JPS6353799B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は電力変換器の電流制御装置に係り、更
に詳しくは、サイリスタを用いて構成した電力変
換装置によつて直流電動機や誘導性負荷を駆動す
るのに好適な電力変換器の電流制御装置に関す
る。

〔発明の背景〕

良く知られているように、点弧位相制御により
負荷に供給する電力を可変できるサイリスタを用
いた電力変換器は各種の分野で広く用いられてい
る。例えば、サイリスタをグレーツ結線した電力
変換器は直流電動機を駆動するのに一般に使用さ
れている。サイリスタを用いた電力変換器で負荷
を駆動する場合、電力変換器の電流制御装置によ
つて負荷電流を所定値に制御することが一般に行
われる。電流制御装置は、負荷電流の平均値が所
定値になるように制御するもので、具体的には電
流指令値と電流帰還値を比較して、電流帰還値が
電流指令値と一致するように制御動作を行なう。

一方、サイリスタを用いた電力変換器は、サイ
リスタのスイツチング動作によつて負荷電流を制
御することから、負荷電流はスイツチング動作に
より脈動するようになる。負荷電流が脈動すると
平均値を正しく検出できなくなる。このため、負
荷電流をフイルタで平滑して、電流帰還値を得て
いる。しかし、平滑用のフイルタを用いると、そ
のフイルタの時間遅れのため、電流制御の応答性
が低下するのを免れない。この様な電流制御の時
間遅れは、近年の高速応答の要請を満足させる際
の問題点となつている。

一方、近年発達したマイクロコンピユータを電
力変換器の電流制御装置に用いて、デイジタル制
御を行い、制御機能や制御精度の向上が図られて
いる。即ち、クイクロコンピユータの判断機能や
データの記憶機能を活用して、制御精度を向上さ
せ、更に故障診断機能を付加したり、プラントを
管理する上位制御用計算機と直接接続することに
より、上位制御用計算機と電流制御装置との間に
おける指令・データなどの交換機能等が要求され
ている。

しかし、マイクロコンピユータでの演算は、時
分割処理によつて行なわれるため、電流制御演算
に要する演算時間が電流制御のむだ時間となり、
応答性を低下させる問題点がある。

上記、フイルタの時間遅れと演算時間によるむ
だ時間の影響を小さくできて、高応答性の得られ
る電力変換器の負荷電流制御方式としては従来、
昭和59年電気学会全国大会No.528に発表されてい
るものが知られている。これは、負荷電流の変化
率を制御する電流変化率制御手段を、負荷電流の
平均値を制御する電流制御のマイナーループに設
けて、フイルタの時間遅れにより電流制御が不安
定になるのを電流変化率制御手段によるダンピン
グ効果で安定化し、さらに演算時間によるむだ時
間の影響を、サイリスタをスイツチング動作させ
る点弧パルス発生時点の一定時間後に制御演算を
開始することによつて少なくしている。

しかし、この電力変換器の電流制御装置は、負
荷電流が連続して流れる電流連続状態では良い応
答が得られるが、負荷電流が小さい場合などで電
流が断続して流れる電流断続状態では電流変化率
制御によるダンピング効果のため、かえつて電流
応答が低下するという問題点がある。このような
問題点が生じるのは次の様な理由による。即ち、
電流連続状態でのサイリスタを用いた電力変換器
の負荷電流はスイツチング時点の点弧位相角だけ
では決らず、スイツチング時点に流れている負荷
電流の大きさも関係する。このため、点弧位相角
は電流の変化分によつて決める必要がある。これ
が、電流変化率制御手段を設けて制御を行えば、
電流制御を安定に高応答化できる理由となつてい
る。ところが電流断続状態では、サイリスタを用
いた電力変換器の負荷電流は、スイツチング時点
では零となるので、点弧位相角だけで決まつてし
まうのに対して、電流連続時と同じ電流変化率制
御を行つているためである。

〔発明の目的〕

本発明は、上記した問題点に鑑み成されたもの
で、その目的とするところはサイリスタを用いた
電力変換装置の負荷電流の制御を応答性を良く
し、特に電流断続状態でも電流応答性が低下する
ことのない電力変換器の電流制御装置を提供する
ことにある。

〔発明の概要〕

本発明の電力変換器の電流制御装置は、電力変
換器に点弧パルスを与えるパルス発生手段と、電
力変換器から誘導性負荷に供給される負荷電流を
検出し、電流検出信号として出力する電流検出手
段と、負荷電流の大きさを指示する電流指令信号
を出力する電流指令信号発生手段と、上記電流検
出信号と上記電流指令信号に基づいて、負荷電流
の平均値を制御する電流制御演算と、負荷電流の
変化率を制御する電流変化率制御演算とを、点弧
パルス発生後所定時間経過後に行ない、点弧位相
角を求め、パルス発生手段に供給するデイジタル
制御手段を備えたものであり、その特徴とすると
ころは、負荷電流が連続電流か断続電流かを検出
する第１の手段とし、第１の手段の検出結果から
負荷電流が電流断続状態にあると判断された場合
には、上記電流制御演算の結果のみに基づいて点
弧位相角を求める第２の手段とを備えていること
にある。

〔発明の実施例〕

以下、添付の図面に示す実施例により、更に詳
細に本発明について説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示す図である。
同図において、サイリスタ変換器１は交流電源２
から出力される交流電流を直流電流に変換する電
力変換器であり、変換された直流電流によつて直
流電動機３が駆動される。電流検出回路４はサイ
リスタ変換器１の負荷電流を検出するものであ
り、フイルタ５は電流検出回路４から出力される
電流検出信号に含まれる電流リツプルを平滑して
平均値をとるものである。又、Ａ／Ｄ変換器５
は、電流検出回路４から出力される電流検出信号
とフイルタ５から出力されるその平均値信号をそ
れぞれデイジタル信号である瞬時値i_fと平均値I_f
とに変換するものである。点弧パルス発生回路７
は、マイクロコンピユータ９から出力される点弧
位相角αを示す信号を受けて、サイリスタ変換器
１を動作させるための点弧パルスを発生するもの
で、遅れ時間回路８は点弧パルス発生回路７から
点弧パルスが出力された後、一定時間経過後にマ
イクロコンピユータ９に電流制御演算を開始させ
る割込信号を出力するものである。指令回路１０
は、マイクロコンピユータ９へサイリスタ変換器
１の負荷電流の大きさを示す電流指令信号I_rを出
力するものであり、電流断続検出回路１１はサイ
リスタ変換器１の負荷電流の状態を検出して電流
断続検出信号S_Dを出力するものである。

第２図は、電流断続検出回路１１の一具体例で
あり、コンパレータ１１１、Ｄタイプフリツプフ
ロツプ１１２とから構成され、電流検出回路４か
ら出力される電流検出信号と点弧パルス発生回路
７から出力される点弧パルスとを入力し、電流断
続検出信号S_Dを発生する。

第３図は、第２図に示す電流断続検出回路１１
の動作を説明するためのタイムチヤートである。
第３図に示す様に、サイリスタ変換器１に負荷電
流が流れると、電流検出回路４から出力される電
流検出信号も図示する様に相似波形となる。電流
断続検出回路１１内のコンパレータ１１１は＋入
力と−入力の２入力を持ち、＋入力と−入力が等
しい時には出力がＬレベルになり、＋入力が−入
力よりも大きい時には出力がＨレベルになるよう
に動作する。第２図に示す様に、コンパレータ１
１１の＋入力には電流検出信号が加えられ、−入
力は接地されているので零が加えられていること
になる。そのため、コンパレータ１１１の出力は
第３図に示す様な波形になる。Ｄタイプフリツプ
フロツプ１１２の動作は良く知られているが、簡
単に説明すると、Ｄタイプフリツプフロツプ１１
２は、入力端子CKの入力信号の立上り時におけ
る入力端子Ｄの入力信号状態が記憶し、その状態
を出力端子Ｑから出力し、その反転信号を出力端
子から出力する。今、Ｄタイプフリツプフロツ
プ１１２の入力端子Ｄにはコンパレータ１１１の
出力信号が加えられ、入力端子CKには点弧パル
スが加えられている。従つて、第３図に示す如
く、電流断続状態では点弧パルスの立上り時点の
コンパレータ１１１の出力信号はＬレベルとなる
ので、Ｄタイプフリツプフロツプ１１２の出力端
子の出力信号はＨレベルになり続ける。電流連
続状態では、コンパレータ１１１の出力信号はＨ
レベルとなるので、Ｄタイプフリツプフロツプの
１１２の出力端子の出力信号はＬレベルとな
る。このようにして、電流断続状態でＨレベルと
なる電流断続検出信号S_Dを得ることができる。

第４図は、マイクロコンピユータが実行する電
流制御演算及び電流変化率制御演算を示すフロー
チヤートである。マイクロコンピユータ９は、遅
れ時間回路８の出力信号を割込入力端子INTに
入力し、この割込入力端子INTに遅れ時間回路
８の出力信号が加えられる毎に、フローチヤート
に示す電流制御演算・電流変化率制御演算を行
う。

ステツプＳ１において、マイクロコンピユータ
９は、電流検出回路４、フイルタ５、Ａ／Ｄ変換
器６を介して形成される負荷電流の平均値I_fを取
り込み、電流検出回路４・Ａ／Ｄ変換器６を介し
て形成される負荷電流の瞬時値i_fを取り込む。続
いて、負荷電流の大きさを指令する電流指令信号
I_rを指令回路１０から取り込み、最後に電流断続
検出信号S_Dを電流断続検出回路１１から取り込
む。次に、ステツプＳ２で比例ゲインK_Pを電流
指令信号I_rと負荷電流の平均値I_fとの差に掛けて
電流変化率指令I_rrとする。ステツプＳ３で、今
回の負荷電流の瞬時値f_f（ｎ）と前回の電流制御
演算・電流変化率制御演算開始時点の負荷電流の
瞬時値i_f（ｎ−１）との差を求め、その差に微分
ゲインK_Dを掛けて電流変化率帰還I_rfを求める。
ステツプＳ４で、電流断続信号S_Dを判定し、電流
断続信号S_DがＨレベルならばステツプＳ８を処理
する。電流断続信号S_DがＬレベルならば何も処理
せず直接ステツプＳ５に進む。ステツプＳ８では
電流変化率帰還I_rfを零とする。つまり、ステツプ
Ｓ４とステツプＳ８とで、電流断続状態には電流
変化率帰還I_rfを零とし、電流連続状態ではステツ
プＳ３で求めた電流変化率帰還I_rfとする処理を行
う。ステツプＳ５では、ステツプＳ２で求めた電
流変化率指令I_rfとステツプＳ３又はステツプＳ８
で求めた電流変化率帰還I_rfとの偏差I_reを求める。
ステツプＳ６では、今回の点弧位相角α（ｎ）が、
前回の電流制御演算時点の点弧位相角α（ｎ−１）
にステツプＳ５で求めた電流変化率偏差I_reに積
分ゲインK_Iを掛けた値を加算して求められる。
ステツプＳ６の処理は積分補償と同じ機能であ
り、積分ゲインK_Iはその積分時定数を決めるゲ
インである。このようにして得られた点弧位相角
α（ｎ）はステツプＳ７で点弧パルス発生回路７
に設定され、これによつて、所望の点弧位相で点
弧パルスが発生し、サイリスタ変換器１の負荷電
流の平均値が電流指令信号I_rに近づく様に制御さ
れる。

次に、電流連続状態と電流断続状態での動作の
差異を、第４図に従つて説明する。

電流連続状態では、ステツプＳ２で計算された
電流変化率指令I_rrとステツプＳ３１で計算され
た電流変化率帰還I_rfとの偏差I_reがステツプＳ５
で計算され、それをステツプＳ６で積分補償して
次の点弧位相角α（ｎ）を決定している。つまり、
電流連続状態では電流変化率の偏差I_reにより点
弧位相角α（ｎ）が決定されるので、電流変化率
制御が行われる。

一方、電流断続状態では、ステツプＳ８で電流
変化率帰還I_rfが零とされるので、ステツプＳ５で
計算される電流変化率の偏差I_reはステツプＳ２
で計算された電流変化率指令I_rrそのものとなる。
ステツプＳ２で計算される電流変化率指令I_rrは、
電流指令I_rと負荷電流の平均値I_fとの偏差ゲイン
K_Pを掛けたものであるので、本質的には電流偏
差である。この電流偏差である電流変化率偏差
I_reをステツプＳ６で積分補償して、次の点弧位
相角α（ｎ）を決定するので、電流断続状態では、
電流制御のみ行われることになる。

なお、電流断続状態でも、ステツプＳ３で常に
電流変化率帰還I_rfを計算してあるので、電流連続
状態になつて電流変化率制御を再開する場合、滑
らかに移行することができる。

第５図は、第４図に示したフローチヤートの電
流制御演算・電流変化率制御演算をマイクロコン
ピユータ９が実行する場合の一例を示すタイムチ
ヤートである。第５図に示す様に、点弧パルス発
生回路７から点弧パルスが出力されると、サイリ
スタ変換器１の負荷電流は第５図に示す様に流れ
る。電流検出回路４は、この負荷電流を検出し、
第５図に示す様な電流検出信号を出力する。フイ
ルタ５は、この電流検出信号から電流リツプルを
除却し、第５図に示す様な負荷電流の平均値信号
I_fを出力する。尚、瞬時値i_fの波形は、電流検出
信号の波形と等しくなる。

点弧パルス発生回路７から出力される点弧パル
スのアオ論理をとつたパルス信号は、遅れ時間回
路８に加えられる。このため、遅れ時間回路８
は、点弧パルスが出力された時刻からあらかじめ
設定された時間t_dだけ遅れた時刻に、割込信号を
発生する。この割込信号は、マイクロコンピユー
タ９の割込入力端子INTに入力される。マイク
ロコンピユータ９は、割込信号を受けると、第４
図に示した電流制御演算を開始する。

マイクロコンピユータ９は、電流制御演算・電
流変化率制御演算開始時点の電流検出回路４の電
流検出信号をＡ／Ｄ変換器６を介して瞬時値i_fと
して取り込む。

フイルタ５の出力をＡ／Ｄ変換器６を介して負
荷電流の平均値I_fとして取り込み、電流制御演
算・電流変化率制御演算を開始する。マイクロコ
ンピユータ９は、電流制御演算・電流変化率制御
演算にt_cの演算時間を要し、制御演算の最後で点
弧位相角αを点弧パルス発生回路７に設定する。
それにより、新たな点弧パルスが発生する。すな
わち、第５図の如きタイミングで電流制御演算・
電流変化率制御演算を行うと、この制御演算に要
する時間t_cだけ前の負荷電流の平均値I_f・瞬時値i_f
を用いて新たな点弧パルスを発生できるので、マ
イクロコンピユータの時分割処理による制御演算
のむだ時間の影響を最小限にできる。このように
して、点弧パルス発生毎に一回しか電流制御演
算・電流変化率制御演算を行わない、長い制御演
算周期（サンプリング周期）でも良好な電流制御
特性を得ることができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、負荷電流が電流連続状態にあ
るときは電流制御と電流変化率制御の両方を行な
い、負荷電流が電流断続状態にあるときは電流制
御だけを行なうことが可能になるため、電流連続
状態と電流断続状態の双方で、高い応答性を得る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第２図は第１図に示す電流断続検出回路１１の一
構成例を示すブロツク図、第３図は第２図に示す
電流断続検出回路の動作を示すタイムチヤート、
第４図は第１図に示す実施例におけるマイクロコ
ンピユータの演算処理動作の概略を示すフローチ
ヤート、第５図は第１図に示す実施例におけるマ
イクロコンピユータの演算処理動作開始タイミン
グを説明するためのタイムチヤートである。 １…サイリスタ変換器、２…交流電源、３…直
流電動機、４…電流検出回路、５…フイルタ、６
…Ａ／Ｄ変換器、７…点弧パルス発生回路、８…
遅れ時間回路、９…マイクロコンピユータ、１０
…指令回路、１１…電流断続検出回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 点弧位相制御され誘導負荷に供給する電力を
   可変する電力変換器に、点弧パルスを与えるパル
   ス発生手段と、電力変換器から誘導性負荷に供給
   される負荷電流を検出し電流検出信号として出力
   する電流検出手段と、負荷電流の大きさを指示す
   る電流指令信号を出力する電流指令信号発生手段
   と、上記電流検出信号と上記電流指令信号に基づ
   いて、負荷電流の平均値を制御する電流制御演算
   と、負荷電流の変化率を制御する電流変化率制御
   演算とを、点弧パルス発生後所定時間経過後に行
   ない、点弧位相角を求め、パルス発生手段に供給
   するデイジタル制御手段とを備えた電力変換器の
   電流制御装置において、負荷電流が連続電流か断
   続電流かを検出する第１の手段と、第１の手段の
   検出結果から、負荷電流が電流断続状態にあると
   判断された場合には、上記電流制御演算の結果の
   みに基づいて点弧位相角を求める第２の手段とを
   備えていることを特徴とする電力変換器の電流制
   御装置。 ２ 上記デイジタル制御手段は、負荷電流が電流
   断続状態であり、電流変化率制御を演算の結果を
   点弧位相角を求めるのに用いない場合でも、常に
   電流制御演算を実行していることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の電力変換器の電流制御
   装置。