリセツトされる直
前に、つまりパルスP1の発生したときにサンプ
ルホールド回路２２に保持される。サンプルホー
ルド回路２２のホールド値はパルス発生周期ｔの
時間値Ｔとなる。割算器２３はパルス発生一周期
間の電流変化値IRFを時間Ｔで割算し、変化率値
IRRFを出力する。電流変化値IRFをパルス発生
周期ｔの時間値Ｔで除算するのは点弧角指令αが
変化した場合にも正確に変化率値IRRFを検出す
るためである。例えば、電流Ｉを増加させようと
すると点弧角指令（制御遅れ角）αを例えばΔα
だけ小さくするが、その場合にもパルス発生周期
ｔの時間値Ｔで除算することにより変化率値
IRRFを正確に検出できる。このような動作を繰
り返すことで、電流変化率検出回路８は点弧パル
スを発生する一周期間の変化分率値IRRFを演算
して出力する。なお、パルスP1の発生時点の電
流Ｉと、パルスP2の発生時点の電流Ｉとは厳密
な意味では異なつているが、点弧パルスＰの間隔
が数ｍｓあるのに、P1とP2の間隔のずれは数十
μs程度であり、ほとんど無視できる。このことか
ら、パルスP1，P2が発生した時点を点弧時点電
流と考えることができる。
このように、電流変化率検出回路８は点弧パル
スを発生する毎に、前回の点弧パルス発生時点の
電流値の変化率値を出力する。このために、第５
図のように、点弧パルス間の電流の平均値が同じ
動作波形であつても、変化率値IRRFによつて電
流Ｉが増加しているか、減少しているか、又は変
化していないかがわかる。このことから、電流制
御回路５のゲインを高くとつて応答を早めても、
安定に制御できる。
スを発生する毎に、前回の点弧パルス発生時点の
電流値の変化率値を出力する。このために、第５
図のように、点弧パルス間の電流の平均値が同じ
動作波形であつても、変化率値IRRFによつて電
流Ｉが増加しているか、減少しているか、又は変
化していないかがわかる。このことから、電流制
御回路５のゲインを高くとつて応答を早めても、
安定に制御できる。
これに対し、例えばIRRFを用いずに電流制御
回路５の出力IRCで直接にゲートパルス発生回路
９を動作させ、電流制御を行うと、第５図ａ，ｂ
の場合には応答性または安定性が悪くなる。即
ち、電流指令値IMCがステツプ状に増加した場
合を考えると、第５図の３つの波形では平均値が
一定であるので、電流制御回路５は第５図ａ，
ｂ，ｃの状態に対して同じ点弧位相で制御するよ
うに動作する。しかし、第５図ａの波形では電流
は減少する方向であるので、同じ点弧位相で制御
したのでは電流がなかなか増加せずに応答性が悪
くなる。また、第５図ｂ，２の波形では電流が増
加する方向であるので、電流が流れすぎてオーバ
ーシユートが生じ、安定性が悪くなる。このよう
に、平均電流のみを制御したのでは電流の変化状
況の違いを把握できずに応答性又は安定性が悪く
なる。
回路５の出力IRCで直接にゲートパルス発生回路
９を動作させ、電流制御を行うと、第５図ａ，ｂ
の場合には応答性または安定性が悪くなる。即
ち、電流指令値IMCがステツプ状に増加した場
合を考えると、第５図の３つの波形では平均値が
一定であるので、電流制御回路５は第５図ａ，
ｂ，ｃの状態に対して同じ点弧位相で制御するよ
うに動作する。しかし、第５図ａの波形では電流
は減少する方向であるので、同じ点弧位相で制御
したのでは電流がなかなか増加せずに応答性が悪
くなる。また、第５図ｂ，２の波形では電流が増
加する方向であるので、電流が流れすぎてオーバ
ーシユートが生じ、安定性が悪くなる。このよう
に、平均電流のみを制御したのでは電流の変化状
況の違いを把握できずに応答性又は安定性が悪く
なる。
又、点弧パルス発生時点の電流値は、制御系が
自分で決めた点弧位相角によつて決められる電流
値であり、電力変換器１及び直流電動機２等の主
回路定数に影響されない。例えば、第４図の任意
の２点の電流値の変化をみると、それは主回路定
数を検出していることになり制御系の特性改善に
は効果がない。
自分で決めた点弧位相角によつて決められる電流
値であり、電力変換器１及び直流電動機２等の主
回路定数に影響されない。例えば、第４図の任意
の２点の電流値の変化をみると、それは主回路定
数を検出していることになり制御系の特性改善に
は効果がない。
このように、電流変化率検出回路８を設けるこ
とで、電流変化率値を点弧パルス発生毎に瞬時に
検出できるので、電流レート制御を高速応答化で
きる。又、電流の増減方向を高速に調整できる電
流レート制御系をマイナーループとしているの
で、電流制御回路５のゲインを高くとつても安定
な制御が可能となる。このことから、目標とする
電流値に高速応答で、かつ精度良く制御できる。
また、電力変換器１に流れる電流が断続したとき
に電力変換器１の非線形特性を線形に補償するこ
ともできる。
とで、電流変化率値を点弧パルス発生毎に瞬時に
検出できるので、電流レート制御を高速応答化で
きる。又、電流の増減方向を高速に調整できる電
流レート制御系をマイナーループとしているの
で、電流制御回路５のゲインを高くとつても安定
な制御が可能となる。このことから、目標とする
電流値に高速応答で、かつ精度良く制御できる。
また、電力変換器１に流れる電流が断続したとき
に電力変換器１の非線形特性を線形に補償するこ
ともできる。
第６図は本発明による電流制御装置の他の実施
例である。第１図と同じ数字は同じ機能を示す。
又、第１図と異なつているのは電流制御回路５を
リミツタの付いた増幅器１５で構成したものであ
る。第７図のように、電流指令値IMCをステツ
プ状に変化させると、フイルタ６からの実際値
IMと指令値IMCの差は大きくなる。今、この差
がI0以上だと増幅器１５の出力はリミツタ値Ｌに
なつている。この結果、電流レート指令IRCは一
定となり、第７図のように点弧時点電流値の変化
率が一定で電流Ｉが増加する。そして、指令値
IMCと実際値IMの差が一定値I0以下になつた時
間TR後に、電流レート指令値IRCは徐徐に小さ
くなり、IMCとＩの平均値はほぼ等しい点で平
衡状態となる。
例である。第１図と同じ数字は同じ機能を示す。
又、第１図と異なつているのは電流制御回路５を
リミツタの付いた増幅器１５で構成したものであ
る。第７図のように、電流指令値IMCをステツ
プ状に変化させると、フイルタ６からの実際値
IMと指令値IMCの差は大きくなる。今、この差
がI0以上だと増幅器１５の出力はリミツタ値Ｌに
なつている。この結果、電流レート指令IRCは一
定となり、第７図のように点弧時点電流値の変化
率が一定で電流Ｉが増加する。そして、指令値
IMCと実際値IMの差が一定値I0以下になつた時
間TR後に、電流レート指令値IRCは徐徐に小さ
くなり、IMCとＩの平均値はほぼ等しい点で平
衡状態となる。
このように、第６図の構成にすると、直流電動
機２に流れる電流を一定の傾斜以下で増減でき、
直流電動機２の整流を保護できる。又、第６図の
リミツタ値Ｌを変更するだけで電流のレートを変
更でき調整も簡単である。
機２に流れる電流を一定の傾斜以下で増減でき、
直流電動機２の整流を保護できる。又、第６図の
リミツタ値Ｌを変更するだけで電流のレートを変
更でき調整も簡単である。
更に、第８図に本発明による電流制御装置の他
の一実施例を示す。第１図と同じ数字は同じ機能
を示す。第７図の特徴は、電流制御演算をマイク
ロコンピユータ１６で行つている点である。その
他、デイジタル式ゲートパルス発生回路１７、
Ａ／Ｄ変換器１８，１９がある。マイクロコンピ
ユータ１６は点弧パルスＰが発生する毎に第９図
の処理を実行する。
の一実施例を示す。第１図と同じ数字は同じ機能
を示す。第７図の特徴は、電流制御演算をマイク
ロコンピユータ１６で行つている点である。その
他、デイジタル式ゲートパルス発生回路１７、
Ａ／Ｄ変換器１８，１９がある。マイクロコンピ
ユータ１６は点弧パルスＰが発生する毎に第９図
の処理を実行する。
最初に、電流Ｉの瞬時値をＡ／Ｄ変換器１８を
介して取り込む。第９図の処理が点弧パルス発生
時点であるので、この値は第４図で示したIPと
同じ値となる。ここで、IP（ｎ）のｎはｎ回目の
データを意味している。又、そ他のIM（ｎ）等も
同じ意味を示す。次に、電流Ｉの平均値をフイル
タ６、Ａ／Ｄ変換器１９を介してIM（ｎ）として
取り込む。更に、電流指令IMC（ｎ）および、前
回のパルス発生時点から今回のパルス発生時点ま
での時間Ｔ（ｎ）を取り込む。これらの処理をス
テツプ30で行う。次に、ステツプ32において前回
の点弧パルス発生時点の電流値IP（ｎ−１）とIP
（ｎ）との差IRF（ｎ）を求め、またステツプ33で
電流差IRF（ｎ）をパルス発生周期の時間Ｔ（ｎ）
で割算し電流変化率値IRRF（ｎ）を求める。ス
テツプ34で電流指令IMC（ｎ）と検出値IM（ｎ）
との差を取り、電流偏差ΔI（ｎ）を求める。そし
て、ΔI（ｎ）と一定値I0との大小比較を行う。も
し、ΔI（ｎ）がI0より大きいときには、ステツプ
38において電流レート指令IRC（ｎ）をΔI（ｎ）の
符号sgnを含めそれぞれリミツツト値（最大値）
Ｌとする。又、ΔI（ｎ）がI0より小さいときには、
ステツプ40で比例ゲインK1をΔI（ｎ）に掛けて電
流レート指令IRC（ｎ）とする。即ち、ステツプ
36〜40からの処理は第６図の増幅器１５の機能を
行う。このようにして得られた電流レート指令
IRC（ｎ）とステツプ32で求めた点弧時点電流の
変化率値IRRF（ｎ）とを用い、ステツプ42の処
理を行い、点弧位相の設定値α（ｎ）を求める。
ステツプ42の処理は積分補償と同じ機能であり、
K2はそのゲインである。このようにして得られ
たα（ｎ）をゲートパルス発生回路１７に設定す
ると、所望の点弧位相で点弧パルスが発生し、直
流電動機２に所望の電流が流れる。
介して取り込む。第９図の処理が点弧パルス発生
時点であるので、この値は第４図で示したIPと
同じ値となる。ここで、IP（ｎ）のｎはｎ回目の
データを意味している。又、そ他のIM（ｎ）等も
同じ意味を示す。次に、電流Ｉの平均値をフイル
タ６、Ａ／Ｄ変換器１９を介してIM（ｎ）として
取り込む。更に、電流指令IMC（ｎ）および、前
回のパルス発生時点から今回のパルス発生時点ま
での時間Ｔ（ｎ）を取り込む。これらの処理をス
テツプ30で行う。次に、ステツプ32において前回
の点弧パルス発生時点の電流値IP（ｎ−１）とIP
（ｎ）との差IRF（ｎ）を求め、またステツプ33で
電流差IRF（ｎ）をパルス発生周期の時間Ｔ（ｎ）
で割算し電流変化率値IRRF（ｎ）を求める。ス
テツプ34で電流指令IMC（ｎ）と検出値IM（ｎ）
との差を取り、電流偏差ΔI（ｎ）を求める。そし
て、ΔI（ｎ）と一定値I0との大小比較を行う。も
し、ΔI（ｎ）がI0より大きいときには、ステツプ
38において電流レート指令IRC（ｎ）をΔI（ｎ）の
符号sgnを含めそれぞれリミツツト値（最大値）
Ｌとする。又、ΔI（ｎ）がI0より小さいときには、
ステツプ40で比例ゲインK1をΔI（ｎ）に掛けて電
流レート指令IRC（ｎ）とする。即ち、ステツプ
36〜40からの処理は第６図の増幅器１５の機能を
行う。このようにして得られた電流レート指令
IRC（ｎ）とステツプ32で求めた点弧時点電流の
変化率値IRRF（ｎ）とを用い、ステツプ42の処
理を行い、点弧位相の設定値α（ｎ）を求める。
ステツプ42の処理は積分補償と同じ機能であり、
K2はそのゲインである。このようにして得られ
たα（ｎ）をゲートパルス発生回路１７に設定す
ると、所望の点弧位相で点弧パルスが発生し、直
流電動機２に所望の電流が流れる。
このように、マイクロコンピユータ１６を用い
て、かつ点弧パルス発生毎に処理を行うと、点弧
時点電流値及びその変化分の検出が容易となり、
構成も簡単となる。又、マイクロコンピユータ１
６の処理も点弧パルス発生毎に１回だけ第９図の
ような処理を行えばよいので比較的処理速度の遅
いマイクロコンピユータでも処理できる効果を有
する。
て、かつ点弧パルス発生毎に処理を行うと、点弧
時点電流値及びその変化分の検出が容易となり、
構成も簡単となる。又、マイクロコンピユータ１
６の処理も点弧パルス発生毎に１回だけ第９図の
ような処理を行えばよいので比較的処理速度の遅
いマイクロコンピユータでも処理できる効果を有
する。
以上の各実施例では、電力変換器として３相全
波回路の例を掲げ説したが、相数を限定とする必
要のないことは明白である。又、他の電力変換
器、例えばチヨツパ回路の場合は、チヨツパ周期
（又はチヨツパをオフする時点毎）毎の時点を前
述した点弧パルス発生時点と考えればよい。更
に、インバータ、サイクロコンバータ等もそれぞ
れの半導体スイツチをオンする時点、又はオフす
る時点を前述した点弧パルス発生時点と考えれば
本発明が適用できる。
波回路の例を掲げ説したが、相数を限定とする必
要のないことは明白である。又、他の電力変換
器、例えばチヨツパ回路の場合は、チヨツパ周期
（又はチヨツパをオフする時点毎）毎の時点を前
述した点弧パルス発生時点と考えればよい。更
に、インバータ、サイクロコンバータ等もそれぞ
れの半導体スイツチをオンする時点、又はオフす
る時点を前述した点弧パルス発生時点と考えれば
本発明が適用できる。
更に、点弧パルス発生時点より一定時間だけず
れた時点での電流値の変化率値を電流レート制御
回路のフイードバツク値として用いたとしても、
特性が多少変わるが同様な効果が得られ、本発明
が適用できることは明白である。
れた時点での電流値の変化率値を電流レート制御
回路のフイードバツク値として用いたとしても、
特性が多少変わるが同様な効果が得られ、本発明
が適用できることは明白である。
本発明によると、半導体スイツチの繰り返し周
期点における電流値の変化率を制御する電流レー
ト制御回路をマイナーループとして備えているの
で、電流の平均値制御が応答良く、かつ安定に行
える効果を有する。
期点における電流値の変化率を制御する電流レー
ト制御回路をマイナーループとして備えているの
で、電流の平均値制御が応答良く、かつ安定に行
える効果を有する。
第１図は本発明になる電力変換器の電流制御装
置の一実施例を示すブロツク構成図、第２図は第
１図の電流変化分検出回路の一実施例を示すブロ
ツク構成図、第３図、第４図は動作波形例を示す
タイムチヤート、第５図は本発明の効果を示すた
めの説明図、第６図は本発明になる電力変換器の
電流制御装置の他の一実施例を示すブロツク構成
図、第７図は第６図の動作波形を示すタイムチヤ
ート、第８図は本発明になる電力変換器の電流制
御装置の他の一実施例を示すブロツク構成図、第
９図は第８図のマイクロコンピユータの処理内容
を示すフローチヤートである。 １……電力変換器、２……直流電動機、５……
電流制御回路、６……フイルタ、７……電流レー
ト制御回路、８……電流変化率検出回路。
置の一実施例を示すブロツク構成図、第２図は第
１図の電流変化分検出回路の一実施例を示すブロ
ツク構成図、第３図、第４図は動作波形例を示す
タイムチヤート、第５図は本発明の効果を示すた
めの説明図、第６図は本発明になる電力変換器の
電流制御装置の他の一実施例を示すブロツク構成
図、第７図は第６図の動作波形を示すタイムチヤ
ート、第８図は本発明になる電力変換器の電流制
御装置の他の一実施例を示すブロツク構成図、第
９図は第８図のマイクロコンピユータの処理内容
を示すフローチヤートである。 １……電力変換器、２……直流電動機、５……
電流制御回路、６……フイルタ、７……電流レー
ト制御回路、８……電流変化率検出回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電源と、該交流電源から供給される電力
の変換を行う電力変換器と、該電力変換器により
駆動される誘導負荷と、前記電力変換器に点弧パ
ルスを与え点弧位相制御を行うパルス発生手段
と、前記電力変換器に流れる電流を検出する電流
検出手段と、該電流検出手段で検出される変換器
電流の平均値が電流指令値となるよう制御する電
流制御手段と、該電流制御手段のマイナループに
設けられ、前記パルス発生手段のパルス発生時点
間の電流差をその間の時間で除した値に基づき前
記変換器電流の変化率を制御する電流レート制御
手段とを備え、該電流レート制御手段は前記電流
制御手段の出力信号を電流変化率指令値とし、前
記パルス発生手段が次に発生すべき点弧パルスの
位相を制御するようにしたことを特徴とする電力
変換器の電流制御装置。 ２ 前記電流制御手段は飽和特性のある比例補償
を行うものである第１項記載の電力変換器の電流
制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16837681A JPS5870328A (ja) | 1981-10-21 | 1981-10-21 | 電力変換器の電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16837681A JPS5870328A (ja) | 1981-10-21 | 1981-10-21 | 電力変換器の電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5870328A JPS5870328A (ja) | 1983-04-26 |
| JPS645325B2 true JPS645325B2 (ja) | 1989-01-30 |
Family
ID=15866945
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16837681A Granted JPS5870328A (ja) | 1981-10-21 | 1981-10-21 | 電力変換器の電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5870328A (ja) |
-
1981
- 1981-10-21 JP JP16837681A patent/JPS5870328A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5870328A (ja) | 1983-04-26 |
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