JPS642259B2 - - Google Patents
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- JPS642259B2 JPS642259B2 JP5269279A JP5269279A JPS642259B2 JP S642259 B2 JPS642259 B2 JP S642259B2 JP 5269279 A JP5269279 A JP 5269279A JP 5269279 A JP5269279 A JP 5269279A JP S642259 B2 JPS642259 B2 JP S642259B2
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- circuit
- circuits
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- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 26
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 26
- 238000012806 monitoring device Methods 0.000 claims description 7
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 230000001788 irregular Effects 0.000 description 2
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、信号対雑音比の監視装置に関し、特
にデイジタル通信における信号対雑音比の監視を
デイジタル回路によつて行う鑑視装置に関するも
のである。このような監視装置は、回線の切り換
えあるいは受信機から雑音が出力されるのを切断
するスチルチ回路に必要である。
にデイジタル通信における信号対雑音比の監視を
デイジタル回路によつて行う鑑視装置に関するも
のである。このような監視装置は、回線の切り換
えあるいは受信機から雑音が出力されるのを切断
するスチルチ回路に必要である。
従来、知られている信号対雑音比監視装置はア
ナログ回路で構成されるため、集積回路化が困難
になる欠点があつた。
ナログ回路で構成されるため、集積回路化が困難
になる欠点があつた。
本発明の目的はこのような欠点を除き、デイジ
タル回路で構成し、集積回路化が容易な信号対雑
音比監視装置を提供することにある。
タル回路で構成し、集積回路化が容易な信号対雑
音比監視装置を提供することにある。
本発明によれば、出力が２値のデイジタル信号
となる搬送波再生回路あるいはクロツク再生回路
のいずれか一方について、二つの再生回路を設
け、これらの二つの回路の出力の状態を比較し、
不一致あるいは一致の数を一定時間計数すること
により、前記の目的を達成できる。
となる搬送波再生回路あるいはクロツク再生回路
のいずれか一方について、二つの再生回路を設
け、これらの二つの回路の出力の状態を比較し、
不一致あるいは一致の数を一定時間計数すること
により、前記の目的を達成できる。
以下図面を用いてさらに詳しく説明する。第１
図はデイジタル通信用受信機の一例を示すブロツ
ク図で、入力端子１から加えられる信号は、搬送
波再生回路２によつて搬送波が再生され、入力信
号と乗算されることによつてベースバンド信号が
得られ、この信号は、クロツク再生回路３によつ
て再生されたクロツクをタイミングパルスとする
サンプル回路５によつて判定され送信デイジタル
信号が得られる。この例では同期検波方式の場合
を考えたが、遅延検波方式のように、搬送波再生
回路が不要になる場合もある。しかし、クロツク
再生回路はすべてのデイジタル通信機には必らず
必要となるものである。
図はデイジタル通信用受信機の一例を示すブロツ
ク図で、入力端子１から加えられる信号は、搬送
波再生回路２によつて搬送波が再生され、入力信
号と乗算されることによつてベースバンド信号が
得られ、この信号は、クロツク再生回路３によつ
て再生されたクロツクをタイミングパルスとする
サンプル回路５によつて判定され送信デイジタル
信号が得られる。この例では同期検波方式の場合
を考えたが、遅延検波方式のように、搬送波再生
回路が不要になる場合もある。しかし、クロツク
再生回路はすべてのデイジタル通信機には必らず
必要となるものである。
第２図は、ｎ相（ｎは位相のとり得る状態数
で、正の整数）位相変調方式の場合の搬送波再生
回路の一例を示すブロツク図で、端子２１に加え
られた入力信号はｎ逓倍器２２でｎ逓倍された
後、雑音を除去するフイルタ２３を通つた後１／
ｎに分周され、搬送波が再生される。この搬送波
は必要に応じてリミツタ２５によつてパルス波形
に直される。
で、正の整数）位相変調方式の場合の搬送波再生
回路の一例を示すブロツク図で、端子２１に加え
られた入力信号はｎ逓倍器２２でｎ逓倍された
後、雑音を除去するフイルタ２３を通つた後１／
ｎに分周され、搬送波が再生される。この搬送波
は必要に応じてリミツタ２５によつてパルス波形
に直される。
第３図は、クロツク再生回路の一例を示し、ベ
ースバンド信号に変換された信号を入力端子３１
より加え、これを二つに分岐し、この分岐の一方
を遅延回路３２を通してクロツクの半ビツト分の
遅延を与えた後、回路３３によつて排他的輪理和
を作り、雑音を除くためのフイルタ３４を通した
後、リミツタ３５でクロツクパルスが得られる。
ースバンド信号に変換された信号を入力端子３１
より加え、これを二つに分岐し、この分岐の一方
を遅延回路３２を通してクロツクの半ビツト分の
遅延を与えた後、回路３３によつて排他的輪理和
を作り、雑音を除くためのフイルタ３４を通した
後、リミツタ３５でクロツクパルスが得られる。
第２図と第３図で示した以外にも種々の搬送波
再生回路、あるいはクロツク再生回路が、（例え
ば位相同期発振器を用いた方式など）知られては
いるが、何らかの方法でコヒーレントな連続波を
再生し、雑音の悪影響を除くためにフイルタで帯
域を制限する原理には変りがない。この際使用さ
れるフイルタの帯域は他の制約がない限り狭いも
のほど望ましい。
再生回路、あるいはクロツク再生回路が、（例え
ば位相同期発振器を用いた方式など）知られては
いるが、何らかの方法でコヒーレントな連続波を
再生し、雑音の悪影響を除くためにフイルタで帯
域を制限する原理には変りがない。この際使用さ
れるフイルタの帯域は他の制約がない限り狭いも
のほど望ましい。
第４図は、搬送波再生回路あるいはクロツク再
生回路に使用する雑音制限フイルタの帯域を変え
た場合の再生された搬送波あるいはクロツクの波
形を模式的に示したものである。フイルタの帯域
が広い場合〔同図ｂ〕は雑音のために、パルスの
立ち上がりと立ち下がりが不規則になるいわゆる
ジツタが生ずる。このジツタは入力信号の信号対
雑音電力比（Ｓ／Ｎ）によつても変化し、当然
Ｓ／Ｎが大きいほど小さくなる。したがつて第４
図ａ，ｂは雑音制限フイルタの帯域は一定のま
ま、入力Ｓ／Ｎが変化した場合の出力波形と考え
ることもできる。本発明の原理は、このジツタの
大きさと入力Ｓ／Ｎの間の関係を利用して、ジツ
タの大きさを何らかの方法で他の量に変換し、入
力Ｓ／Ｎを監視しようとするものである。搬送波
とクロツクは周波数が異なるものの、いずれもコ
ヒーレントな信号であり、Ｓ／Ｎとジツタの関係
は同じようになるので、以下これら二つの区別は
行わないで議論を進めることにする。
生回路に使用する雑音制限フイルタの帯域を変え
た場合の再生された搬送波あるいはクロツクの波
形を模式的に示したものである。フイルタの帯域
が広い場合〔同図ｂ〕は雑音のために、パルスの
立ち上がりと立ち下がりが不規則になるいわゆる
ジツタが生ずる。このジツタは入力信号の信号対
雑音電力比（Ｓ／Ｎ）によつても変化し、当然
Ｓ／Ｎが大きいほど小さくなる。したがつて第４
図ａ，ｂは雑音制限フイルタの帯域は一定のま
ま、入力Ｓ／Ｎが変化した場合の出力波形と考え
ることもできる。本発明の原理は、このジツタの
大きさと入力Ｓ／Ｎの間の関係を利用して、ジツ
タの大きさを何らかの方法で他の量に変換し、入
力Ｓ／Ｎを監視しようとするものである。搬送波
とクロツクは周波数が異なるものの、いずれもコ
ヒーレントな信号であり、Ｓ／Ｎとジツタの関係
は同じようになるので、以下これら二つの区別は
行わないで議論を進めることにする。
第５図は従来例を示す。搬送波再生回路あるい
はクロツク再生回路の出力はリミツタによりパル
ス波形になつているものとして、これが入力端子
５１に加えられる。入力信号は三つの枝に分岐さ
れ、第１の枝には、遅延回路５２が設けられ、こ
れの出力のパルスの立ち上がり時刻に、サンプル
回路５３によつて第２の枝の入力がサンプルホー
ルドされる。第３の枝の入力は、第１の枝に設け
られている。２番目の遅延回路５４を通つたパル
スの立ち上がり時刻にサンプル回路５５によつ
て、サンプルホールドされる。これらの二つのサ
ンプルホールドされた信号は排他的論理和回路５
７に同時に入力され、この出力は遅延回路５６の
パルスによつて、サンプル回路５８において打ち
抜かれ不一致した場合は短いパルスを発生する。
このパルスは、一定時間だけ周期的に入力ゲート
を開くカウンタ５９によつて計数される。この計
数値の大小によつてＳ／Ｎの大小を推定すること
ができる。第６図はこの回路の動作をさらに詳し
く説明するための波形図である。第６図ａは入力
信号を示したものである。雑音によるジツタのた
めにパルス立ち上がり、および立ち下がりの時刻
は不規則になる。第６図ｂの二つの矢印はそれぞ
れサンプルホールド回路５３，５５におけるサン
プルタイミングを示している。第６図ｃはサンプ
ルホールド回路５３の出力を、第６図ｄはサンプ
ルホールド回路５５の出力を示す。第６図ｅは排
他的論理和回路５７の出力、第６図ｆはサンプル
回路５８の出力を示す。これにより、入力信号を
時刻をずらしてサンプルした値の不一致する回数
が計数されることが理解される。Ｓ／Ｎが小さく
なるほどこの不一致の数が増加することは、パル
スの立ち上がりあるいは立ち下がりの時刻に近い
サンプル値の方がより多くジツタの影響を受けや
すくなることから分る。以上の説明においては、
サンプルホールドする時間間隔は入力周期と同じ
にしたけれども、これを入力周期の２倍として
も、同じように効果があることには変りがない。
また、本発明の原理は入力パルスを異なる時刻で
サンプルしてその一致、不一致を調べることであ
るから、二つのサンプルパルスの間に遅延を与え
る代わりに、二つの入力信号の間に遅延を与え同
じサンプルパルスでサンプルホールドしても効果
は同じである。さらに、この方法の原理は一つの
信号を異なる二つの時刻でサンプルしてその値を
比較するものであるから、三分岐の代わりに二分
岐にして一方の分岐の信号で他方をサンプルして
も同じ効果が得られる。第７図は本発明の実施例
を示し、搬送波再生回路あるいはクロツク再生回
路として回路７２，７３の二つを有し、これらに
含まれる雑音制限フイルタ（図示せず）の帯域を
異ならせるものとする。この二つのクロツク再生
回路の出力はいずれも２値のデイジタル信号にな
つているものとして、一方の出力の立ち上がりあ
るいは立ち下がりあるいはその両方の時刻におい
て、サンプル回路７５によつて他方の再生回路の
出力をサンプルする。このサンプル値は両方の再
生回路の出力の｛１、０｝の２つの状態を比較す
ることになる。ある時刻における｛１、０｝の状
態は雑音によつて不規則に変化するので、二つの
再生回路の出力の状態を比較し、一定時間内にお
ける不一致の状態数をカウンタ７６によつて計数
することによりＳ／Ｎの大小を判定することがで
きる。この方法においては、特に一方の再生回路
に含まる雑音制限フイルタの帯域を広くすれば、
Ｓ／Ｎの変動に対して、Ｓ／Ｎ検出が速やかにな
る利点がある。この方法の原理は、帯域の異なる
再生回路の出力の状態を比較し、計数するもので
あるから、片方の信号で他方をサンプルする方法
以外にも、例えば、一方の再生回路の出力を二分
岐してこの一つの分岐の信号で他の一つの分岐の
信号と、他の再生回路の出力とをサンプルして比
較するような方法によつても同じような効果があ
ることはいうまでもない。
はクロツク再生回路の出力はリミツタによりパル
ス波形になつているものとして、これが入力端子
５１に加えられる。入力信号は三つの枝に分岐さ
れ、第１の枝には、遅延回路５２が設けられ、こ
れの出力のパルスの立ち上がり時刻に、サンプル
回路５３によつて第２の枝の入力がサンプルホー
ルドされる。第３の枝の入力は、第１の枝に設け
られている。２番目の遅延回路５４を通つたパル
スの立ち上がり時刻にサンプル回路５５によつ
て、サンプルホールドされる。これらの二つのサ
ンプルホールドされた信号は排他的論理和回路５
７に同時に入力され、この出力は遅延回路５６の
パルスによつて、サンプル回路５８において打ち
抜かれ不一致した場合は短いパルスを発生する。
このパルスは、一定時間だけ周期的に入力ゲート
を開くカウンタ５９によつて計数される。この計
数値の大小によつてＳ／Ｎの大小を推定すること
ができる。第６図はこの回路の動作をさらに詳し
く説明するための波形図である。第６図ａは入力
信号を示したものである。雑音によるジツタのた
めにパルス立ち上がり、および立ち下がりの時刻
は不規則になる。第６図ｂの二つの矢印はそれぞ
れサンプルホールド回路５３，５５におけるサン
プルタイミングを示している。第６図ｃはサンプ
ルホールド回路５３の出力を、第６図ｄはサンプ
ルホールド回路５５の出力を示す。第６図ｅは排
他的論理和回路５７の出力、第６図ｆはサンプル
回路５８の出力を示す。これにより、入力信号を
時刻をずらしてサンプルした値の不一致する回数
が計数されることが理解される。Ｓ／Ｎが小さく
なるほどこの不一致の数が増加することは、パル
スの立ち上がりあるいは立ち下がりの時刻に近い
サンプル値の方がより多くジツタの影響を受けや
すくなることから分る。以上の説明においては、
サンプルホールドする時間間隔は入力周期と同じ
にしたけれども、これを入力周期の２倍として
も、同じように効果があることには変りがない。
また、本発明の原理は入力パルスを異なる時刻で
サンプルしてその一致、不一致を調べることであ
るから、二つのサンプルパルスの間に遅延を与え
る代わりに、二つの入力信号の間に遅延を与え同
じサンプルパルスでサンプルホールドしても効果
は同じである。さらに、この方法の原理は一つの
信号を異なる二つの時刻でサンプルしてその値を
比較するものであるから、三分岐の代わりに二分
岐にして一方の分岐の信号で他方をサンプルして
も同じ効果が得られる。第７図は本発明の実施例
を示し、搬送波再生回路あるいはクロツク再生回
路として回路７２，７３の二つを有し、これらに
含まれる雑音制限フイルタ（図示せず）の帯域を
異ならせるものとする。この二つのクロツク再生
回路の出力はいずれも２値のデイジタル信号にな
つているものとして、一方の出力の立ち上がりあ
るいは立ち下がりあるいはその両方の時刻におい
て、サンプル回路７５によつて他方の再生回路の
出力をサンプルする。このサンプル値は両方の再
生回路の出力の｛１、０｝の２つの状態を比較す
ることになる。ある時刻における｛１、０｝の状
態は雑音によつて不規則に変化するので、二つの
再生回路の出力の状態を比較し、一定時間内にお
ける不一致の状態数をカウンタ７６によつて計数
することによりＳ／Ｎの大小を判定することがで
きる。この方法においては、特に一方の再生回路
に含まる雑音制限フイルタの帯域を広くすれば、
Ｓ／Ｎの変動に対して、Ｓ／Ｎ検出が速やかにな
る利点がある。この方法の原理は、帯域の異なる
再生回路の出力の状態を比較し、計数するもので
あるから、片方の信号で他方をサンプルする方法
以外にも、例えば、一方の再生回路の出力を二分
岐してこの一つの分岐の信号で他の一つの分岐の
信号と、他の再生回路の出力とをサンプルして比
較するような方法によつても同じような効果があ
ることはいうまでもない。
以上説明したように、本発明によればすべてデ
イジタル回路を採用することができ、集積回路化
が容易である。
イジタル回路を採用することができ、集積回路化
が容易である。
第１図はデイジタル通信受信機のブロツク図、
第２図は搬送波再生回路の一例を示すブロツク
図、第３図はクロツク再生回路の一例を示す図、
第４図は搬送波再生回路あるいはクロツク再生回
路の出力を模式的に示した図でａはＳ／Ｎがよい
場合、ｂはＳ／Ｎが悪い場合であり、第５図は従
来例、第６図は第５図に示した回路の動作を説明
するための波形図、第７図は本発明の実施例を示
す。 これらの図において、１，２１，３１，５１，
７１は入力端子、２は搬送波再生回路、３はクロ
ツク再生回路、４は乗算回路、５はサンプル回
路、６，２６，３６，６０，７７は出力端子、２
２は逓倍回路、２３，３４はフイルタ、２４は分
周回路、２５，３５はリミツタ、３２，５２，５
４，５６，７４は遅延回路、３３，５７は排他的
論理和回路、５３，５５，５８はサンプルホール
ド回路、５９，７６は周期的に一定時間入力ゲー
トを開くカウンタ、７２，７３は搬送波再生回路
あるいはクロツク再生回路、７５は不一致検出回
路である。
第２図は搬送波再生回路の一例を示すブロツク
図、第３図はクロツク再生回路の一例を示す図、
第４図は搬送波再生回路あるいはクロツク再生回
路の出力を模式的に示した図でａはＳ／Ｎがよい
場合、ｂはＳ／Ｎが悪い場合であり、第５図は従
来例、第６図は第５図に示した回路の動作を説明
するための波形図、第７図は本発明の実施例を示
す。 これらの図において、１，２１，３１，５１，
７１は入力端子、２は搬送波再生回路、３はクロ
ツク再生回路、４は乗算回路、５はサンプル回
路、６，２６，３６，６０，７７は出力端子、２
２は逓倍回路、２３，３４はフイルタ、２４は分
周回路、２５，３５はリミツタ、３２，５２，５
４，５６，７４は遅延回路、３３，５７は排他的
論理和回路、５３，５５，５８はサンプルホール
ド回路、５９，７６は周期的に一定時間入力ゲー
トを開くカウンタ、７２，７３は搬送波再生回路
あるいはクロツク再生回路、７５は不一致検出回
路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ デイジタル通信の受信機において、出力が２
値のデイジタル信号となる搬送波再生回路につい
て、帯域が異なる２つの搬送波再生回路を、設け
るとともに、前記２つの搬送波再生回路出力を比
較する手段と、前記比較結果の不一致あるいは一
致の数を一定時間計数する手段とを設けたことを
特徴とするデイジタル信号対雑音監視装置。 ２ デイジタル通信の受信機において、クロツク
再生回路について、帯域が異なる２つのクロツク
再生回路を、設けるとともに、前記２つのクロツ
ク再生回路出力を比較する手段と、前記比較結果
の不一致あるいは一致の数を一定時間計数する手
段とを設けたことを特徴とするデイジタル信号対
雑音監視装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5269279A JPS55145461A (en) | 1979-04-27 | 1979-04-27 | Digital signal/noise ratio monitoring device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5269279A JPS55145461A (en) | 1979-04-27 | 1979-04-27 | Digital signal/noise ratio monitoring device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55145461A JPS55145461A (en) | 1980-11-13 |
| JPS642259B2 true JPS642259B2 (ja) | 1989-01-17 |
Family
ID=12921934
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5269279A Granted JPS55145461A (en) | 1979-04-27 | 1979-04-27 | Digital signal/noise ratio monitoring device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55145461A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5810946A (ja) * | 1981-07-14 | 1983-01-21 | Fujitsu Ltd | 信号断検出方式 |
| JPS5974756A (ja) * | 1982-10-21 | 1984-04-27 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | 信号品質監視装置 |
| JPS59161136A (ja) * | 1983-03-04 | 1984-09-11 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ジツタ検出形回線監視方法 |
| JPS6046155A (ja) * | 1983-08-23 | 1985-03-12 | Nec Corp | スケルチ信号発生回路 |
| DE4309597A1 (de) * | 1993-03-22 | 1994-09-29 | Kari Dr Richter | Verfahren zur bildgebenden Darstellung einer Partie des menschlichen Körpers |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51140503A (en) * | 1975-05-30 | 1976-12-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | S/n discriminating circuit |
| JPS52126737U (ja) * | 1976-03-24 | 1977-09-27 | ||
| JPS5315175A (en) * | 1976-07-27 | 1978-02-10 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Jitter measuring instrument |
-
1979
- 1979-04-27 JP JP5269279A patent/JPS55145461A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55145461A (en) | 1980-11-13 |
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