JP4561215B2 - サイリスタコンバータ装置 - Google Patents
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Description
図5において、1は交流入力電源、3はサイリスタ、4はサイリスタ3のゲートにゲートトリガ電圧V4を与えるゲート駆動回路、5はサイリスタ3の出力側に設けられた充電用コンデンサである。
入力が交流の場合、サイリスタの消弧は直流の場合と違って通常自然消弧を利用することができるため、充電制御を行うときは、図6の入力電圧V1のように交流電圧の下降側(サイン波の90度から180度)の部分を使っている。
したがって、入力電圧V1が充電電圧V5より高い時点でゲートトリガ電圧V4をサイリスタ3(図5)のゲートに加えると、サイリスタ3がターンオンし、交流入力電源1(図5)からサイリスタ3を介してコンデンサ5に充電電流I5が流れ、充電電圧V5がゲートトリガ電圧V4を加えた時点t1から上昇し始める。
そして充電電圧V5が上昇していき、一方、入力電圧V1が下降してゆくと、やがて充電電圧V5と入力電圧V1の間の電位差がなくなった時点t2でサイリスタ3に流れる電流がなくなって(厳密に言えば、サイリスタ3の保持電流以下になって)、サイリスタ3は自然消弧する。
このとき流れる充電電流I5は、交流入力電源1のインピーダンスおよび入力電圧V1と充電電圧V5の電位差(V1−V5)で決まる。そのため、交流入力電源1のインピーダンスが小さい場合には大電流が流れて回路が損傷する虞があるので、これを防止するべく、従来はインピーダンスの大きさを所定値以上に規定したり、入力ラインにリアクトルやトランス等を入れて、全体のインピーダンスを大きくしたりしていた。
図において、10は交流入力電源、11はサイリスタ、12はサイリスタ11のゲートにゲートトリガ電圧を与えるサイリスタドライブ回路、13は入力電圧検出器、14は充電電圧検出器、16はサイリスタ11の出力(直流)側に設けられた充電用コンデンサ、17はサイリスタドライブ回路12に制御信号を出力するマイコン、18は整流回路の片側アームを構成するダイードである。
充電開始当初は、コンデンサ16の充電電圧はゼロとなっている。マイコン17は入力電圧検出器13により検出された入力電圧と、充電電圧検出器14により検出された充電電圧とを比較し、ラインインピーダンスが非常に小さくても、サイリスタ等に問題ない電流値となる電圧差でサイリスタ11を駆動するようサイリスタドライブ回路12を制御して充電させる。このように、入力電圧と充電電圧の差でサイリスタの点弧タイミングを決めるようにしていた。
また、インピーダンスを大きくできない場合、電流容量の大きなサイリスタ素子を選定するか、大きな電流が流れないように、充電時間を長くする必要があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、充電中の電流のピークを検出し、適正な電流を流すように点弧タイミングを制御することにより、ラインインピーダンスが変化しても、素子に過大な電流を流すことなく、充電時間を最短にすることができるサイリスタコンバータ装置を提供することを目的とする。
請求項1記載の発明はサイリスタコンバータ装置に係るもので、サイリスタを用いて交流電圧を整流する整流回路と、コンデンサを用いて前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、前記サイリスタを駆動するためのサイリスタドライバと、CPUを用いて前記サイリスタドライバへ制御信号を出力する制御回路と、前記交流電圧を測定する第1の電圧検出センサと、前記コンデンサの充電電圧を測定する第2の電圧検出センサと、を備えたサイリスタコンバータ装置であって、前記CPUが、第1の電圧検出センサの検出した交流電圧と前記第2の電圧検出センサの検出したコンデンサ充電電圧との差電圧を求め、その電圧差に基づいて前記サイリスタドライバへ制御信号を出力するサイリスタコンバータ装置において、前記コンデンサへの充電電流を検出する充電電流検出手段を備え、前記CPUが、前記充電電流検出手段によって検出された充電電流によって該充電電流の2乗の積分値を一定にするように前記制御信号を補正することを特徴としている。
請求項2記載の発明もサイリスタコンバータ装置に係るもので、サイリスタを用いて交流電圧を整流する整流回路と、コンデンサを用いて前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、前記サイリスタを駆動するためのサイリスタドライバと、CPUを用いて前記サイリスタドライバへ制御信号を出力する制御回路と、前記交流電圧を測定する第1の電圧検出センサと、前記コンデンサの充電電圧を測定する第2の電圧検出センサと、を備えたサイリスタコンバータ装置であって、前記CPUが、第1の電圧検出センサの検出した交流電圧と前記第2の電圧検出センサの検出したコンデンサ充電電圧との差電圧を求め、その電圧差に基づいて前記サイリスタドライバへ制御信号を出力するサイリスタコンバータ装置において、前記コンデンサへの充電電流を検出する充電電流検出手段を備え、前記CPUが、前記充電電流検出手段によって検出された充電電流によって該充電電流の2乗の積分値を一定にするように前記制御信号を補正することを特徴としている。
また、入力電源波形が歪んだ場合でも、安定して充電できるため、充電時間を最短にできる。
さらに、サイリスタの許容電流マージンを小さくすることができるため、装置の小型化が可能となる。
図において、10は交流入力電源、11はサイリスタ、12はサイリスタ11のゲートにゲートトリガ電圧を与えるサイリスタドライブ回路、13は入力電圧検出器、14は充電電圧検出器、15は充電電流検出器、16はサイリスタ11の出力(直流)側に設けられた充電用コンデンサ、17はサイリスタドライブ回路12に制御信号を出力するマイコン、18は整流回路の片側アームを構成するダイードである。
本発明に係る回路が図7の従来回路と比較して備えているハードウェア上の大きな特徴は、充電電流を検出するための充電電流検出器15を持っていることである。
充電開始当初は、コンデンサ16の充電電圧はゼロとなっている。マイコン17は入力電圧検出器13により検出された入力電圧と、充電電圧検出器14により検出された充電電圧とを比較し、ラインインピーダンスが非常に小さくても、サイリスタ等に問題ない電流値となる電圧差でサイリスタ11を駆動するようサイリスタドライブ回路12を制御して充電させる。このときは入力電圧と充電電圧のみを使ってサイリスタ点弧タイミングを決める従来の制御方式で行うが、ただし、最悪条件を加味して、サイリスタやその他の素子が破壊しないように規定電圧差を決める必要がある。そして、本発明によればそのときの充電電流を測定する。規定している電流値よりも小さい場合には次回の電圧差を大きくし、逆に、大きい場合は電圧差を小さくする。このように電流を測定し、次回の充電電圧差を補正するという動作を充電が完了するまで行う。ここで用いる電流値は電流のピーク値である。ピーク値が半導体素子の許容範囲を超えなければ破壊に至ることはない。この方式は、マイコンの処理能力があまりなく、これより後の実施例を実現するのが困難な場合に有効である。
このように、本発明によれば、電源インピーダンスの許容範囲を大幅に広げることができ、インピーダンス増加を目的とした、リアクトルの追加を行わなくてもよくなるし、また、入力電源波形が歪んだ場合でも、安定して充電できるため、充電時間を最短にでき、さらに、サイリスタの許容電流マージンを小さくすることができるため、装置の小型化が可能となる。
なお、図1では単相のブロック図を示しているが、本発明は当然3相以上の回路に対しても有効である。
図において、スタートすると、ステップ1で、位相制御する際の交流電圧、コンデンサに蓄えられている充電電圧、充電電流が流れているときのその充電電流をそれぞれ測定し、CPUに送る。
ステップ2で、CPUは、位相制御する際の交流電圧と現在の充電電圧との差を求め、これを基に位相制御用の制御信号を演算する。交流電圧と充電電圧の差が大きいときは位相を早める。ここまでは従来装置と同じである。
次ぎに、ステップ3で、充電電流が所定範囲内かどうか調べ、所定範囲内であればステップ7へ進み、先に演算した制御信号を従来装置同様にそのままサイリスタドライバへ出力して、位相制御を行わせる。
しかしながら、ステップ3で充電電流が所定範囲外であるときは、ステップ4で充電電流が所定範囲より大きいかどうか調べ、大きければステップ5へ進んで、ステップ22で求めた制御信号を小さめに補正する。この補正量は充電電流の大きさを基に適宜決めればよい。
また、ステップ4で充電電流が所定範囲より小さければステップ6へ進んで、ステップ22で求めた制御信号を大きめに補正する。この補正量は充電電流の大きさを基に適宜決めればよい。
ステップ7では、ステップ5およびステップ6で補正された制御信号をサイリスタドライバへ出力して、位相制御を行わせる。
その後、交流電圧は充電電圧より小さくなり、サイリスタは自然消弧し(ステップ8)、この1サイクルの位相制御は終了する。
ステップ9で、位相制御を終了するのであればエンドに行き、さらに位相制御を続行するのであれば、正のサイクルで位相制御を開始するため、ステップ1へ戻る。
したがって、具体的な方法は、図3のように、充電電流検出器15(図1)からの電流波形マイコン17がA/Dで取り込み、その値の二乗をその都度計算して、これの総和をサイリスタ点弧タイミングから求めることによって得られる。ただし、この制御を精度よく行うためには、実施例1に比較して、高いA/Dの変換速度とマイコンの高処理能力が必要となる。
それは図4のようにピーク電流Ipと通電時間tからなる方形として、これからピーク電流二乗Ip2を求めこれと通電時間tから計算する方法である。
これによれば、図3の方法ほど精度は良くないが、時間要素を加味した分だけ実施例1よりは精度がよくなる。
2 入力電圧
3 充電電圧
4 ゲートトリガ電圧
5 充電電流
6 ゲート駆動回路
7 コンデンサ
10 入力電源
11 サイリスタ
12 サイリスタドライブ回路
13 入力電圧検出器
14 充電電圧検出器
15 充電電流検出器
16 コンデンサ
17 マイコン
18 ダイオード
Claims (2)
- サイリスタを用いて交流電圧を整流する整流回路と、コンデンサを用いて前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、前記サイリスタを駆動するためのサイリスタドライバと、CPUを用いて前記サイリスタドライバへ制御信号を出力する制御回路と、前記交流電圧を測定する第1の電圧検出センサと、前記コンデンサの充電電圧を測定する第2の電圧検出センサと、を備えたサイリスタコンバータ装置であって、前記CPUが、第1の電圧検出センサの検出した交流電圧と前記第2の電圧検出センサの検出したコンデンサ充電電圧との差電圧を求め、その電圧差に基づいて前記サイリスタドライバへ制御信号を出力するサイリスタコンバータ装置において、
前記コンデンサへの充電電流を検出する充電電流検出手段を備え、
前記CPUが、前記充電電流検出手段によって検出された充電電流によって、該充電電流の2乗の積分値を一定にするように前記制御信号を補正することを特徴とするサイリスタコンバータ装置。 - サイリスタを用いて交流電圧を整流する整流回路と、コンデンサを用いて前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、前記サイリスタを駆動するためのサイリスタドライバと、CPUを用いて前記サイリスタドライバへ制御信号を出力する制御回路と、前記交流電圧を測定する第1の電圧検出センサと、前記コンデンサの充電電圧を測定する第2の電圧検出センサと、を備えたサイリスタコンバータ装置であって、前記CPUが、第1の電圧検出センサの検出した交流電圧と前記第2の電圧検出センサの検出したコンデンサ充電電圧との差電圧を求め、その電圧差に基づいて前記サイリスタドライバへ制御信号を出力するサイリスタコンバータ装置において、
前記コンデンサへの充電電流を検出する充電電流検出手段を備え、
前記CPUが、前記充電電流検出手段によって検出された充電電流によって、該充電電流のピーク電流の二乗と通電時間との積を一定にするように前記制御信号を補正することを特徴とするサイリスタコンバータ装置。
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