JP4337032B2 - サイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法 - Google Patents
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Description
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換するサイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法に関する。
従来のコンバータ装置では、ダイオードブリッジによる整流により流れる突入電流を制限するための抵抗を電源ラインに挿入しなければならないが、それでもコンデンサが充電されていない状態から交流電源を投入すると始めに急峻に高い電流が流れてしまう。また、この電流を抑えるには電源ラインに挿入する抵抗を大きくしなければならないが、そうすることにより充電時間は長くなってしまう。これを回避するためにサイリスタを用いた充電制御が挙げられる。従来方法は交流電源の周期を測定し、位相を推定することによりサイリスタの点弧タイミングをとっている。また、交流電源位相を検出することによりサイリスタの点弧角を演算し、さらにサイリスタを点弧する時の交流電圧とコンデンサ電圧を比較することで一定の電圧差でサイリスタ点弧するように制御する方法もある（例えば、特許文献１参照）。
このように、従来のサイリスタコンバータ装置では、交流電源位相検出および交流電圧とコンデンサ電圧の比較により点弧角を制御してコンデンサを充電する、という手順がとられていた。
特開平４−２６３７２号公報
このように、従来のサイリスタコンバータ装置では、交流電源位相検出および交流電圧とコンデンサ電圧の比較により点弧角を制御してコンデンサを充電する、という手順がとられていた。
従来のコンデンサ充電制御方法では、電圧検出をそのまま用いた位相検出および交流電圧とコンデンサ電圧の電圧差を求めて、点弧角を制御してコンデンサを充電するという手順をとっているので、電源検出電圧が歪むような場合には正確な電源位相検出や電圧検出ができず一定の電圧差にならないため、誤ったタイミングでサイリスタを点弧するという問題があった。また、接続している電源インピーダンスやコンデンサ容量による充電時間のばらつき、１相によるサイリスタ点弧制御により充電時間が長くなるという問題もあった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電源電圧を３相分検出するとともにこの３相検出電圧から線間電圧を演算し、電源電圧の歪みによる誤点弧の回避や突入電流を一定に保ちながら、コンデンサ充電時間の短縮をすることができる方法を提供することを目的とする。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電源電圧を３相分検出するとともにこの３相検出電圧から線間電圧を演算し、電源電圧の歪みによる誤点弧の回避や突入電流を一定に保ちながら、コンデンサ充電時間の短縮をすることができる方法を提供することを目的とする。
上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
交流電圧を整流するサイリスタと、そのサイリスタを駆動するためサイリスタドライバへオンオフ制御信号を出力するＣＰＵと、交流電圧とコンデンサ充電電圧を測定するための電圧検出センサと、直流回路に接続されたコンデンサとを備えたサイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法において、前記交流電圧と前記コンデンサ充電電圧を電圧検出センサで測定し、サイリスタ点弧相電圧とコンデンサ充電電圧との差電圧を求め、前記サイリスタ点弧相電圧が前記差電圧より求められる特定電圧以下になった場合のみ前記サイリスタを点弧することを特徴とするものである。
また、前記サイリスタの点弧開始間隔が、前回点弧開始間隔から所定時間を減じた時間以上の場合は、前回点弧開始カウンタ値から１を減じることにより前回の点弧開始時間よりも１制御周期早めて前記サイリスタを点弧することを特徴とするものである。
また、線間電圧波形に所望のコンデンサ電圧にするための必要な差電圧（ΔＶＲＥＱ）を掛けて線間電圧波形のピーク値ＶＰＥＡＫで割ったコンデンサ電圧（ＶＰＮ）対差電圧（ΔＶＲＥＦ）曲線ａを求め、ＣＰＵによる制御演算遅れを補償するため、前記曲線ａをコンデンサ電圧（ＶＰＮ）方向に係数倍した曲線ｂを求め、前記曲線ａにコンデンサを充電するのに必要十分である電圧（ΔＶＭＩＮ）を加算した曲線ｃを求め、コンデンサ充電電圧（ＶＰＮ）が低い領域では前記曲線ｂを用い、高い領域では前記曲線ｃを用いた曲線ｄを求めることを特徴とするものである。
また、前記曲線ｄをテーブルデータとしたＲＯＭを備えることを特徴とするものである。
交流電圧を整流するサイリスタと、そのサイリスタを駆動するためサイリスタドライバへオンオフ制御信号を出力するＣＰＵと、交流電圧とコンデンサ充電電圧を測定するための電圧検出センサと、直流回路に接続されたコンデンサとを備えたサイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法において、前記交流電圧と前記コンデンサ充電電圧を電圧検出センサで測定し、サイリスタ点弧相電圧とコンデンサ充電電圧との差電圧を求め、前記サイリスタ点弧相電圧が前記差電圧より求められる特定電圧以下になった場合のみ前記サイリスタを点弧することを特徴とするものである。
また、前記サイリスタの点弧開始間隔が、前回点弧開始間隔から所定時間を減じた時間以上の場合は、前回点弧開始カウンタ値から１を減じることにより前回の点弧開始時間よりも１制御周期早めて前記サイリスタを点弧することを特徴とするものである。
また、線間電圧波形に所望のコンデンサ電圧にするための必要な差電圧（ΔＶＲＥＱ）を掛けて線間電圧波形のピーク値ＶＰＥＡＫで割ったコンデンサ電圧（ＶＰＮ）対差電圧（ΔＶＲＥＦ）曲線ａを求め、ＣＰＵによる制御演算遅れを補償するため、前記曲線ａをコンデンサ電圧（ＶＰＮ）方向に係数倍した曲線ｂを求め、前記曲線ａにコンデンサを充電するのに必要十分である電圧（ΔＶＭＩＮ）を加算した曲線ｃを求め、コンデンサ充電電圧（ＶＰＮ）が低い領域では前記曲線ｂを用い、高い領域では前記曲線ｃを用いた曲線ｄを求めることを特徴とするものである。
また、前記曲線ｄをテーブルデータとしたＲＯＭを備えることを特徴とするものである。
請求項１に記載の発明によると、サイリスタ点弧開始時の交流電圧とコンデンサ電圧の差電圧をコサインカーブにより求められた電圧値にすることで、各サイリスタ点弧時の突入電流を一定に保つことができる。
また、請求項２に記載の発明によると、交流電圧に歪みがあり異常なタイミングで点弧するパターンが算出された場合、前回の点弧時間より小さい点弧時間に変更することで、誤点弧による突入電流の過電流を防止できコンバータ装置やこれを利用するシステムの故障を防ぐことができる。
また、請求項２に記載の発明によると、交流電圧に歪みがあり異常なタイミングで点弧するパターンが算出された場合、前回の点弧時間より小さい点弧時間に変更することで、誤点弧による突入電流の過電流を防止できコンバータ装置やこれを利用するシステムの故障を防ぐことができる。
以下、本発明の方法の具体的実施例について、図に基づいて説明する。
図１は、本発明の方法を実施するサイリスタコンバータ装置の構成を示すブロック図である。図において、１は交流電源、２はコンデンサ、３はサイリスタ・モジュール、４は電圧検出回路、５はＣＰＵ、６はサイリスタドライバ、Ｐはサイリスタ・モジュール３の出力側の正極直流母線、Ｎはサイリスタ・モジュール３の出力側の負極直流母線である。
整流器としてサイリスタ・モジュール３があり３相の商用交流電源１からコンデンサ２に直流電力を供給するようになっている。３相交流電源電圧とコンデンサ２の両方の電圧を電圧検出回路４で検出し、この検出電圧信号をＡＤ変換してＣＰＵ５へ入力する。ＣＰＵ５は、電圧検出回路４からの電圧検出信号に基づき所定の演算をしてサイリスタドライバ６を介してサイリスタ・モジュール３のゲートへゲートパルス信号を出力しサイリスタを点弧制御する。
図２はサイリスタコンバータ装置において、サイリスタがオフの時の検出電圧波形と線間電圧波形であり、上図がＮ側サイリスタをダイオードとした場合の電圧検出回路４で検出された商用交流電源１の電圧を分圧したＮ側基準の検出電圧波形ＶＲ、ＶＳ、ＶＴであり、下図がＣＰＵ５によってＶＲ、ＶＳ、ＶＴを用いて演算された線間電圧波形ＶＲＳ、ＶＳＴ、ＶＴＲである。
図３はサイリスタコンバータ装置において、サイリスタが点弧時の検出電圧波形と線間電圧波形とコンデンサ電圧とＰＮ母線電流の状態を示している。
図４は本発明のコンデンサ充電電圧を制御する上で用いるコサインカーブである。図において、ＶＰＮはコンデンサ電圧、ΔＶＲＥＦは電源電圧とコンデンサ電圧との差電圧、ΔＶＲＥＱはコンデンサ充電調整係数、ΔＶＭＩＮはコンデンサ充電必要十分差電圧、ΔＶＰＥＡＫは線間電圧ピーク値である。曲線ａは、線間電圧波形に所望のコンデンサ電圧にするための必要な差電圧ΔＶＲＥＱを掛けて線間電圧波形のピーク値ＶＰＥＡＫで割った曲線である。曲線ｂは曲線ａをＶＰＮ方向に係数倍し、曲線ｃは曲線ａをΔＶＲＥＦ方向にΔＶＭＩＮを加算し、曲線ｄは曲線ｂと曲線ｃのΔＶＲＥＦ方向で低い値を取り曲線でつないだものである。
図５はサイリスタコンバータ装置において本発明を実施する処理手順を示すフローチャートである。この図を用いて本発明の方法を順を追って説明する。
図６は本発明の方法を適用するサイリスタコンバータ装置の電流回路図である。図において、７は交流電源、８は突入電流ｉ、９はリアクタンスＬ、１０は抵抗Ｒ、１１はサイリスタＴＨ、１２はコンデンサＣである。
はじめに図１において、商用交流電源１とコンデンサ２の電圧を電圧検出回路４にて検出し、ＣＰＵのＡ／Ｄコンバータで変換処理した３相交流電源電圧とコンデンサ電圧をそれぞれＶＲ、ＶＳ、ＶＴ、ＶＰＮとする。この検出電圧ＶＲ、ＶＳ、ＶＴから線間電圧ＶＲＳ、ＶＳＴ、ＶＴＲを下記のようにして求める（ステップ１）。
ＶＲＳ＝ＶＲ−ＶＳ
ＶＳＴ＝ＶＳ−ＶＴ
ＶＴＲ＝ＶＴ−ＶＲ
すると、図２のように３相検出電圧波形から線間電圧波形が求められる。この線間電圧を制御演算で用いることにより３相検出電圧をそのまま用いるよりもＮ側電圧動揺やノイズが相殺されて正しい電源電圧を得ることができる。次に線間電圧が減少傾向にある時にサイリスタを点弧しなければならないので前回サイリスタ点弧相の線間電圧の符号が変化した時を基準として、周波数５０Ｈｚの交流電源であれば１．６７ｍｓ、６０Ｈｚであれば１．３９ｍｓの時間監視を行う（ステップ２）。この時間経過後、コンデンサ電圧ＶＰＮからコサインデーブルを用いて差電圧ΔＶＲＥＦを求める（ステップ３）。ここで図４を用いてコサインテーブルの導出方法を記す。まず本発明を実施するシステムの電流回路は図６のようになり、その回路方程式が下記のように表わされる。
Ｌ・ｄｉ／ｄｔ＋Ｒ・ｉ＋１／Ｃ・∫ｉ・ｄｔ＝ｖ
上式において所望のコンデンサ電圧を得るには∫ｉ・ｄｔを調整する必要があり、制御できるのは電源電圧とコンデンサ電圧の差電圧ΔＶＲＥＦ、すなわちサイリスタＴＨのスイッチング制御のみである。このΔＶＲＥＦを一定値にしてしまうと線間電圧の傾きの差から電圧が高くなるにつれて傾きは小さくなるので、逆に∫ｉ・ｄｔは増えてしまう。そこで図４のような線間電圧（コンデンサ電圧ＶＰＮ）が高くなるにつれてΔＶＲＥＦが減少する曲線が必要となる。図において曲線ａは線間電圧波形に所望のコンデンサ電圧にするための必要な差電圧ΔＶＲＥＱを掛けて線間電圧波形のピーク値ＶＰＥＡＫで割った曲線である。この曲線ａを基本曲線としてコンデンサ電圧方向に係数倍したのが曲線ｂである。この曲線ｂはＣＰＵによる制御演算遅れを補償するものである。また、線間電圧が高くなるにつれてｄｖ／ｄｔが小さくなり、先に述べたように電流が増えすぎるため、コンデンサを充電するのに必要十分である電圧ΔＶＭＩＮの曲線ｃで制限をかける。この曲線ｂと曲線ｃをつないだ曲線ｄが目的のコサインカーブとなる。
図２にもどって、このコサインカーブを用いて求められたΔＶＲＥＦ以下に点弧相の線間電圧が達したなら（ステップ４）、サイリスタの点弧を開始し（ステップ７）、次の点弧相の線間電圧の監視に移る（ステップ８）というサイクルを繰り返し、線間電圧ピークまでコンデンサ電圧を上げていく。
このように、ΔＶＲＥＱを任意で決めてやることによりコサインカーブを用いることで差電圧ΔＶＲＥＦが求められ、コンデンサ電圧を上げるための電流量を調整することができ、また、このコサインカーブをテーブル処理としてＲＯＭ化（前記曲線ｄをテーブルデータとしたＲＯＭを備える）することで、ＣＰＵの負荷率低減にもつながる。
整流器としてサイリスタ・モジュール３があり３相の商用交流電源１からコンデンサ２に直流電力を供給するようになっている。３相交流電源電圧とコンデンサ２の両方の電圧を電圧検出回路４で検出し、この検出電圧信号をＡＤ変換してＣＰＵ５へ入力する。ＣＰＵ５は、電圧検出回路４からの電圧検出信号に基づき所定の演算をしてサイリスタドライバ６を介してサイリスタ・モジュール３のゲートへゲートパルス信号を出力しサイリスタを点弧制御する。
図２はサイリスタコンバータ装置において、サイリスタがオフの時の検出電圧波形と線間電圧波形であり、上図がＮ側サイリスタをダイオードとした場合の電圧検出回路４で検出された商用交流電源１の電圧を分圧したＮ側基準の検出電圧波形ＶＲ、ＶＳ、ＶＴであり、下図がＣＰＵ５によってＶＲ、ＶＳ、ＶＴを用いて演算された線間電圧波形ＶＲＳ、ＶＳＴ、ＶＴＲである。
図３はサイリスタコンバータ装置において、サイリスタが点弧時の検出電圧波形と線間電圧波形とコンデンサ電圧とＰＮ母線電流の状態を示している。
図４は本発明のコンデンサ充電電圧を制御する上で用いるコサインカーブである。図において、ＶＰＮはコンデンサ電圧、ΔＶＲＥＦは電源電圧とコンデンサ電圧との差電圧、ΔＶＲＥＱはコンデンサ充電調整係数、ΔＶＭＩＮはコンデンサ充電必要十分差電圧、ΔＶＰＥＡＫは線間電圧ピーク値である。曲線ａは、線間電圧波形に所望のコンデンサ電圧にするための必要な差電圧ΔＶＲＥＱを掛けて線間電圧波形のピーク値ＶＰＥＡＫで割った曲線である。曲線ｂは曲線ａをＶＰＮ方向に係数倍し、曲線ｃは曲線ａをΔＶＲＥＦ方向にΔＶＭＩＮを加算し、曲線ｄは曲線ｂと曲線ｃのΔＶＲＥＦ方向で低い値を取り曲線でつないだものである。
図５はサイリスタコンバータ装置において本発明を実施する処理手順を示すフローチャートである。この図を用いて本発明の方法を順を追って説明する。
図６は本発明の方法を適用するサイリスタコンバータ装置の電流回路図である。図において、７は交流電源、８は突入電流ｉ、９はリアクタンスＬ、１０は抵抗Ｒ、１１はサイリスタＴＨ、１２はコンデンサＣである。
はじめに図１において、商用交流電源１とコンデンサ２の電圧を電圧検出回路４にて検出し、ＣＰＵのＡ／Ｄコンバータで変換処理した３相交流電源電圧とコンデンサ電圧をそれぞれＶＲ、ＶＳ、ＶＴ、ＶＰＮとする。この検出電圧ＶＲ、ＶＳ、ＶＴから線間電圧ＶＲＳ、ＶＳＴ、ＶＴＲを下記のようにして求める（ステップ１）。
ＶＲＳ＝ＶＲ−ＶＳ
ＶＳＴ＝ＶＳ−ＶＴ
ＶＴＲ＝ＶＴ−ＶＲ
すると、図２のように３相検出電圧波形から線間電圧波形が求められる。この線間電圧を制御演算で用いることにより３相検出電圧をそのまま用いるよりもＮ側電圧動揺やノイズが相殺されて正しい電源電圧を得ることができる。次に線間電圧が減少傾向にある時にサイリスタを点弧しなければならないので前回サイリスタ点弧相の線間電圧の符号が変化した時を基準として、周波数５０Ｈｚの交流電源であれば１．６７ｍｓ、６０Ｈｚであれば１．３９ｍｓの時間監視を行う（ステップ２）。この時間経過後、コンデンサ電圧ＶＰＮからコサインデーブルを用いて差電圧ΔＶＲＥＦを求める（ステップ３）。ここで図４を用いてコサインテーブルの導出方法を記す。まず本発明を実施するシステムの電流回路は図６のようになり、その回路方程式が下記のように表わされる。
Ｌ・ｄｉ／ｄｔ＋Ｒ・ｉ＋１／Ｃ・∫ｉ・ｄｔ＝ｖ
上式において所望のコンデンサ電圧を得るには∫ｉ・ｄｔを調整する必要があり、制御できるのは電源電圧とコンデンサ電圧の差電圧ΔＶＲＥＦ、すなわちサイリスタＴＨのスイッチング制御のみである。このΔＶＲＥＦを一定値にしてしまうと線間電圧の傾きの差から電圧が高くなるにつれて傾きは小さくなるので、逆に∫ｉ・ｄｔは増えてしまう。そこで図４のような線間電圧（コンデンサ電圧ＶＰＮ）が高くなるにつれてΔＶＲＥＦが減少する曲線が必要となる。図において曲線ａは線間電圧波形に所望のコンデンサ電圧にするための必要な差電圧ΔＶＲＥＱを掛けて線間電圧波形のピーク値ＶＰＥＡＫで割った曲線である。この曲線ａを基本曲線としてコンデンサ電圧方向に係数倍したのが曲線ｂである。この曲線ｂはＣＰＵによる制御演算遅れを補償するものである。また、線間電圧が高くなるにつれてｄｖ／ｄｔが小さくなり、先に述べたように電流が増えすぎるため、コンデンサを充電するのに必要十分である電圧ΔＶＭＩＮの曲線ｃで制限をかける。この曲線ｂと曲線ｃをつないだ曲線ｄが目的のコサインカーブとなる。
図２にもどって、このコサインカーブを用いて求められたΔＶＲＥＦ以下に点弧相の線間電圧が達したなら（ステップ４）、サイリスタの点弧を開始し（ステップ７）、次の点弧相の線間電圧の監視に移る（ステップ８）というサイクルを繰り返し、線間電圧ピークまでコンデンサ電圧を上げていく。
このように、ΔＶＲＥＱを任意で決めてやることによりコサインカーブを用いることで差電圧ΔＶＲＥＦが求められ、コンデンサ電圧を上げるための電流量を調整することができ、また、このコサインカーブをテーブル処理としてＲＯＭ化（前記曲線ｄをテーブルデータとしたＲＯＭを備える）することで、ＣＰＵの負荷率低減にもつながる。
図５の点線内が実施例２の内容である。図３のようにサイリスタ点弧中は突入電流ｉが流れれば流れるほどＬ・ｄｉ／ｄｔが増えて、電圧降下を起こし線間電圧波形の歪みが発生し、また、検出電圧波形にノイズが重畳した場合、正常な正弦波波形が得られなくなる。このような時、コサインカーブより求められた差電圧ΔＶＲＥＦと線間電圧との比較において、線間電圧波形の歪みにより通常よりも早い段階でΔＶＲＥＦよりも線間電圧が低いと判断してしまい、サイリスタを点弧させ、過電流を起こしてしまう可能性がある。そこで前回のサイリスタの点弧タイミングを記憶しておき、それより早いタイミング（ここでは０．５ｍｓとする）でサイリスタを点弧させるような算出結果となった場合（ステップ５）には、前回の点弧開始時間よりも１制御周期早めた時間（ステップ６）をもってサイリスタの点弧を開始する（ステップ７）。
このようにノイズなどにより誤ったタイミングでサイリスタの点弧を開始するように判断した時、前回の正しい点弧情報を用いることで、コンデンサの充電を止めることなく、また、徐々にコンデンサ電圧を上げていくことができるので、コンバータ装置を用いたシステムを停止させることを回避することができる。
このようにノイズなどにより誤ったタイミングでサイリスタの点弧を開始するように判断した時、前回の正しい点弧情報を用いることで、コンデンサの充電を止めることなく、また、徐々にコンデンサ電圧を上げていくことができるので、コンバータ装置を用いたシステムを停止させることを回避することができる。
交流電源、コンバータシステムにあわせて設定値を決めることができるため、突入電流を抑えることやコンデンサの充電時間を調整することができ、コンバータを用いるインバータなどに適用できる。
１ 交流電源
２ コンデンサ
３ サイリスタ・モジュール
４ 電圧検出回路
５ ＣＰＵ
６ サイリスタドライバ
７ 交流電源ｖ
８ 突入電流ｉ
９ リアクタンスＬ
１０ 抵抗Ｒ
１１ サイリスタＴＨ
１２ コンデンサＣ
２ コンデンサ
３ サイリスタ・モジュール
４ 電圧検出回路
５ ＣＰＵ
６ サイリスタドライバ
７ 交流電源ｖ
８ 突入電流ｉ
９ リアクタンスＬ
１０ 抵抗Ｒ
１１ サイリスタＴＨ
１２ コンデンサＣ
Claims (4)
- 交流電圧を整流するサイリスタと、そのサイリスタを駆動するためサイリスタドライバへオンオフ制御信号を出力するＣＰＵと、交流電圧とコンデンサ充電電圧を測定するための電圧検出センサと、直流回路に接続されたコンデンサとを備えたサイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法において、
前記交流電圧と前記コンデンサ充電電圧を電圧検出センサで測定し、サイリスタ点弧相電圧とコンデンサ充電電圧との差電圧を求め、
前記サイリスタ点弧相電圧が前記差電圧より求められる特定電圧以下になった場合のみ前記サイリスタを点弧することを特徴とするサイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法。 - 前記サイリスタの点弧開始間隔が、前回点弧開始間隔から所定時間を減じた時間以上の場合は、前回点弧開始カウンタ値から１を減じることにより前回の点弧開始時間よりも１制御周期早めて前記サイリスタを点弧することを特徴とする請求項１記載のサイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法。
- 線間電圧波形に所望のコンデンサ電圧にするための必要な差電圧（ΔＶＲＥＱ）を掛けて線間電圧波形のピーク値ＶＰＥＡＫで割ったコンデンサ電圧（ＶＰＮ）対差電圧（ΔＶＲＥＦ）曲線ａを求め、
ＣＰＵによる制御演算遅れを補償するため、前記曲線ａをコンデンサ電圧（ＶＰＮ）方向に係数倍した曲線ｂを求め、
前記曲線ａにコンデンサを充電するのに必要十分である電圧（ΔＶＭＩＮ）を加算した曲線ｃを求め、
コンデンサ充電電圧（ＶＰＮ）が低い領域では前記曲線ｂを用い、高い領域では前記曲線ｃを用いた曲線ｄを求めることを特徴とする請求項１記載のサイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法。 - 前記曲線ｄをテーブルデータとしたＲＯＭを備えることを特徴とする請求項３記載のサイリスタコンバータ装置のコンデンサ充電制御方法。
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