JPH0297278A - インバータ装置の制御方法 - Google Patents
インバータ装置の制御方法Info
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- JPH0297278A JPH0297278A JP63245979A JP24597988A JPH0297278A JP H0297278 A JPH0297278 A JP H0297278A JP 63245979 A JP63245979 A JP 63245979A JP 24597988 A JP24597988 A JP 24597988A JP H0297278 A JPH0297278 A JP H0297278A
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- Japan
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- voltage
- output voltage
- inverter
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- generator
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 9
- 230000004044 response Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明はＤＣ／ＤＣコンバータから出力される直流電力
を交流電力に変換するインバータ装置の制御方法に関す
る。
を交流電力に変換するインバータ装置の制御方法に関す
る。
（従来の技術）
交流出力電圧を調整できるインバータ装置は、交流電動
機駆動用および無停電電源用などに広く利用されている
。交流出力電圧を調整する手段としては、インバータの
直流入力電圧を一定にし、ＰＷＭ変調によって交流出力
電圧を制御する方式、或いはインバータのＰＷＭパター
ンを一定にし、インバータの直流入力電圧を調整するこ
とによって交流出力電圧を制御する方式がある。前者は
主に小容量の交流電動機駆動用に、後者は主に無停電電
源などのＣＶＣＦインバータ装置用に使われている。
機駆動用および無停電電源用などに広く利用されている
。交流出力電圧を調整する手段としては、インバータの
直流入力電圧を一定にし、ＰＷＭ変調によって交流出力
電圧を制御する方式、或いはインバータのＰＷＭパター
ンを一定にし、インバータの直流入力電圧を調整するこ
とによって交流出力電圧を制御する方式がある。前者は
主に小容量の交流電動機駆動用に、後者は主に無停電電
源などのＣＶＣＦインバータ装置用に使われている。
第４図は、ＰＷＭ変調インバータ装置の構成例を示した
もので、１は直流電源、２は直流フィルタコンデンサ、
３はインバータ、４は負荷で主回路を構成している。５
は電圧基準発生器、６は位相基準発生器、７は出力電圧
基準演算器、８は搬送波発生器、９は増幅器、１０は加
算器であり、■＊は出力電力基準、θ は位相基準、ｅ
は搬＊＊＊ 送波、Ｖ 、Ｖ 、Ｖ はそれぞれＵ、
ＶＶＷ Ｗ相の出力電圧基準である。出力電圧基準演算器７は電
圧基準発生器５から得られる出力電圧基準Ｖ＊および位
相基準発生器６から得られる位相基準θ から（１）式
で示されるような各相の出力＊ ＊ 電圧基準Ｖ、、Ｖ、Ｖ を出力する。
もので、１は直流電源、２は直流フィルタコンデンサ、
３はインバータ、４は負荷で主回路を構成している。５
は電圧基準発生器、６は位相基準発生器、７は出力電圧
基準演算器、８は搬送波発生器、９は増幅器、１０は加
算器であり、■＊は出力電力基準、θ は位相基準、ｅ
は搬＊＊＊ 送波、Ｖ 、Ｖ 、Ｖ はそれぞれＵ、
ＶＶＷ Ｗ相の出力電圧基準である。出力電圧基準演算器７は電
圧基準発生器５から得られる出力電圧基準Ｖ＊および位
相基準発生器６から得られる位相基準θ から（１）式
で示されるような各相の出力＊ ＊ 電圧基準Ｖ、、Ｖ、Ｖ を出力する。
Ｕ Ｖ Ｗ
ｖ ＝ｖ ・ＣＯ８（θ＊）＊
＊ 搬送波発生器８はインバータ３の出力周波数より充分高
い周波数ｆ で変化する搬送波ｅ を出Ｓ
Ｓ力する
。そして各相の電圧基準と搬送波ｅ との差を加算器１
０によって求め、その値を増幅器９によって増幅しイン
バータ３にオン・オフ信号を与える。
＊ 搬送波発生器８はインバータ３の出力周波数より充分高
い周波数ｆ で変化する搬送波ｅ を出Ｓ
Ｓ力する
。そして各相の電圧基準と搬送波ｅ との差を加算器１
０によって求め、その値を増幅器９によって増幅しイン
バータ３にオン・オフ信号を与える。
一方、第５図は電圧調整手段として、インバタ３の直流
側にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設けたものである。１
１はチョッパによるＤＣ／ＤＣコンバータ、１２はＰＷ
Ｍ波形発生器であり、そのほかの要素は＠４図の同一番
号の要素に対応ず＊ る。また、■ はインバータ３の入力端子の基ｃ 準値であり、電圧基準Ｖ か’り（２’）式のように表
すことかできる。
側にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設けたものである。１
１はチョッパによるＤＣ／ＤＣコンバータ、１２はＰＷ
Ｍ波形発生器であり、そのほかの要素は＠４図の同一番
号の要素に対応ず＊ る。また、■ はインバータ３の入力端子の基ｃ 準値であり、電圧基準Ｖ か’り（２’）式のように表
すことかできる。
・・・・・ （１）
ただし、Ｋ は変調率であり、ＰＷＭパターンによって
決定する係数である。
決定する係数である。
ＰＷＭ波形発生器］２は多くの場合、ＲＯＭにＰＷＭパ
ターンがテーブルとして存在しており、位相基準発生器
６から得られる位相基準θ をアドレスとしてＰＷＭパ
ターンを出力する。したがって、第５図においてインバ
ータ３は、一定のＰＷＭパターンを出力しており、直流
電圧の太きさは、ＤＣ／ＤＣコンバーター１で調整する
。
ターンがテーブルとして存在しており、位相基準発生器
６から得られる位相基準θ をアドレスとしてＰＷＭパ
ターンを出力する。したがって、第５図においてインバ
ータ３は、一定のＰＷＭパターンを出力しており、直流
電圧の太きさは、ＤＣ／ＤＣコンバーター１で調整する
。
（発明が解決しようとする課題）
しかしながら、第４図に示すＰＷＭ変調方式では、出力
電圧基準■ が小さいとき直流電圧の利用率か悪いため
交流出力電圧の精度が余りでない。また、変調周波数ｆ
が低い場合、■８が小さくなるにつれて交流出力電圧
に含まれる高調波成分が増す。一方、第５図に示すＤ
Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ１１によって直流電圧を調整する
方式は前記のような問題はないか、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ１］としてチョッパか用いられているため、負荷変動
に対してそのスイッチング周波数が遅い場合は、制御応
答性か悪い。
電圧基準■ が小さいとき直流電圧の利用率か悪いため
交流出力電圧の精度が余りでない。また、変調周波数ｆ
が低い場合、■８が小さくなるにつれて交流出力電圧
に含まれる高調波成分が増す。一方、第５図に示すＤ
Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ１１によって直流電圧を調整する
方式は前記のような問題はないか、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ１］としてチョッパか用いられているため、負荷変動
に対してそのスイッチング周波数が遅い場合は、制御応
答性か悪い。
本発明は以−１−の点を考慮してなされたもので、交流
出力電圧の大きさを制御するのに、チョッパの応答の遅
れ分をインバータのパルス変調によって補い、出力電圧
を目標値に速く追従させることができるインバータの制
御方法を提供することを目的とする。
出力電圧の大きさを制御するのに、チョッパの応答の遅
れ分をインバータのパルス変調によって補い、出力電圧
を目標値に速く追従させることができるインバータの制
御方法を提供することを目的とする。
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
上記発明の目的を達成するために、交流出力電圧指令の
変化が少ないときは第１の制御手段でコンバータからイ
ンバータに出力される直流電圧を制御することによって
交流出力電圧を制御し、負荷変動が大きく第１の制御手
段で交流出力電圧の制御が追従できないときは第２の制
御手段によ＊ リインバータの入力電圧指令Ｖ とＶ との比Ｃｄｃ に応じて、インバータのパルスパターンを補正してイン
バータの交流出力電圧の大きさと位相とをＰＷＭ変調に
よって制御することを特徴としている。
変化が少ないときは第１の制御手段でコンバータからイ
ンバータに出力される直流電圧を制御することによって
交流出力電圧を制御し、負荷変動が大きく第１の制御手
段で交流出力電圧の制御が追従できないときは第２の制
御手段によ＊ リインバータの入力電圧指令Ｖ とＶ との比Ｃｄｃ に応じて、インバータのパルスパターンを補正してイン
バータの交流出力電圧の大きさと位相とをＰＷＭ変調に
よって制御することを特徴としている。
（作用）
このようにチョッパの応答の遅れおよび出力電圧精度の
誤差をインバータで補正するので出力電圧は速く、また
精度よ＜ ｌ」的の波形に到達することかでき、またイ
ンバータの直流電圧の利用率も高くてきる。
誤差をインバータで補正するので出力電圧は速く、また
精度よ＜ ｌ」的の波形に到達することかでき、またイ
ンバータの直流電圧の利用率も高くてきる。
（実施例）
第３図は本発明の一実施例を示す構成図であり、第４図
および第５図で示した要素と同一番号のものは同一要素
に対応するので、その説明を省略し、ここでは異なる要
素についてのみ述べる。
および第５図で示した要素と同一番号のものは同一要素
に対応するので、その説明を省略し、ここでは異なる要
素についてのみ述べる。
第１図において、１３はＤＣ／ＤＣＣ／式−ター１の出
力電圧値Ｖｄｏを検出する電圧検出器、１４はこの電圧
検出器１３で検出された出力電圧値Ｖｄｅと電圧Ｍ、準
発生器５から得られる電圧基準＊ ■ との比を求める割り算器で、その出力はｄｃ ＰＷＭ波形発生器１２に加えられる。
力電圧値Ｖｄｏを検出する電圧検出器、１４はこの電圧
検出器１３で検出された出力電圧値Ｖｄｅと電圧Ｍ、準
発生器５から得られる電圧基準＊ ■ との比を求める割り算器で、その出力はｄｃ ＰＷＭ波形発生器１２に加えられる。
次に作用について述べる。
前記、（１）式および（２）式から、出力電圧＊＊＊
基準Ｖ 、Ｖ 、Ｖ はインバータの直流
Ｕ Ｖ ｗ 電圧基準ｖｄｏ＊および位相基準θ がり（３）式のよ
うに表される。
Ｕ Ｖ ｗ 電圧基準ｖｄｏ＊および位相基準θ がり（３）式のよ
うに表される。
・・・・・・ （３）
たたし、（３）式においてＫ。はＰＷＭ波形の基準変調
率である６ したがって、出力電圧の目標値にあわせて、Ｖｄｏを制
御するが、指令値を急変させたときなど■ の値が過渡
的に指令値■ｄＣと合っていないｄｃ ことがある。そこで、実際の直流電圧の指令値■ と
直流電圧の検出値■、。の比をαとし、ｄｃ （３）式を（４）式のように書き換える。
率である６ したがって、出力電圧の目標値にあわせて、Ｖｄｏを制
御するが、指令値を急変させたときなど■ の値が過渡
的に指令値■ｄＣと合っていないｄｃ ことがある。そこで、実際の直流電圧の指令値■ と
直流電圧の検出値■、。の比をαとし、ｄｃ （３）式を（４）式のように書き換える。
・・・・・・ （４）
Ｋ／αをに′とし、直流電圧が基準値に追従しない間、
変調率に′を変化させるようなＰＷＭパターンを選ぶよ
うにする。この動作を図示すると第２図のようになる。
変調率に′を変化させるようなＰＷＭパターンを選ぶよ
うにする。この動作を図示すると第２図のようになる。
変調率Ｋ ’ は必ずしも全運転領域分必要でなく、最
良パターン時の変調率Ｋ を中心として、たがたか０．
８Ｋ から１．２Ｋ。程度で充分な効果が得られる。
良パターン時の変調率Ｋ を中心として、たがたか０．
８Ｋ から１．２Ｋ。程度で充分な効果が得られる。
本方式を採用すれば、ＰＷＭ変調のみで電圧制御してい
たときと同様の応答速度で制御でき、さらに直流電圧の
利用率も高いので良質の出力波形が得られる。
たときと同様の応答速度で制御でき、さらに直流電圧の
利用率も高いので良質の出力波形が得られる。
次に本発明の他の実施例を説明する。
第３図はインバータの直流電圧Ｖ、。の検出器を用いず
に、変７１Ｗ率に′を直流電圧指令Ｖｄ。＊がら演算近
似で求めるようにしたものであり、第４図。
に、変７１Ｗ率に′を直流電圧指令Ｖｄ。＊がら演算近
似で求めるようにしたものであり、第４図。
第５図および第１図に示した要素と同一番号のものは同
一要素に対応するので、ここではその説明を省略して異
なる要素について述べる。
一要素に対応するので、ここではその説明を省略して異
なる要素について述べる。
第３図において、１５は電圧基僧発生器１５がら得られ
る電圧基準ｖ ｄ ｃ ＊を演算する演算器で、その演
算出力をＰＷＭ波形発生器１２に与えるものである。
る電圧基準ｖ ｄ ｃ ＊を演算する演算器で、その演
算出力をＰＷＭ波形発生器１２に与えるものである。
この演算器１５はＶｄｃ＊の変化および負荷の大きさか
らＶｄｏの大きさを演算し、Ｖｄ−とＶ、。の比αを求
め、変調率に′を導く。たとえば、ＤＣ／ＤＣコンバー
タの■ｄｃ＊がら”ｄｃまでの応答を（５）式のように
近似する。
らＶｄｏの大きさを演算し、Ｖｄ−とＶ、。の比αを求
め、変調率に′を導く。たとえば、ＤＣ／ＤＣコンバー
タの■ｄｃ＊がら”ｄｃまでの応答を（５）式のように
近似する。
ただし、（５）式において、Ｔは時定数でありＤ Ｃ／
Ｄ Ｃコンバータの構成要素および負荷の大きさなどに
よって変化する。（５）式がらＶ ＊Ｃ とＶｄｏの比αは（６）式のようになる。
Ｄ Ｃコンバータの構成要素および負荷の大きさなどに
よって変化する。（５）式がらＶ ＊Ｃ とＶｄｏの比αは（６）式のようになる。
α −１＋β ・・・ （
６）＊ ただし、βはＶ の変化率と時定数Ｔの関数ｃ である。したかって、■＜′ は（７）式のようになる
。
６）＊ ただし、βはＶ の変化率と時定数Ｔの関数ｃ である。したかって、■＜′ は（７）式のようになる
。
Ｋ’−Ｋ・α・・・・・（７）
このような方式とすれば、ＤＣ／ＤＣコンバタの応答を
単なる一時遅れに近似することによって新たに検出器を
設けなくとも、高速応答が期待できる。
単なる一時遅れに近似することによって新たに検出器を
設けなくとも、高速応答が期待できる。
［発明の効果］
以−Ｉ−述べたように本発明によれば、出力電圧を一定
にするのにＤ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータとインバタの両方
を制御して出力電圧を一定にしているので、精度よく高
速に制御でき、さらにインバタの直流電圧の利用率も改
善することが可能である。
にするのにＤ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータとインバタの両方
を制御して出力電圧を一定にしているので、精度よく高
速に制御でき、さらにインバタの直流電圧の利用率も改
善することが可能である。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は同実
施例の説明図、第３図は本発明の他の実施例を示ず構成
図、第４図、第５図は従来方式の構成図である。 １ ・直流電源、２・・・直流フィルタコンデンサ、３
・・・インバータ、４・・・負荷、５・・電圧基準発生
器、６・・位相基準発生器、７・・出力電圧基糸演算器
、８・・・搬送波発生器、９・・・増幅器、］０・・・
加算器、１１・・ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２・・・Ｐ
ＷＭパタン発生器、１３・・電圧検出器、］４・・・割
り算器、１５・・・演算器。
施例の説明図、第３図は本発明の他の実施例を示ず構成
図、第４図、第５図は従来方式の構成図である。 １ ・直流電源、２・・・直流フィルタコンデンサ、３
・・・インバータ、４・・・負荷、５・・電圧基準発生
器、６・・位相基準発生器、７・・出力電圧基糸演算器
、８・・・搬送波発生器、９・・・増幅器、］０・・・
加算器、１１・・ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２・・・Ｐ
ＷＭパタン発生器、１３・・電圧検出器、］４・・・割
り算器、１５・・・演算器。
Claims (1)
- 直流電圧の大きさが調整可能なコンバータから与えられ
る直流出力を交流電力に変換するインバータ装置におい
て、前記コンバータから出力される直流電圧の大きさを
制御する第１の制御手段、インバータのパルスパターン
を補正する補正機能を有し、且つインバータの交流出力
電圧の大きさと位相をＰＷＭ変調によって制御する第２
の制御手段を具備し、交流出力電圧指令の変化が少ない
ときは前記第１の制御手段で前記コンバータからインバ
ータに出力される直流電圧を制御することによって交流
出力電圧を制御し、負荷変動が大きく前記第１の制御手
段で交流出力電圧の制御が追従できないときは前記第２
の制御手段の前記補正機能により前記インバータの直流
電圧基準と直流入力電圧との比に応じてインバータのパ
ルスパターンを補正しながら前記第２の制御手段により
制御することを特徴とするインバータ装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63245979A JPH0297278A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | インバータ装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63245979A JPH0297278A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | インバータ装置の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0297278A true JPH0297278A (ja) | 1990-04-09 |
Family
ID=17141677
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63245979A Pending JPH0297278A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | インバータ装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0297278A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011177027A (ja) * | 2011-06-15 | 2011-09-08 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP5903636B2 (ja) * | 2010-02-26 | 2016-04-13 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム |
-
1988
- 1988-09-30 JP JP63245979A patent/JPH0297278A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5903636B2 (ja) * | 2010-02-26 | 2016-04-13 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム |
| JP2011177027A (ja) * | 2011-06-15 | 2011-09-08 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
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