JPS645324B2 - - Google Patents
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- JPS645324B2 JPS645324B2 JP15929481A JP15929481A JPS645324B2 JP S645324 B2 JPS645324 B2 JP S645324B2 JP 15929481 A JP15929481 A JP 15929481A JP 15929481 A JP15929481 A JP 15929481A JP S645324 B2 JPS645324 B2 JP S645324B2
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- 238000010304 firing Methods 0.000 description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
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- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 4
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Motor And Converter Starters (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は点弧位相制御により誘導負荷に供給す
る電力を可変できる電力変換器の電流制御装置に
関する。
る電力を可変できる電力変換器の電流制御装置に
関する。
良く知られているように、点弧位相制御により
負荷に供給する電力を可変できる電力変換器は各
種の分野で広く用いられている。例えば、サイリ
スタをグレーツ結線した電力変換器で直流電動機
を駆動している。電力変換器で負荷を駆動する場
合、負荷電流を所定値に制御することが行われ
る。負荷電流の制御は電流制御回路で行われる。
電流制御回路は負荷電流の平均値が所定値になる
ように制御する。具体的には電流指令値と実際値
を比較して実際値が指令値と一致するように制御
する。
負荷に供給する電力を可変できる電力変換器は各
種の分野で広く用いられている。例えば、サイリ
スタをグレーツ結線した電力変換器で直流電動機
を駆動している。電力変換器で負荷を駆動する場
合、負荷電流を所定値に制御することが行われ
る。負荷電流の制御は電流制御回路で行われる。
電流制御回路は負荷電流の平均値が所定値になる
ように制御する。具体的には電流指令値と実際値
を比較して実際値が指令値と一致するように制御
する。
一方、電力変換器はサイリスタなどのスイツチ
ング動作によつて負荷電流を制御する。負荷電流
は電力変換器のスイツチング動作によつて脈動す
るようになる。負荷電流が脈動すると平均値を正
しく検出できなくなる。このため、負荷電流を検
出するとフイルターで平滑し、電流制御回路に電
流実際値として帰還するようにしている。しかし
ながら、フイルターの時間遅れのため制御の応答
性が低下するのを免れない。また、近年は高応答
性が要求されるようになつてきており、これを満
足するため前向きゲインを大きくするとフイルタ
ーによる後向きの時間遅れのため制御が不安定と
なる。
ング動作によつて負荷電流を制御する。負荷電流
は電力変換器のスイツチング動作によつて脈動す
るようになる。負荷電流が脈動すると平均値を正
しく検出できなくなる。このため、負荷電流を検
出するとフイルターで平滑し、電流制御回路に電
流実際値として帰還するようにしている。しかし
ながら、フイルターの時間遅れのため制御の応答
性が低下するのを免れない。また、近年は高応答
性が要求されるようになつてきており、これを満
足するため前向きゲインを大きくするとフイルタ
ーによる後向きの時間遅れのため制御が不安定と
なる。
本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするところは負荷電流の制御を応答性良
く安定に行える電力変換器の電流制御装置を提供
することにある。
の目的とするところは負荷電流の制御を応答性良
く安定に行える電力変換器の電流制御装置を提供
することにある。
本発明の特徴とするところは電力変換器を位相
制御するために与えるゲートパルスのパルス発生
時点間の電流差に基づき負荷電流の変化分を制御
する電流レート制御手段を負荷電流の平均値を制
御する電流制御手段のマイナーループに設けたこ
とにある。
制御するために与えるゲートパルスのパルス発生
時点間の電流差に基づき負荷電流の変化分を制御
する電流レート制御手段を負荷電流の平均値を制
御する電流制御手段のマイナーループに設けたこ
とにある。
本発明の一実施例を第１図に示す。
第１図はサイリスタをグレーツ結線した電力変
換器で直流電動機を駆動する場合の実施例であ
る。
換器で直流電動機を駆動する場合の実施例であ
る。
第１図において、電力変換器１はサイリスタS1
〜S6をグレーツ結線して構成され、直流電動機２
を駆動する。直流電動機２に流れる電流Ｉは電流
検出器４に検出されフイルター６と電流変化検出
回路８に加えられる。フイルター６は電流Ｉを平
滑し平均値電流IMを出力する。電流指令値IMC
と実際値IMが比較器２０で比較され、その偏差
が電流制御回路５に加えられる。電流制御回路５
は直流電動機２に流れる電流の平均値を制御する
もので、電流偏差ΔIに応じて補償演算（例えば
比例補償）を行い電流レート指令値IRCを出力す
る。一方、電流変化検出回路８はゲートパルス発
生回路９が点弧パルスPS1〜PS6（これを点弧パル
スＰとして図示している）の各パルスを発生する
毎に電流Ｉを取込み、今回値と前回値の変化分
（点弧パルス発生時点間の電流差）IRFを出力す
る。電流レート指令値IRCと変化値IRFは比較器
２１で比較され電流レート制御回路７に加えられ
る。電流レート制御回路７は補償演算を行い、点
弧角指令αを出力する。電流レート制御回路７の
補償演算は比例補償、積分補償のいずれでも良い
が、前段に微分補償（電流変化検出回路８）があ
るので安定性の点から積分補償が望ましい。ゲー
トパルス発生回路９は点弧角指令αに応じた位相
で電力変換器１のサイリスタS1〜S6に点弧パルス
PS1〜PS6を与える。電力変換器１に点弧パルスを
与えることにより交流電源３から直流電動機２に
直流電圧が印加される。
〜S6をグレーツ結線して構成され、直流電動機２
を駆動する。直流電動機２に流れる電流Ｉは電流
検出器４に検出されフイルター６と電流変化検出
回路８に加えられる。フイルター６は電流Ｉを平
滑し平均値電流IMを出力する。電流指令値IMC
と実際値IMが比較器２０で比較され、その偏差
が電流制御回路５に加えられる。電流制御回路５
は直流電動機２に流れる電流の平均値を制御する
もので、電流偏差ΔIに応じて補償演算（例えば
比例補償）を行い電流レート指令値IRCを出力す
る。一方、電流変化検出回路８はゲートパルス発
生回路９が点弧パルスPS1〜PS6（これを点弧パル
スＰとして図示している）の各パルスを発生する
毎に電流Ｉを取込み、今回値と前回値の変化分
（点弧パルス発生時点間の電流差）IRFを出力す
る。電流レート指令値IRCと変化値IRFは比較器
２１で比較され電流レート制御回路７に加えられ
る。電流レート制御回路７は補償演算を行い、点
弧角指令αを出力する。電流レート制御回路７の
補償演算は比例補償、積分補償のいずれでも良い
が、前段に微分補償（電流変化検出回路８）があ
るので安定性の点から積分補償が望ましい。ゲー
トパルス発生回路９は点弧角指令αに応じた位相
で電力変換器１のサイリスタS1〜S6に点弧パルス
PS1〜PS6を与える。電力変換器１に点弧パルスを
与えることにより交流電源３から直流電動機２に
直流電圧が印加される。
第２図は電流変化検出回路８の一例であり、単
安定回路１０，１１、サンプルホールド回路１
２，１３および減算器１４とから構成される。
安定回路１０，１１、サンプルホールド回路１
２，１３および減算器１４とから構成される。
以下、その動作を第３図、第４図を参照して説
明する。
明する。
今、電流指令値IMCを第３図の如くステツプ
状に増加させると電流制御回路５は第３図の如き
電流レート指令値IRCを出力する。電流レート制
御回路７は電流レート指令値IRCと後述するよう
にして得られる点弧パルス一周期間の電流変化値
IRFの差に基づいた点弧角指令αを出力する。ゲ
ートパルス発生回路９は点弧角指令αに応じた点
弧角で電力変換器１のサイリスタS1〜S6に点弧パ
ルスを与える。これにより、電流Ｉは図示の如く
脈動しながら増加する。フイルタ６から得られる
平均値電流IMは図示の如く増加する。電流制御
回路５は電流実際値IMと指令値IMCとの偏差ΔI
がΔISになると電流レート指令値IRCを漸次減少
させる。
状に増加させると電流制御回路５は第３図の如き
電流レート指令値IRCを出力する。電流レート制
御回路７は電流レート指令値IRCと後述するよう
にして得られる点弧パルス一周期間の電流変化値
IRFの差に基づいた点弧角指令αを出力する。ゲ
ートパルス発生回路９は点弧角指令αに応じた点
弧角で電力変換器１のサイリスタS1〜S6に点弧パ
ルスを与える。これにより、電流Ｉは図示の如く
脈動しながら増加する。フイルタ６から得られる
平均値電流IMは図示の如く増加する。電流制御
回路５は電流実際値IMと指令値IMCとの偏差ΔI
がΔISになると電流レート指令値IRCを漸次減少
させる。
さて、このようにして直流電動機２の電流を制
御する際、電流変化検出回路８は次のような動作
を行い点弧パルスの一周期間の電流変化値IRFを
出力する。
御する際、電流変化検出回路８は次のような動作
を行い点弧パルスの一周期間の電流変化値IRFを
出力する。
ゲートパルス発生回路９が点弧パルスＰ（＝PS1
〜PS6）を発生すると、単安定回路１０，１１は
第４図に示す如きパルスP1，P2を出力する。こ
れらのパルスP1，P2は数十μs程度の幅であり、
パルスP1の立ち下りに同期してパルスP2が発生
するようになつている。パルスP1はサンプルホ
ールド回路１２のホールドパルスとして、またパ
ルスP2はサンプルホールド回路１３のホールド
パルスとして用いられる。パルスP2が発生した
時にサンプルホールド回路１３は電流検出器４で
検出された電流Ｉを保持する。即ち、点弧パルス
Ｐの発生時点の電流値を保持することになる。一
方、サンプルホールド回路１２はパルスP1の発
生時点の減算器１４の減算値を保持する。第４図
に示すようにパルスP1の発生時点におけるサン
プルホールド回路１３の出力IPは前回の点弧パ
ルス発生時点の電流を保持している。したがつ
て、減算器１４の出力は前回のパルス発生時点の
電流と現時点の電流の差となる。サンプルホール
ド回路１２はパルスP1を与えられると減算器１
４の出力を保持するので、その出力IRFは前回の
パルス発生時点の電流値と今回のパルス発生時点
の電流値の差、つまり点弧パルスを発生する一周
期間の電流値の差となる。パルスP1の発生後に
すぐにパルスP2が出力され、新しい値をサンプ
ルホールド回路１３は保持する。このような動作
を繰り返すことで、電流変化検出回路８は点弧パ
ルスを発生する一周期間の変化分を演算して出力
する。なお、パルスP1の発生時点の電流Ｉと、
パルスP2の発生時点の電流Ｉとは厳密な意味で
は異なつているが、点弧パルスＰの間隔が数ｍｓ
あるのに、P1とP2の間隔ずれは数十μs程度であ
り、ほとんど無視できる。このことから、パルス
P1，P2が発生した時点を点弧時点電流と考える
ことがきる。
〜PS6）を発生すると、単安定回路１０，１１は
第４図に示す如きパルスP1，P2を出力する。こ
れらのパルスP1，P2は数十μs程度の幅であり、
パルスP1の立ち下りに同期してパルスP2が発生
するようになつている。パルスP1はサンプルホ
ールド回路１２のホールドパルスとして、またパ
ルスP2はサンプルホールド回路１３のホールド
パルスとして用いられる。パルスP2が発生した
時にサンプルホールド回路１３は電流検出器４で
検出された電流Ｉを保持する。即ち、点弧パルス
Ｐの発生時点の電流値を保持することになる。一
方、サンプルホールド回路１２はパルスP1の発
生時点の減算器１４の減算値を保持する。第４図
に示すようにパルスP1の発生時点におけるサン
プルホールド回路１３の出力IPは前回の点弧パ
ルス発生時点の電流を保持している。したがつ
て、減算器１４の出力は前回のパルス発生時点の
電流と現時点の電流の差となる。サンプルホール
ド回路１２はパルスP1を与えられると減算器１
４の出力を保持するので、その出力IRFは前回の
パルス発生時点の電流値と今回のパルス発生時点
の電流値の差、つまり点弧パルスを発生する一周
期間の電流値の差となる。パルスP1の発生後に
すぐにパルスP2が出力され、新しい値をサンプ
ルホールド回路１３は保持する。このような動作
を繰り返すことで、電流変化検出回路８は点弧パ
ルスを発生する一周期間の変化分を演算して出力
する。なお、パルスP1の発生時点の電流Ｉと、
パルスP2の発生時点の電流Ｉとは厳密な意味で
は異なつているが、点弧パルスＰの間隔が数ｍｓ
あるのに、P1とP2の間隔ずれは数十μs程度であ
り、ほとんど無視できる。このことから、パルス
P1，P2が発生した時点を点弧時点電流と考える
ことがきる。
ここで、電流変化値（電流レート検出値）IRF
を点弧パルス一周期間で求めた理由を説明する。
を点弧パルス一周期間で求めた理由を説明する。
電力変換器１に点弧パルスを与えた点弧時点の
電流Ｉは電流レート制御回路７が点弧角指令αを
設定したことによつてのみ決まる値である。これ
に対して、点弧パルスを与えてから次に点弧パル
スを与えるまでの点弧パルス発生時点間の電流値
は点弧時点の電流を初期値として、抵抗とインダ
クタンスによる主回路定数、電源電圧、負荷の逆
起電圧などのパラメータによつて変動する。点弧
パルス発生時点間の任意２点間の負荷電流を用い
て電流レートを検出するとパラメータの変動分を
含み、電流レート制御回路７への電流レート帰還
信号として必要な電流レート制御のみの影響を受
けた電流レートを検出することが困難である。し
たがつて、電流レート制御のみによつて決まる電
流値である点弧時点の電流値によつて点弧パルス
一周期間の電流変化値IRFを検出する必要があ
る。このような理由によつて点弧パルス一周期間
の電流差（電流レート検出値）を求めるようにし
ている。
電流Ｉは電流レート制御回路７が点弧角指令αを
設定したことによつてのみ決まる値である。これ
に対して、点弧パルスを与えてから次に点弧パル
スを与えるまでの点弧パルス発生時点間の電流値
は点弧時点の電流を初期値として、抵抗とインダ
クタンスによる主回路定数、電源電圧、負荷の逆
起電圧などのパラメータによつて変動する。点弧
パルス発生時点間の任意２点間の負荷電流を用い
て電流レートを検出するとパラメータの変動分を
含み、電流レート制御回路７への電流レート帰還
信号として必要な電流レート制御のみの影響を受
けた電流レートを検出することが困難である。し
たがつて、電流レート制御のみによつて決まる電
流値である点弧時点の電流値によつて点弧パルス
一周期間の電流変化値IRFを検出する必要があ
る。このような理由によつて点弧パルス一周期間
の電流差（電流レート検出値）を求めるようにし
ている。
なお、一周期間としたのは応答性を向上させる
ためである。
ためである。
このように、電流変化検出回路８は点弧パルス
を発生する毎に、前回の点弧パルス発生時点の電
流値との変化分を出力する。このために、第５図
のように、点弧パルス間の電流の平均値が同ず動
作波形であつても、変化値IRFによつて電流Ｉが
増加しているか、減少しているか、又は変化して
いないかがわかる。このことから、電流制御回路
５のゲインを高くとつて応答を早めても、安定に
制御できる。
を発生する毎に、前回の点弧パルス発生時点の電
流値との変化分を出力する。このために、第５図
のように、点弧パルス間の電流の平均値が同ず動
作波形であつても、変化値IRFによつて電流Ｉが
増加しているか、減少しているか、又は変化して
いないかがわかる。このことから、電流制御回路
５のゲインを高くとつて応答を早めても、安定に
制御できる。
これに対し、例えばIRFを用いずに電流制御回
路５の出力IRCで直接にゲートパルス発生回路９
を動作させ、電流制御を行うと、第５図ａ，ｂの
場合には応答性または安定性が悪くなる。即ち、
電流指令値IMCがステツプ状に増加した場合を
考えると、第５図の３つの波形では平均値が一定
であるので、電流制御回路５は第５図ａ，ｂ，ｃ
の状態に対し同じ点弧位相で制御するように動作
する。しかし、第５図ａの波形では電流は減少す
る方向であるので、同じ点弧位相で制御したので
は電流がなかなか増加せずに応答性が悪くなる。
また、第５図ｂの波形では電流が増加する方向が
あるので、電流が流れすぎてオーバーシユートが
生じ、安定性が悪くなる。このように、平均電流
のみを制御したのでは電流の変化状況の違いを把
握できずに応答性又は安定性が悪くなる。
路５の出力IRCで直接にゲートパルス発生回路９
を動作させ、電流制御を行うと、第５図ａ，ｂの
場合には応答性または安定性が悪くなる。即ち、
電流指令値IMCがステツプ状に増加した場合を
考えると、第５図の３つの波形では平均値が一定
であるので、電流制御回路５は第５図ａ，ｂ，ｃ
の状態に対し同じ点弧位相で制御するように動作
する。しかし、第５図ａの波形では電流は減少す
る方向であるので、同じ点弧位相で制御したので
は電流がなかなか増加せずに応答性が悪くなる。
また、第５図ｂの波形では電流が増加する方向が
あるので、電流が流れすぎてオーバーシユートが
生じ、安定性が悪くなる。このように、平均電流
のみを制御したのでは電流の変化状況の違いを把
握できずに応答性又は安定性が悪くなる。
又、点弧パルス発生時点の電流値は、制御系が
自分で決めた点弧位相角によつて決められる電流
値であり、電力変換器１及び直流電動機２等の主
回路定数に影響されない。例えば、第４図の任意
の２点の電流値の変化をみると、それは主回路定
数を検出していることになり制御系の特性改善に
は効果がない。
自分で決めた点弧位相角によつて決められる電流
値であり、電力変換器１及び直流電動機２等の主
回路定数に影響されない。例えば、第４図の任意
の２点の電流値の変化をみると、それは主回路定
数を検出していることになり制御系の特性改善に
は効果がない。
このように、電流変化検出回路８を設けること
で、電流変化分を点弧パルス発生毎に瞬時に検出
できるので、電流レート制御を高速応答化でき
る。又、電流の増減方向を高速に調整できる電流
レート制御系をマイナーループとしているので、
電流制御回路５のゲインを高くとつても安定な制
御が可能となる。このことから、目標とする電流
値に高速応答で、かつ精度良く制御できる。
で、電流変化分を点弧パルス発生毎に瞬時に検出
できるので、電流レート制御を高速応答化でき
る。又、電流の増減方向を高速に調整できる電流
レート制御系をマイナーループとしているので、
電流制御回路５のゲインを高くとつても安定な制
御が可能となる。このことから、目標とする電流
値に高速応答で、かつ精度良く制御できる。
第６図は本発明による電流制御装置の他の実施
例である。第１図と同じ記号のものは相当物を示
す。又、第１図と異なつているのは電流制御回路
５をリミツタの付いた増幅器１５で構成したもの
である。第７図のように、電流指令値IMCをス
テツプ状に変化させると、フイルタ６からの実際
値IMと指令値IMCの差は大きくなる。今、この
差がI0以上だと増幅器１５の出力はリミツタ値Ｌ
になつている。この結果、電流レート指令IRCは
一定となり、第７図のように点弧時点電流値の変
化分が一定で電流Ｉが増加する。そして、指令値
IMCと実際値IMの差が一定値I0以下になつた時
間TR後に、電流レート指令値IRCは徐徐に小さ
くなり、IMCとＩの平均値はほぼ等しい点で平
衡状態となる。
例である。第１図と同じ記号のものは相当物を示
す。又、第１図と異なつているのは電流制御回路
５をリミツタの付いた増幅器１５で構成したもの
である。第７図のように、電流指令値IMCをス
テツプ状に変化させると、フイルタ６からの実際
値IMと指令値IMCの差は大きくなる。今、この
差がI0以上だと増幅器１５の出力はリミツタ値Ｌ
になつている。この結果、電流レート指令IRCは
一定となり、第７図のように点弧時点電流値の変
化分が一定で電流Ｉが増加する。そして、指令値
IMCと実際値IMの差が一定値I0以下になつた時
間TR後に、電流レート指令値IRCは徐徐に小さ
くなり、IMCとＩの平均値はほぼ等しい点で平
衡状態となる。
このように、第６図の構成にすると、直流電動
機２に流れる電流を一定の傾斜以下で増減でき、
直流電動機２の整流を保護できる。又、第６図の
リミツタ値Ｌを変更するだけで電流のレートを変
更でき調整も簡単である。
機２に流れる電流を一定の傾斜以下で増減でき、
直流電動機２の整流を保護できる。又、第６図の
リミツタ値Ｌを変更するだけで電流のレートを変
更でき調整も簡単である。
更に、第８図に本発明による電流制御装置の他
の一実施例を示す。第１図と同じ記号のものは相
当物を示す。第７図の特徴は、電流制御演算をマ
イクロコンピユータ１６で行つている点である。
その他、デイジタル式ゲートパルス発生回路１
７、Ａ／Ｄ変換器１８，１９がある。マイクロコ
ンピユータ１６は点弧パルスＰが発生する毎に第
９図の処理を実行する。
の一実施例を示す。第１図と同じ記号のものは相
当物を示す。第７図の特徴は、電流制御演算をマ
イクロコンピユータ１６で行つている点である。
その他、デイジタル式ゲートパルス発生回路１
７、Ａ／Ｄ変換器１８，１９がある。マイクロコ
ンピユータ１６は点弧パルスＰが発生する毎に第
９図の処理を実行する。
最初に、電流Ｉの瞬時値をＡ／Ｄ変換器１８を
介して取り込む。第９図の処理が点弧パルス発生
時点であるので、この値は第４図で示したIPと
同じ値となる。ここで、IP（ｎ）のｎはｎ回目の
データを意味している。又、そ他のIM（ｎ）等も
同じ意味を示す。次に、電流Ｉの平均値をフイル
タ６、Ａ／Ｄ変換器１９を介してIM（ｎ）として
取り込む。更に、電流指令IMC（ｎ）を取り込
む。これらの処理をステツプ30で行う。次にステ
ツプ32において前回の点弧パルス発生時点の電流
値IP（ｎ−１）とIP（ｎ）との差IRF（ｎ）を求め
る。ステツプ34で電流指令IMC（ｎ）と検出値IM
（ｎ）との差を取り、電流偏差ΔI（ｎ）を求める。
そしてΔI（ｎ）と一定値I0との大小比較を行う。
もし、ΔI（ｎ）がI0より大きいときには、ステツ
プ38において電流レート指令IRC（ｎ）をΔI（ｎ）
の符号sgnを含めそれぞれリミツツト値（最大
値）Ｌとする。又、ΔI（ｎ）がI0より小さいとき
には、ステツプ40で比例ゲインK1をΔI（ｎ）に掛
けて電流レート指令IRC（ｎ）とする。即ち、ス
テツプ36〜40からの処理は第６図の増幅器１５の
機能を行う。このようにして得られた電流レート
指令IRC（ｎ）とステツプ32で求めた点弧時点電
流の変化分IRF（ｎ）とを用い、ステツプ423の処
理を行い、点弧位相の設設定値α（ｎ）を求める。
ステツプ42の処理は積分補償と同じ機能であり、
K2はそのゲインである。このようにして得られ
たα（ｎ）をゲートパルス発生回路１７に設定す
ると、所望の点弧位相で点弧パルスが発生し、直
流電動機２に所望の電流が流れる。
介して取り込む。第９図の処理が点弧パルス発生
時点であるので、この値は第４図で示したIPと
同じ値となる。ここで、IP（ｎ）のｎはｎ回目の
データを意味している。又、そ他のIM（ｎ）等も
同じ意味を示す。次に、電流Ｉの平均値をフイル
タ６、Ａ／Ｄ変換器１９を介してIM（ｎ）として
取り込む。更に、電流指令IMC（ｎ）を取り込
む。これらの処理をステツプ30で行う。次にステ
ツプ32において前回の点弧パルス発生時点の電流
値IP（ｎ−１）とIP（ｎ）との差IRF（ｎ）を求め
る。ステツプ34で電流指令IMC（ｎ）と検出値IM
（ｎ）との差を取り、電流偏差ΔI（ｎ）を求める。
そしてΔI（ｎ）と一定値I0との大小比較を行う。
もし、ΔI（ｎ）がI0より大きいときには、ステツ
プ38において電流レート指令IRC（ｎ）をΔI（ｎ）
の符号sgnを含めそれぞれリミツツト値（最大
値）Ｌとする。又、ΔI（ｎ）がI0より小さいとき
には、ステツプ40で比例ゲインK1をΔI（ｎ）に掛
けて電流レート指令IRC（ｎ）とする。即ち、ス
テツプ36〜40からの処理は第６図の増幅器１５の
機能を行う。このようにして得られた電流レート
指令IRC（ｎ）とステツプ32で求めた点弧時点電
流の変化分IRF（ｎ）とを用い、ステツプ423の処
理を行い、点弧位相の設設定値α（ｎ）を求める。
ステツプ42の処理は積分補償と同じ機能であり、
K2はそのゲインである。このようにして得られ
たα（ｎ）をゲートパルス発生回路１７に設定す
ると、所望の点弧位相で点弧パルスが発生し、直
流電動機２に所望の電流が流れる。
このように、マイクロコンピユータ１６を用い
て、かつ点弧パルス発生毎に処理を行うと、点弧
時点電流値及びその変化分の検出が容易となり、
構成も簡単となる。又、マイクロコンピユータ１
６の処理も点弧パルス発生毎に１回だけ第９図の
ような処理を行えばよいので比較的処理速度の遅
いマイクロコンピユータでも処理できる効果を有
する。
て、かつ点弧パルス発生毎に処理を行うと、点弧
時点電流値及びその変化分の検出が容易となり、
構成も簡単となる。又、マイクロコンピユータ１
６の処理も点弧パルス発生毎に１回だけ第９図の
ような処理を行えばよいので比較的処理速度の遅
いマイクロコンピユータでも処理できる効果を有
する。
以上の各実施例では、電力変換器として３相全
波位相制御回路を例を掲げ説明したが、相数を限
定する必要のないことは明白である。又、他の電
力変換器、例えばチヨツパ回路の場合は、チヨツ
パ周期（又はチヨツパをオフする時点毎）毎の時
点を前述した点弧パルス発生時点と考えればよ
い。更に、インバータ、サイクロコンバータ等も
それぞれの半導体スイツチをオンする時点、又は
オフする時点を前述した点弧パルス発生時点と考
えれば本発明が適用できる。
波位相制御回路を例を掲げ説明したが、相数を限
定する必要のないことは明白である。又、他の電
力変換器、例えばチヨツパ回路の場合は、チヨツ
パ周期（又はチヨツパをオフする時点毎）毎の時
点を前述した点弧パルス発生時点と考えればよ
い。更に、インバータ、サイクロコンバータ等も
それぞれの半導体スイツチをオンする時点、又は
オフする時点を前述した点弧パルス発生時点と考
えれば本発明が適用できる。
更に、点弧パルス発生時点より一定時間だけず
れた時点での電流値の変化分を電流レート制御回
路のフイードバツク値を用いたとしても、特性が
多少変わるが同様な効果が得られ、本発明が適用
できることは明白である。
れた時点での電流値の変化分を電流レート制御回
路のフイードバツク値を用いたとしても、特性が
多少変わるが同様な効果が得られ、本発明が適用
できることは明白である。
本発明によると、半導体スイツチの繰り返し周
期点における電流値の変化分を制御する電流レー
ト制御回路をマイナーループとして備えているの
で、電流の平均値制御が応答良く、かつ安定に行
える効果を有する。
期点における電流値の変化分を制御する電流レー
ト制御回路をマイナーループとして備えているの
で、電流の平均値制御が応答良く、かつ安定に行
える効果を有する。
第１図は本発明になる電力変換器の電流制御装
置の一実施例を示すブロツク構成図、第２図は第
１図の電流変化分検出回路の一実施例を示すブロ
ツク構成図、第３図、第４図は動作波形例を示す
タイムチヤート、第５図は本発明の効果を示すた
めの説明図、第６図は本発明になる電力変換器の
電流制御装置の他の一実施例を示すブロツク構成
図、第７図は第６図の動作波形を示すタイムチヤ
ート、第８図は本発明になる電力変換器の電流制
御装置の他の一実施例を示すブロツク構成図、第
９図は第８図のマイクロコンピユータの処理内容
を示すフローチヤートである。 １……電力変換器、２……直流電動機、５……
電流制御回路、６……フイルタ、７……電流レー
ト制御回路、８……電流変化検出回路。
置の一実施例を示すブロツク構成図、第２図は第
１図の電流変化分検出回路の一実施例を示すブロ
ツク構成図、第３図、第４図は動作波形例を示す
タイムチヤート、第５図は本発明の効果を示すた
めの説明図、第６図は本発明になる電力変換器の
電流制御装置の他の一実施例を示すブロツク構成
図、第７図は第６図の動作波形を示すタイムチヤ
ート、第８図は本発明になる電力変換器の電流制
御装置の他の一実施例を示すブロツク構成図、第
９図は第８図のマイクロコンピユータの処理内容
を示すフローチヤートである。 １……電力変換器、２……直流電動機、５……
電流制御回路、６……フイルタ、７……電流レー
ト制御回路、８……電流変化検出回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電源と、該交流電源から供給される電力
の変換を行う電力変換器と、該電力変換器により
駆動される誘導負荷と、前記電力変換器に点弧パ
ルスを与え点弧位相制御を行うパルス発生手段
と、前記変換器に流れる電流を検出する電流検出
手段と、該電流検出手段で検出される変換器電流
の平均値が電流指令値となるよう制御する電流制
御手段と、該電流制御手段のマイナーループに設
けられ、前記パルス発生手段のパルス発生時点間
の電流差に基づき前記変換器電流の変化分を制御
する電流レート制御手段とを備え、該電流レート
制御手段は前記電流制御手段の出力信号を電流レ
ート指令値とし、前記パルス発生手段が次に発生
すべき点弧パルスの位相を制御するようにしたこ
とを特徴とする電力変換器の電流制御装置。 ２ 前記電流制御手段は飽和特性のある比例補償
を行なうものである第１項記載の電力変換器の電
流制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15929481A JPS5860326A (ja) | 1981-10-05 | 1981-10-05 | 電力変換器の電流制御装置 |
| US06/365,092 US4468724A (en) | 1981-04-08 | 1982-04-02 | Method and apparatus for controlling load current |
| DE3213057A DE3213057C2 (de) | 1981-04-08 | 1982-04-07 | Anordnung zum Regeln des Arbeitsstroms eines über einen Umformer an eine Stromquelle angeschlossenen Gleichstromverbrauchers |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15929481A JPS5860326A (ja) | 1981-10-05 | 1981-10-05 | 電力変換器の電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5860326A JPS5860326A (ja) | 1983-04-09 |
| JPS645324B2 true JPS645324B2 (ja) | 1989-01-30 |
Family
ID=15690643
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15929481A Granted JPS5860326A (ja) | 1981-04-08 | 1981-10-05 | 電力変換器の電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5860326A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102012205200B4 (de) | 2011-04-04 | 2020-06-18 | Denso Corporation | Kältemittelkreislaufvorrichtung |
-
1981
- 1981-10-05 JP JP15929481A patent/JPS5860326A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102012205200B4 (de) | 2011-04-04 | 2020-06-18 | Denso Corporation | Kältemittelkreislaufvorrichtung |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5860326A (ja) | 1983-04-09 |
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