JPS642964B2 - - Google Patents
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- JPS642964B2 JPS642964B2 JP5181581A JP5181581A JPS642964B2 JP S642964 B2 JPS642964 B2 JP S642964B2 JP 5181581 A JP5181581 A JP 5181581A JP 5181581 A JP5181581 A JP 5181581A JP S642964 B2 JPS642964 B2 JP S642964B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
- H02M7/529—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation using digital control
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Motor And Converter Starters (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は点弧位相制御により負荷に供給する電
力を可変できる電力変換器の電流制御装置に関す
る。
力を可変できる電力変換器の電流制御装置に関す
る。
良く知られているように、点弧位相制御により
負荷に供給する電力を可変できる電力変換器は各
種の分野で広く用いられている。例えば、サイリ
スタをグレーツ結線した電力変換器で直流電動機
を駆動している。
負荷に供給する電力を可変できる電力変換器は各
種の分野で広く用いられている。例えば、サイリ
スタをグレーツ結線した電力変換器で直流電動機
を駆動している。
電力変換器で電動機を駆動する場合、一般に速
度制御ループのマイナーループとして電流制御装
置を設けている。電流制御装置による電流制御は
平均値を所定値にすることが必要となる。何故な
らば、電動機のトルクは平均トルクを所定値にす
ることが要求されるからである。
度制御ループのマイナーループとして電流制御装
置を設けている。電流制御装置による電流制御は
平均値を所定値にすることが必要となる。何故な
らば、電動機のトルクは平均トルクを所定値にす
ることが要求されるからである。
一方、近年電流制御をマイクロコンピユータ
（以下、μコンと略称する）を用いてデイジタル
制御することが考えられている。デイジタル制御
はアナログ制御に比べ温度ドリフトなどの影響を
受けず安定性が向上する。μコンを用いて電流制
御を行うと、μコンの処理速度に限界があり、平
均電流制御を行うには電流制御周期に充分な考慮
が必要となる。
（以下、μコンと略称する）を用いてデイジタル
制御することが考えられている。デイジタル制御
はアナログ制御に比べ温度ドリフトなどの影響を
受けず安定性が向上する。μコンを用いて電流制
御を行うと、μコンの処理速度に限界があり、平
均電流制御を行うには電流制御周期に充分な考慮
が必要となる。
以上のように電力変換器で負荷に供給する電流
制御をデイジタル制御するには演算処理手段の処
理速度を考慮し制御周期を定め、かつ電流制御自
体が安定にし得るようにする必要がある。
制御をデイジタル制御するには演算処理手段の処
理速度を考慮し制御周期を定め、かつ電流制御自
体が安定にし得るようにする必要がある。
本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするところは負荷に供給する電流を安定
に制御できる電力変換器の電流制御装置を提供す
ることにある。
の目的とするところは負荷に供給する電流を安定
に制御できる電力変換器の電流制御装置を提供す
ることにある。
本発明の特徴とするところは電力変換器の位相
制御するために与えるゲートパルスの今回のパル
ス発生時点と前回のパルス発生時点の一周期間に
おける電流平均値を積分によつて求め、電力変換
器にゲートパルスを与える時点の電流指令値と電
流平均値によつて次に発生すべきゲートパルスの
位相を決定するようにしたことにある。
制御するために与えるゲートパルスの今回のパル
ス発生時点と前回のパルス発生時点の一周期間に
おける電流平均値を積分によつて求め、電力変換
器にゲートパルスを与える時点の電流指令値と電
流平均値によつて次に発生すべきゲートパルスの
位相を決定するようにしたことにある。
本発明の一実施例を第１図に示す。
第１図はサイリスタをブリツジ結線した電力変
換器で直流電動機を駆動する場合の実施例であ
る。
換器で直流電動機を駆動する場合の実施例であ
る。
第１図において電力変換器１はサイリスタS1〜
S4をブリツジ結線して構成され、直流電動機２を
駆動する。３はデイジタルスイツチ等から成る電
流指令回路であり、μコン４への電流指令値を発
生する。μコン４は電流指令値および電流帰還値
IMDに基づきゲートパルス発生回路７に点弧制
御角αを指令する。ゲートパルス発生回路７で発
生したゲートパルスＰ（ゲートパルスP1，P2の論
理和）はμコン４およびパルス増幅器８の入力と
なる。パルス増幅器８で増幅されたパルスはサイ
リスタS1〜S4へ点弧パルスとして加えられ、交流
電源９から直流電動機２に印加する電圧を調整す
る。直流電動機２に流れる電流は電流検出器５に
より検出され、電流平均値検出回路６により平均
化される。この電流平均値が電流帰還信号IMD
となる。
S4をブリツジ結線して構成され、直流電動機２を
駆動する。３はデイジタルスイツチ等から成る電
流指令回路であり、μコン４への電流指令値を発
生する。μコン４は電流指令値および電流帰還値
IMDに基づきゲートパルス発生回路７に点弧制
御角αを指令する。ゲートパルス発生回路７で発
生したゲートパルスＰ（ゲートパルスP1，P2の論
理和）はμコン４およびパルス増幅器８の入力と
なる。パルス増幅器８で増幅されたパルスはサイ
リスタS1〜S4へ点弧パルスとして加えられ、交流
電源９から直流電動機２に印加する電圧を調整す
る。直流電動機２に流れる電流は電流検出器５に
より検出され、電流平均値検出回路６により平均
化される。この電流平均値が電流帰還信号IMD
となる。
第２図はゲートパルス発生回路７の一例であ
り、一定周波数のクロツクパルスを発生するクロ
ツクパルス発生器１１、カウンタ１２、レジスタ
１０、デイジタル比較器１３、同期信号発生回路
１７、アンド回路１４，１５およびインバータ回
路１６とから構成される。
り、一定周波数のクロツクパルスを発生するクロ
ツクパルス発生器１１、カウンタ１２、レジスタ
１０、デイジタル比較器１３、同期信号発生回路
１７、アンド回路１４，１５およびインバータ回
路１６とから構成される。
第３図は電流平均値検出回路６の一例であり、
積分器１８，１９、単安定回路２０、除算器２
１、およびＡ／Ｄ変換器２２とから構成される。
積分器１８，１９、単安定回路２０、除算器２
１、およびＡ／Ｄ変換器２２とから構成される。
以下、その動作を第４図に示すタイムチヤー
ト、第５図に示すμコン４の処理フローチヤート
を参照して説明する。
ト、第５図に示すμコン４の処理フローチヤート
を参照して説明する。
μコン４はゲートパルス発生回路７がゲートパ
ルス（点弧パルス）P1，P2（パルスP1，P2の論理
和をパルスＰとしている）の各パルスを発生する
毎に第５図の処理を実行する。点弧パルスＰはμ
コン４の割込信号となる。μコン４は割込み
INTがあると最初のステツプ101で電流平均値検
出回路６の電流平均値IMDのを取り込みを行う。
ルス（点弧パルス）P1，P2（パルスP1，P2の論理
和をパルスＰとしている）の各パルスを発生する
毎に第５図の処理を実行する。点弧パルスＰはμ
コン４の割込信号となる。μコン４は割込み
INTがあると最初のステツプ101で電流平均値検
出回路６の電流平均値IMDのを取り込みを行う。
点弧パルス発生時点毎の電流平均値IMDを取
り込むことは次のような意味をもつている。
り込むことは次のような意味をもつている。
電流検出器５で得られた電流信号IMは例えば
第４図のような波形になつている。電流平均値検
出回路６の積分器１８はリセツトパルスRP（単安
定回路２０が点弧パルスＰの立下り時点で発生す
るパルス）を加えられるまで電流信号IMを積分
しており、その出力信号ICは第４図のようにな
る。一方、電流平均値検出回路６の積分器１９は
リセツトパルスRPを加えられるまで一定値を積
分するので、その積分出力IKは第４図のように
なる。このようにして得られた積分器１８の出力
ICを積分器１９の出力IKで除算器２１により除
算する。除算直IMMはＡ／Ｄ変換器２２により
デイジタル量IMDに変換された後にμコン４に
入力される。μコン４が電流を取り込むタイミン
グは点弧パルスＰの発生時点に同期している。点
弧パルスＰの発生時点における積分器１８の出力
ICは点弧パルスの一周期間の電流積分値であり、
積分器１９の出力IKは点弧パルスの一周期間隔
を意味している。したがつて、除算器２１の出力
IMMは点弧パルス一周期間の電流の平均値とな
る。
第４図のような波形になつている。電流平均値検
出回路６の積分器１８はリセツトパルスRP（単安
定回路２０が点弧パルスＰの立下り時点で発生す
るパルス）を加えられるまで電流信号IMを積分
しており、その出力信号ICは第４図のようにな
る。一方、電流平均値検出回路６の積分器１９は
リセツトパルスRPを加えられるまで一定値を積
分するので、その積分出力IKは第４図のように
なる。このようにして得られた積分器１８の出力
ICを積分器１９の出力IKで除算器２１により除
算する。除算直IMMはＡ／Ｄ変換器２２により
デイジタル量IMDに変換された後にμコン４に
入力される。μコン４が電流を取り込むタイミン
グは点弧パルスＰの発生時点に同期している。点
弧パルスＰの発生時点における積分器１８の出力
ICは点弧パルスの一周期間の電流積分値であり、
積分器１９の出力IKは点弧パルスの一周期間隔
を意味している。したがつて、除算器２１の出力
IMMは点弧パルス一周期間の電流の平均値とな
る。
このように、点弧パルスを発生する一周期間の
電流平均値は前回の点弧パルスで制御した結果の
平均値であり、直流電動機２などの定数に関係の
ない平均値となる。
電流平均値は前回の点弧パルスで制御した結果の
平均値であり、直流電動機２などの定数に関係の
ない平均値となる。
さて、μコン４はステツプ101で電流平均値
IMDを取り込んだ後、ステツプ103で電流指令回
路３から電流指令値IMCを取り込む。ステツプ
105で電流偏差ΔI＝IMC−IMDの演算を行い、こ
の電流偏差ΔIを用いてステツプ107で点弧制御角
αの計算をする。なお、ステツプ107のKPは比例
補償定数である。計算して求めた点弧制御角αを
ゲートパルス発生回路７へ設定する。ゲートパル
ス発生回路７は設定された点弧制御角αをレジス
タ１０に記憶する。レジスタ１０の記憶値αD（αD
＝α）はパルス発生器１１のクロツクパルスを計
数しているカウンタ１２の出力CDとデイジタル
比較器１３で比較される。デイジタル比較器１３
は第４図に示すように両者が一致した時点でパル
スＰを発生する。一方、同期信号発生回路１７は
第４図に示す如く交流電源９の電圧ｅの零時点に
同期したパルスSPと矩形波パルスSQを発生す
る。パルスSPはカウンタ１２のリセツトパルス
として用いられる。また、パルスSQは電源電圧
ｅの正負に応じてパルスＰを振り分けるために用
いられる。具体的にはパルスSQが“１”レベル
のときはアンド回路１４を介してパルスＰは点弧
パルスP1としてサイリスタS1，S4に加えられる。
一方、パルスSQが“０”レベルのときはインバ
ータ回路１６、アンド回路１５を介して点弧パル
スP2としてサイリスタS2，S3に加えられる。
IMDを取り込んだ後、ステツプ103で電流指令回
路３から電流指令値IMCを取り込む。ステツプ
105で電流偏差ΔI＝IMC−IMDの演算を行い、こ
の電流偏差ΔIを用いてステツプ107で点弧制御角
αの計算をする。なお、ステツプ107のKPは比例
補償定数である。計算して求めた点弧制御角αを
ゲートパルス発生回路７へ設定する。ゲートパル
ス発生回路７は設定された点弧制御角αをレジス
タ１０に記憶する。レジスタ１０の記憶値αD（αD
＝α）はパルス発生器１１のクロツクパルスを計
数しているカウンタ１２の出力CDとデイジタル
比較器１３で比較される。デイジタル比較器１３
は第４図に示すように両者が一致した時点でパル
スＰを発生する。一方、同期信号発生回路１７は
第４図に示す如く交流電源９の電圧ｅの零時点に
同期したパルスSPと矩形波パルスSQを発生す
る。パルスSPはカウンタ１２のリセツトパルス
として用いられる。また、パルスSQは電源電圧
ｅの正負に応じてパルスＰを振り分けるために用
いられる。具体的にはパルスSQが“１”レベル
のときはアンド回路１４を介してパルスＰは点弧
パルスP1としてサイリスタS1，S4に加えられる。
一方、パルスSQが“０”レベルのときはインバ
ータ回路１６、アンド回路１５を介して点弧パル
スP2としてサイリスタS2，S3に加えられる。
以後、このような動作を繰り返し行い電力変換
器１が直流電動機２に加える電流を制御する。
器１が直流電動機２に加える電流を制御する。
このようにして電力変換器１の電流制御を行う
のであるが、点弧パルスを発生する一周期間の電
流平均値が電流目標値になるように制御してい
る。電流IMは点弧パルス発生時点の電流値を初
期値とし、パラメータの値に応じて最初に増加し
次の点弧パルス発生時点に近づくに伴ない減少す
る。このように点弧パルス発生時点間の電流IM
はパラメータの値に応じて時間と共に変化する。
パラメータとしては電源電圧、抵抗とインダクタ
ンスによる主回路定数、負荷の逆起電圧などがあ
る。電流平均値を積分して求めるのに点弧パルス
発生時点間の適当な２点間の電流を積分するとパ
ラメータの影響を受け、平均電流が一定でも２点
間の位置によつて検出される電流平均値（積分
値）が異なる。一方、点弧パルス発生時点の電流
値は点弧制御角αのみによつて決定される。した
がつて、点弧パルス発生時点間の電流IMを積分
して平均値を求めると正しい電流平均値を検出す
ることができる。その結果、電流制御を安定に行
うことができる。
のであるが、点弧パルスを発生する一周期間の電
流平均値が電流目標値になるように制御してい
る。電流IMは点弧パルス発生時点の電流値を初
期値とし、パラメータの値に応じて最初に増加し
次の点弧パルス発生時点に近づくに伴ない減少す
る。このように点弧パルス発生時点間の電流IM
はパラメータの値に応じて時間と共に変化する。
パラメータとしては電源電圧、抵抗とインダクタ
ンスによる主回路定数、負荷の逆起電圧などがあ
る。電流平均値を積分して求めるのに点弧パルス
発生時点間の適当な２点間の電流を積分するとパ
ラメータの影響を受け、平均電流が一定でも２点
間の位置によつて検出される電流平均値（積分
値）が異なる。一方、点弧パルス発生時点の電流
値は点弧制御角αのみによつて決定される。した
がつて、点弧パルス発生時点間の電流IMを積分
して平均値を求めると正しい電流平均値を検出す
ることができる。その結果、電流制御を安定に行
うことができる。
具体的に、本発明では第４図の点弧パルスP1
−P2（またはP2−P1間）間の電流平均値が目標値
となるように制御している。P1−P2間の電流IM
は点弧パルスP1を与えた結果によるものである。
したがつて、電流制御を安定に行える。一方、例
えばP1−P2間のうちの任意期間の平均値では制
御結果による正確な電流値でなく制御が不安定に
なる。
−P2（またはP2−P1間）間の電流平均値が目標値
となるように制御している。P1−P2間の電流IM
は点弧パルスP1を与えた結果によるものである。
したがつて、電流制御を安定に行える。一方、例
えばP1−P2間のうちの任意期間の平均値では制
御結果による正確な電流値でなく制御が不安定に
なる。
一方、電源電圧ｅが零となる期間の電流の平均
値をとるようにすると電流IMの脈動が含まれ、
正確な電流平均値を得ることができなくなる。
値をとるようにすると電流IMの脈動が含まれ、
正確な電流平均値を得ることができなくなる。
また、μコン４の電流制御処理も点弧パルス発
生周期内で行えば良く、μコンなどの演算速度の
遅いものでも充分に処理可能である。本実施例の
場合、点弧パルス周期は10ｍｓとなる。
生周期内で行えば良く、μコンなどの演算速度の
遅いものでも充分に処理可能である。本実施例の
場合、点弧パルス周期は10ｍｓとなる。
第６図に本発明の他の実施例を示す。
第６図において第１図と異なつているのはＡ／
Ｄ変換器２５を設けて電流検出値IMの瞬時値を
μコン４に取り込むようにしたことである。
Ｄ変換器２５を設けて電流検出値IMの瞬時値を
μコン４に取り込むようにしたことである。
第６図の動作を第７図のフローチヤートおよび
第８図の動作波形を参照して説明する。
第８図の動作波形を参照して説明する。
μコン４は第１図の実施例と同様に点弧パルス
Ｐによる割込みINTにより第７図の電流制御処
理を実行する。最初に、点弧パルス間の電流平均
値IMD（ｎ）をステツプ111で取り込む。ここで、
ｎはｎ回目の点弧パルス発生時点を示す。次に、
ステツプ113で点弧パルスが発生した時点の電流
値（瞬時値）のデイジタル量IMS（ｎ）をＡ／Ｄ
変換器２５を介して取り込み、ステツプ115で電
流指令回路３から電流指令値IMC（ｎ）を取り込
むようにする。ステツプ117において、点弧時点
の前回の電流瞬時値IMS（ｎ−１）と今回の電流
瞬時値IMS（ｎ）の変化分ΔID＝IMS（ｎ）−IMS
（ｎ−１）を計算する。ステツプ119で電流偏差
ΔI（ｎ）を求め、ステツプ121で点弧制御角αを
求める。このようにして得られた点弧制御角αを
ゲートパルス発生回路７へ設定し、目標とする電
流を直流電動機２へ供給する。
Ｐによる割込みINTにより第７図の電流制御処
理を実行する。最初に、点弧パルス間の電流平均
値IMD（ｎ）をステツプ111で取り込む。ここで、
ｎはｎ回目の点弧パルス発生時点を示す。次に、
ステツプ113で点弧パルスが発生した時点の電流
値（瞬時値）のデイジタル量IMS（ｎ）をＡ／Ｄ
変換器２５を介して取り込み、ステツプ115で電
流指令回路３から電流指令値IMC（ｎ）を取り込
むようにする。ステツプ117において、点弧時点
の前回の電流瞬時値IMS（ｎ−１）と今回の電流
瞬時値IMS（ｎ）の変化分ΔID＝IMS（ｎ）−IMS
（ｎ−１）を計算する。ステツプ119で電流偏差
ΔI（ｎ）を求め、ステツプ121で点弧制御角αを
求める。このようにして得られた点弧制御角αを
ゲートパルス発生回路７へ設定し、目標とする電
流を直流電動機２へ供給する。
このようにすると、制御系の安定性を向上させ
ることができる。
ることができる。
前回と今回の点弧パルス発生時点の電流瞬時値
の変化分ΔIDを附加したことの効果について第８
図を用いて説明する。今、（ｎ−１）回目の点弧
パルスとｎ回目の点弧パルス間の電流波形が実線
Ａと破線Ｂの２通りに変化し、波形ＡはIMS（ｎ）
＞IMS（ｎ−１）で、波形ＢはIMS（ｎ）＝IMS（ｎ
−１）とする。また、両波形の点弧パルスの（ｎ
−１）と（ｎ）の間の電流平均値は一致している
とする。このような場合に、第１図の実施例では
電流平均値IMDが同じであるので、両者の波形
Ａ，Ｂに対してｎ＋１の点弧パルス発生は同じ制
御角で行う。しかし、第８図の波形からわかるよ
うに波形Ａでは電流が増加しているのに対し、波
形Ｂでは増減していない。このために、（ｎ＋１）
の制御角を決定する時にＡ波形に対しては電流増
加を抑制する方向に決定した方が安定性が良くな
る。
の変化分ΔIDを附加したことの効果について第８
図を用いて説明する。今、（ｎ−１）回目の点弧
パルスとｎ回目の点弧パルス間の電流波形が実線
Ａと破線Ｂの２通りに変化し、波形ＡはIMS（ｎ）
＞IMS（ｎ−１）で、波形ＢはIMS（ｎ）＝IMS（ｎ
−１）とする。また、両波形の点弧パルスの（ｎ
−１）と（ｎ）の間の電流平均値は一致している
とする。このような場合に、第１図の実施例では
電流平均値IMDが同じであるので、両者の波形
Ａ，Ｂに対してｎ＋１の点弧パルス発生は同じ制
御角で行う。しかし、第８図の波形からわかるよ
うに波形Ａでは電流が増加しているのに対し、波
形Ｂでは増減していない。このために、（ｎ＋１）
の制御角を決定する時にＡ波形に対しては電流増
加を抑制する方向に決定した方が安定性が良くな
る。
このようなことから、点弧パルス発生時点の電
流瞬時値IMSの変化分ΔIDを計算し、ステツプ
121での演算に利用している。即ち、KD・ΔID
（KDは定数）がその効果をもたらせるものであ
り、Ａ波形のようにΔID＞０の時はKD・ΔID（比
例ゲインによる補償分）の効果を減少させるとと
もに、Ｂ波形のようΔID＝０ではその効果を無く
することで安定性を向上させている。
流瞬時値IMSの変化分ΔIDを計算し、ステツプ
121での演算に利用している。即ち、KD・ΔID
（KDは定数）がその効果をもたらせるものであ
り、Ａ波形のようにΔID＞０の時はKD・ΔID（比
例ゲインによる補償分）の効果を減少させるとと
もに、Ｂ波形のようΔID＝０ではその効果を無く
することで安定性を向上させている。
このように第６図の実施例では安定性を更に向
上させることができる。
上させることができる。
第９図は第３図の電流平均値検出回路６の他の
実施例であり、その構成は第３図の積分器１８の
出力ICをＡ／Ｄ変換器２２の入力に直接接続し
て、そのデイジタル量ICDをμコンで取り込むよ
うにしたものである。なお、積分器１８のリセツ
トパルスRPCはμコン４で発生する。
実施例であり、その構成は第３図の積分器１８の
出力ICをＡ／Ｄ変換器２２の入力に直接接続し
て、そのデイジタル量ICDをμコンで取り込むよ
うにしたものである。なお、積分器１８のリセツ
トパルスRPCはμコン４で発生する。
第９図に示す電流平均値検出回路６を第６図の
実施例に適用した場合のフローチヤートを第１０
図に示す。
実施例に適用した場合のフローチヤートを第１０
図に示す。
点弧パルスＰによる割込みINTにより第１０
図の処理は実行される。最初に、ステツプ130で
Ａ／Ｄ変換器２２の出力ICDを取り込みを行う。
この値は点弧パルス発生時点の電流IMの積分値
を意味している。次に、積分器１８のリセツトパ
ルスRPCをステツプ132で発生する。これらの処
理は数十μs以内の瞬時に終了するので、電流波形
IMの変化はほとんどなく、次に処理するIMS
（ｎ）、IMC（ｎ）の取り込んだ値も点弧パルス発
生時点の値と考えることができる。これらの情報
を取り込んだ後に、ステツプ134で前回の点弧パ
ルス発生時点から今回の点弧パルス発生時点まで
の時間Ｔを計算する。即ち、前回の制御角α（ｎ
−１）と今回の点弧パルスを発生させるための制
御角α（ｎ）及び電源の周期TC（50Hzで単相全波
の場合には10ｍｓ）を用いて求める。そして、ス
テツプ136でステツプ130で検出した積分値ICD
（ｎ）を時間Ｔ（ｎ）で割り、平均値IMD（ｎ）を
求める。
図の処理は実行される。最初に、ステツプ130で
Ａ／Ｄ変換器２２の出力ICDを取り込みを行う。
この値は点弧パルス発生時点の電流IMの積分値
を意味している。次に、積分器１８のリセツトパ
ルスRPCをステツプ132で発生する。これらの処
理は数十μs以内の瞬時に終了するので、電流波形
IMの変化はほとんどなく、次に処理するIMS
（ｎ）、IMC（ｎ）の取り込んだ値も点弧パルス発
生時点の値と考えることができる。これらの情報
を取り込んだ後に、ステツプ134で前回の点弧パ
ルス発生時点から今回の点弧パルス発生時点まで
の時間Ｔを計算する。即ち、前回の制御角α（ｎ
−１）と今回の点弧パルスを発生させるための制
御角α（ｎ）及び電源の周期TC（50Hzで単相全波
の場合には10ｍｓ）を用いて求める。そして、ス
テツプ136でステツプ130で検出した積分値ICD
（ｎ）を時間Ｔ（ｎ）で割り、平均値IMD（ｎ）を
求める。
以上で得られた電流平均値IMD（ｎ）を用い
て、第７図と同様のステツプ117〜123の処理を実
行し、電流を制御する。
て、第７図と同様のステツプ117〜123の処理を実
行し、電流を制御する。
以上のようにすると、μコン４が点弧パルス発
生毎に電流制御処理を行うことを利用して、電流
平均値検出の一部の処理を実行するので電流平均
値検出回路の構成を簡単にできる。
生毎に電流制御処理を行うことを利用して、電流
平均値検出の一部の処理を実行するので電流平均
値検出回路の構成を簡単にできる。
以上説明したように、本発明は電力変換器にゲ
ートパルスを与える毎にゲートパルスの一周期の
電流平均値が目標値となるように次のゲートパル
スの位相を決定しているので、制御結果を正しく
反映した電流平均値を目標値にでき、電流制御を
安定に行うことができる。また、電流制御演算は
点弧パルスの一周期間に一回行えばよいので処理
速度の遅いマイクロコンピユータでも充分処理可
能となる。
ートパルスを与える毎にゲートパルスの一周期の
電流平均値が目標値となるように次のゲートパル
スの位相を決定しているので、制御結果を正しく
反映した電流平均値を目標値にでき、電流制御を
安定に行うことができる。また、電流制御演算は
点弧パルスの一周期間に一回行えばよいので処理
速度の遅いマイクロコンピユータでも充分処理可
能となる。
なお、上述の実施例は電力変換器が単相全波回
路であるが、３相全破回路でも同様に行うのは勿
論である。また、電力変換器がチヨツパ回路やサ
イクロコンバータでも本発明を適用できるのは明
らかであろう。
路であるが、３相全破回路でも同様に行うのは勿
論である。また、電力変換器がチヨツパ回路やサ
イクロコンバータでも本発明を適用できるのは明
らかであろう。
第１図は本発明による電力変換器の電流制御装
置の一実施例を示すブロツク構成図、第２図は第
１図のゲートパルス発生回路の一例を示すブロツ
ク構成図、第３図は第１図の電流平均値検出回路
の一例を示すブロツク構成図、第４図は第１図の
動作波形を示すタイムチヤート、第５図は第１図
のマイクロコンピユータの処理内容を示すフロー
チヤート、第６図は本発明の他の実施例を示すブ
ロツク構成図、第７図は第６図のマイクロコンピ
ユータの処理内容を示すフローチヤート、第８図
は第６図の動作を示す電流波形図、第９図は電流
平均値検出回路の他の例を示すブロツク構成図、
第１０図は第９図の動作を説明するためのマイク
ロコンピユータのフローチヤートである。 １……電力変換器、２……直流電動機、S1〜S4
……サイリスタ、３……電流指令回路、４……マ
イクロコンピユータ、５……電流検出器、６……
電流平均値検出回路、７……ゲートパルス発生回
路、８……パルス増幅器、９……交流電源。
置の一実施例を示すブロツク構成図、第２図は第
１図のゲートパルス発生回路の一例を示すブロツ
ク構成図、第３図は第１図の電流平均値検出回路
の一例を示すブロツク構成図、第４図は第１図の
動作波形を示すタイムチヤート、第５図は第１図
のマイクロコンピユータの処理内容を示すフロー
チヤート、第６図は本発明の他の実施例を示すブ
ロツク構成図、第７図は第６図のマイクロコンピ
ユータの処理内容を示すフローチヤート、第８図
は第６図の動作を示す電流波形図、第９図は電流
平均値検出回路の他の例を示すブロツク構成図、
第１０図は第９図の動作を説明するためのマイク
ロコンピユータのフローチヤートである。 １……電力変換器、２……直流電動機、S1〜S4
……サイリスタ、３……電流指令回路、４……マ
イクロコンピユータ、５……電流検出器、６……
電流平均値検出回路、７……ゲートパルス発生回
路、８……パルス増幅器、９……交流電源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電源と、該交流電源から供給される電力
の変換を行う電力変換器と、該電力変換器にゲー
トパルスを与え点弧位相制御を行うゲートパルス
発生手段と、前記変換器に流れる電流を検出する
電流検出手段と、前記ゲートパルス発生手段が今
回発生するパルス発生時点と前回のパルス発生時
点間の一周期間における前記電流検出値を積分し
て平均値を求める電流平均値検出手段と、電流指
令値を出力する電流指令手段と、前記電流指令値
と電流平均値に基づき前記ゲートパルス発生手段
が発生するゲートパルスの位相を決定する演算制
御手段とを備え、該演算制御手段は前記ゲートパ
ルス発生手段のパルス発生時点の電流指令値と電
流平均値によつて前記ゲートパルス発生手段が次
に発生すべきゲートパルスの位相を決定するよう
にしたことを特徴とする電力変換器の電流制御装
置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記演算制
御手段は前記ゲートパルス発生手段のパルス発生
時点の電流指令値と電流平均値によつて定めた前
記ゲートパルス発生手段が次に発生すべきゲート
パルスの位相を今回のパルス発生時点と前回のパ
ルス発生時点の電流検出値の差によつて補正する
ことを特徴とする電力変換器の電流制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5181581A JPS57168315A (en) | 1981-04-08 | 1981-04-08 | Electric current controller of electric power converter |
| US06/365,092 US4468724A (en) | 1981-04-08 | 1982-04-02 | Method and apparatus for controlling load current |
| DE19823213057 DE3213057A1 (de) | 1981-04-08 | 1982-04-07 | Verfahren und anordnung zum regeln eines arbeitsstroms |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5181581A JPS57168315A (en) | 1981-04-08 | 1981-04-08 | Electric current controller of electric power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57168315A JPS57168315A (en) | 1982-10-16 |
| JPS642964B2 true JPS642964B2 (ja) | 1989-01-19 |
Family
ID=12897391
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5181581A Granted JPS57168315A (en) | 1981-04-08 | 1981-04-08 | Electric current controller of electric power converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57168315A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0763233B2 (ja) * | 1984-08-31 | 1995-07-05 | 株式会社東芝 | 同期電動機の制御方法 |
| JPH0724475B2 (ja) * | 1984-08-31 | 1995-03-15 | 株式会社東芝 | 同期電動機の制御方法 |
-
1981
- 1981-04-08 JP JP5181581A patent/JPS57168315A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57168315A (en) | 1982-10-16 |
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