JPS5952634B2

JPS5952634B2 - インバ−タ制御装置

Info

Publication number: JPS5952634B2
Application number: JP52127612A
Authority: JP
Inventors: 正大川; 靖夫松田; 光幸本部
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1977-10-26
Filing date: 1977-10-26
Publication date: 1984-12-20
Also published as: JPS5461629A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はインバータ制御装置に係り、特に電流制御形イ
ンバータの乱調を抑制するに好適な制御装置に関する。

電流制御形インバータは第１図に示すような回路構成の
ものが一般に用いられている。

このインバータは直流部に大きな値の直流リアクトル２
５を有し、電流源的な動作をする。また転流は負荷電動
機２６を通して行なわれる。転流期間Ａは、第２図に示
すように導通遅れ期間Ｂと導通重なり期間Ｃとに分けら
れ、導通遅れ期間Ｂは導通遅れ時間ｔｄまたは導通遅れ
角ψｄとして表わされる。

例えばＵ相とＺ相が導通しているときＵ相からＶ相へ転
流する場合を考える。転流コンデンサ１９〜２４は、第
１図に示した極性で充電されている。サイリスタ８を第
２図のを、で点弧すると転流コンデンサ１９および２１
の電荷がサイリスタ７を通して放電し、サイリスタ７の
電流ｉ、を打ち消し零にする。その後サイリスタ７を流
れていた電流はｉ。としてサイリスタ８、転流コンデン
サ１９、２０、２１、ダイオード１３を通り電動機２６
に流れる。ダイオード１４は転流コンデンサの電圧およ
び電動機の電圧によつて逆バイアスされており、直ちに
は導通しない。この期間を導通遅れ期間Ｂと呼ぶ。その
後転流コンデンサの電圧が変化し、電動機の電圧も変化
するので、Ｔ２からダイオード１４の電圧が順方向にな
る。Ｔ２からＴ３まで゛はダイオード１３と１４が同期
に導通した状態となり、転流コンデンサと電動機とで振
動的な電流が流れる。この期間を転流重なり期間Ｃと呼
ぶ。第２図中、Ｖｌ９はコンデンサ１９の電圧、Ｖｕ−
、は電動機２６の誘起電圧、Ｉｌ３はダイオード１３の
電流、Ｉｌ４はダイオード１４の電流を示す。ところで
、導通遅れ期間Ｂは、負荷電流の大きさ、電動機の力率
の変化、電動機の電圧変化等により、変動する。この導
通遅れ期間の変動は等価的に周波数変調を引き起こす。
このため電動機が不安定になりやすく、安定運転可能な
周波数が低く抑えられてしまう欠点があつた。無負荷運
転では、負荷電流が小さくなり、転流コンデンサの電圧
変化がゆつくりしているので、導通遅れ期間が大きくな
る。このため不安定現象は無負荷運転付近で顕著に現わ
れる。本発明の目的は、交流電動機を駆動するインバー
タにおいて導通遅れ期間の変動を抑制するように制御す
ることにより、安定に運転できるインバータを提供する
にある。

本発明は、導通遅れ時間を検出し、この検出値が、イン
バータの主回路条件と運転条件とから定まる導通遅れ時
間の目標値に一致するようにインバータの周波数を補正
するように構成したものである。

導通遅れ時間は導通遅れ角としても表わすことができる
。

そこで目標値として主回路条件と運転条件とから定まる
導通遅れ角を選び、一方導通遅れ角を検出し、この検出
値が目標値に一致するようにインバータの周波数を制御
しても良い。以下本発明の実施例を図面に従つて説明す
る。第３図において、２７は交流受電々源、２８は交流
を直流に変換するコンバータ、２９は直流を交流に変換
する電流制御形インバータ、３０は交流電動機、３１は
直流リアクトル、３２，３３は整流ブリツジ、３４，３
５は電流検出器、３６は電圧検出器、３７は速度指令装
置、３８は３７の指令値とある関係をもつた関数をもつ
た関数を発生する関数発生器、３９は自動電圧調整器、
４０は自動電流調整器、４１は自動移送器、４２は電圧
一周波数変換器、４３はゲート信号分配器、４４は導通
遅れ時間検出器、４５はリミツタ付の増ノ幅器、４６は
関数発生器である。

第４図及び第５図を参照しつつこの実施例の作動を説明
する。インバータ２９のサイリスタにゲート信号が印加
され、ある導通遅れ時間Ｔｄの後に負荷電流が他の相に
流れ始める。このゲート信号と負荷電流の立ち上がりか
ら導通遅れ検出器４４で導通遅れ時間Ｔｄを検出する。
４４は第４図に示したように、ゲート信号の立上りに同
期してスタートする傾斜一定の三角波と、負荷電流の流
れ始めの検出信号とからサンプルホールドによりＴｄを
電圧Ｅｄに変換して出力する。

すなわちゲート信号が出てからＴｄ遅れた時点の三角波
の電圧をサンプルし、この電圧Ｅｄを他の期間をホール
ドする。このようにして４４の出力から導通遅れ時間Ｔ
ｄに比例した電圧Ｅｄが検出される。なお導通遅れ時間
Ｔｄはほぼ次式で表わされる。ここでＣｃは転流コンデ
ンサ容量、ＶＭは電動機端子電圧、θは電動機の力率角
、ＩＭは電動機電流である。

このαはインバータの主回路条件であり、ＶＭ，θ，
ＩＭは運転条件である。θ，ＩＭが一定であると考え
るとＴｄはＶＭに比例する。また関数発生器３８より出
力される電圧指令値はＶＭ、に比例するからその電圧指
令値をＶＭ、比例定数をｋとすれば、ＶＭ＝ＫＶ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・（２）となる。

この（２）式と（１）式からＴｄ＝ＫｖＭ・・・・・・
・・・・・・・・・（３）但しＫは比例定数となり、関
数発生器３８から出力される電圧指令値に対し関数発生
器４６によりＫなる値を作用させゲイン調整して得たＴ
ｄを導通遅れ時間の目標値とする。

そして４６の出力と４４の出力の偏差により速度指令装
置３７からの周波数指令電圧に補正を加える。４５は、
周波数指令値の変動をある範囲内に抑えるためにリミツ
タの機能が備えてある。

以上のように導通遅れ時間Ｔｄが長くなるとＥｄが増加
し、周波数を上げるように動作する。

周波数が上がると第５図に示したようにサイリスタ点弧
時期が電動機の誘起電圧ＶＭに対して進むので、転流重
なり期間の始まる時期が早くなる。すなわち図示したよ
うにＴｄｌからＴｄ２のごとく導通遅れ時間が短縮され
たように動作する。この実施例によれば、導通遅れ期間
の変動を抑制でき、安定に運転できる周波数を高くでき
る。第６図は第４図に示した如き機能の導通遅れ検出回
路４４の具体回路を示し、この回路では４３のゲート出
力信号を、信号の立ち上がりの検出器１００（例えば立
ち上がりで動作するモノステーブルマルチ等を使つて実
施できる。

）に入力する。１００はゲート出力信号の立ち上がりで
パルｌスを発生する。

１０２は一定の傾斜で出力電圧を変化させる積分器であ
り、１００からの出力で、この積分器の出力を零にりセ
ツトすることにより第４図に示したような三角波を発生
する。

一方電流検出器３５からの信号を、信号の立ち上がり検
，出器１０１に入力する。１０１は電流の立ち上がりで
パルスを発生する。

この１０１の出力信号をサンプルホールド回路１０３の
サンプルタイム信号とする。サンプルホールド１０３は
サンプルタイム信号の入つた時点の１０２の出力信号に
比例，した電圧を出力する。この出力信号が４４の出力
信号Ｅｄとなる。第７図は本発明の他の実施例を示すも
ので、第３図の実施例と異なるのは関数発生器４６の入
力を周波数指令電圧からとつている点である。

点線のように３７の出力からとつても、増幅器４５から
の補正値の割合が小さいので、ほとんど同じ効果となる
。この実施例は電動機電圧ＶＭと周波数ｆの指令値を比
例して変える場合に適用できる。例えば一般に交流電動
機を可変周波で駆動する場合は、ＶＭ／ｆを一定にする
場合が多く、このような場合に適用できる。第８図は、
導通遅れ時間の検出器４４の他の例を示し、その動作を
第４図の動作とは変えたものである。

すなわち三角波の傾斜を大きくし、導通遅れ時間の最大
値Ｔｄｍａｘが第７図の最下段図に示すように傾斜部分
に入るようにする。このようにすることにより、導通遅
れ時間の変動を精度よく検出できる効果がある。このよ
うな動作をする検出器４４は、第６図の積分器１０２を
リミツタ付とし、リミツタ電圧に達する時間を導通遅れ
時間の最大値Ｔｄｍａｘに設定すれば良い。第９図は本
発明のさらに他の実施例を示したものである。

この実施例では導通遅れ時間Ｔｄを検出する代わりに、
導通遅れ期間の角度ψｄ（導通遅れ角）を検出するもの
である。ψｄの検出器４８の動作を第１０図に示す。第
４図と異なる点は、三角波の傾斜が周波数に比例して変
わり、ψｄに応じた電圧（ＥｄｌあるいはＥｄ２）を出
力することである。導通遅れ角ψｄと導通遅れ時間Ｔｄ
とは次の関係がある。ψｄ＝ωＴｄ・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（４）ここでωはインバータ
出力電圧の角周波数である。

したがつて傾斜が周波数に比例するのでＴｄの代わりに
ψｄが検出できる。（４）はまた次のようにも書き表わ
せる。Ｋ１ωＶＨ・・・・・・・・・・・・（５）′．
Ｋ２ω２・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
（６）″．Ｋ３ＶＭ２・・・・・・・・・・・・（７）
但し、Ｋｌ，Ｋ２，Ｋ３は比例定数第９図の実施例は、
（７）式の関係から導通遅れ角の目標値を決定するもの
で、関数発生器３８から出力される電圧指令値を、関数
発生器４６の代わりに用いた２乗関数発生器４７へ入力
し目標値を出力する。

そして４７の出力と４８の出力の偏差により周波数指令
電圧に補正を加える。導通遅れ角の目標値を（６）式の
関係で決定するには第９図に点線で示すように周波数指
令電圧を関数発生器４７に入力すれば良い。

また（５）式の関係で泪標値を決定するには、２乗関数
発生器４７の代りに、周波数指令値と電圧指令値との積
に比例した出力を出すものを使用すれば゛良い。上記し
た導通遅れ角ψｄによつて周波数を補正する実施例は、
周波数の高い領域で特に効果がある。

第１１図は第］０図に示した動作をする導通遅れ角検出
器４８の具体例を示し、第６図と異なる点は、積分器１
０２の出力側に、周波数指令値を掛けるためのかけ算器
１０４を挿入していることである。

このようにすると、積分器１０２の出力を周波数に比例
した値にしてサンプルホールド回路に入力できる。他の
動作は第６図と同様なので省略する。また導通遅れ時間
Ｔｄ又は導通遅れ角ψｄは（１）式又は（４）式かられ
かるように電動機の力率角θの変化、あるいはＨ，の大
きさにより変わる。

この場合不安定になりやすいのは無負荷付近であるので
、力率角θあるいはＨ，が無負荷時相当になるように前
記関数発生器４６あるいは４７のゲインを調整すればよ
い。さらに厳密に制御しようとする場合は、４６あるい
は４７のゲインを運転状態により切り変えるとよい。ま
た力率あるいはＩＭを検出し、４６あるいは４７のゲイ
ンを調整するよにすればよい。第１２図はゲインを運転
状態により切り変える方法を、第３図の実施例に適用し
た実施例を示したものである。電流１Ｍを検出し、比較
器５２でレベル判定をし、ある値をもつて切換器５１を
動作させる信号を出力する。４９と５０はゲインの異な
つた増幅器で関数発生器３８の出力を受ける切換器５１
により増幅器４９あるいは５０のいずれかを通るように
制御される。

５２の入力は電流１Ｍに限らず力率角θ又は力率ＣＯｓ
θあるいはＳｉｎθあるいはＳｉｎθ／ＩＭであつても
よい。

この実施例によれば、運転状態によらず補正効果を上げ
ることができる。第１３図は本発明の他の実施例を示し
たものである。

電動機の電圧９と電流１Ｍにより５４で力率ＣＯｓθ
（又はＳｉｎθ）を演算し、Ｓｉｎθ／ＩＭ（又；はＳ
ｉｎθ又はＩＭで代用してもよい。）を５４から出力す
る。この出力により関数発生器３８の出力をゲイン調整
し補正信号の目標値とする。５３は例えば乗算器を用い
ることができる。

この実施例によれば、導通遅れ期間の目標値を運転状態
によ２りさらに良好に連続変化させることができる。な
お以上の各実施例を示す図で、Ｅｄを検出する期間（サ
ンプルホールド周期）を電源周期に一致するように描い
てあるが、３相分を組み合わせることにより転流周期（
第１図の回路では６０゜期間）ことにサンプルホールド
できる。このようにすると速応性が良くなる効果がある
。以上述べたように本発明によれば、導通遅れ期間の変
動を抑制できるので、安定運転周波数領域が向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は電流形インバータの概略回路図、第２図は電流
形インバータの転流動作を説明する波形図、第３図は本
発明の実施例を示すプロツク図、第４図は第３図におけ
る導通遅れ時間検出器４４の動作波形図、第５図は第３
図の実施例の補正効果を説明する図、第６図は導通遅れ
時間検出器４４の具体例回路図、第７図は本発明の他の
実施例を示すプロツク図、第８図は導通遅れ時間検出器
４４の他の例を示す動作波形図、第９図は導通遅れ角を
目標値とする本発明の実施例を示すプロツク図、第１０
図は第９図における導通遅れ角検出器４８の動作波形図
、第１１図は導通遅れ角検出器４８の具体例回路図、第
］２図及び第１３図は本発明の他の実施例を示す図であ
る。２９・・・・・・インバータ、３０・・・・・・交流電
動器、４４・・・・・・導通遅れ時間検出器、４５・・
・・・・増幅器、４６・・・・・・関数発生器、４７・
・・・・・２乗関数発生器、４８・・・・・・導通遅れ
角検出器、４９，５０・・・・・・増幅器、５２・・・
・・・比較器、５３・・・・・・乗算器、５４・・・・
・・演算器。

Claims

【特許請求の範囲】１直流電流を交流電流に変換し交流電動機を駆動する
電流制御形インバータにおいて、インバータの主回路条
件と運転条件とから定まる導通遅れ時間の目標値を出力
する手段と、導通遅れ時間を検出する手段と、前記検出
手段より出力される導通遅れ時間が前記目標値に一致す
るようにインバータの周波数を補正する手段とを備えた
インバータ制御装置。２前記検出手段が、転流期間開始時と転流重なり期間
の開始時とから導通遅れ時間を検出する特許請求の範囲
第１項記載のインバータ制御装置。３転流期間開始時をインバータを構成するサイリスタ
へのゲート信号の立上りで検出し、転流重なり期間の開
始時を負荷電流の立上りで検出する特許請求の範囲第２
項記載のインバータ制御装置。４直流電流を交流電流に変換し交流電動機を駆動する
電流制御形インバータにおいて、インバータの主回路条
件と運転条件とから定まる導通遅れ角の目標値を出力す
る手段と、導通遅れ角を検出する手段と、前記検出手段
より出力される導通遅れ角が前記目標値に一致するよう
にインバータの周波数を補正する手段とを備えたインバ
ータ制御装置。５前記検出手段が、導通遅れ時間を検出する手段と、
検出された導通遅れ時間にインバータの角周波数を乗算
する手段からなる特許請求の範囲第４項記載のインバー
タ制御装置。