JPS62183247A - 位相変調信号復調方式 - Google Patents
位相変調信号復調方式Info
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- JPS62183247A JPS62183247A JP61023800A JP2380086A JPS62183247A JP S62183247 A JPS62183247 A JP S62183247A JP 61023800 A JP61023800 A JP 61023800A JP 2380086 A JP2380086 A JP 2380086A JP S62183247 A JPS62183247 A JP S62183247A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はデータ信号を位相変調(以下PSKとする)し
て伝送する伝送システムにおいて、PSK信号からデー
タ信号を復調する復調方式に係り、特に、ディジチル集
積M路化に好適な位相変調信号復調方式に関する。
て伝送する伝送システムにおいて、PSK信号からデー
タ信号を復調する復調方式に係り、特に、ディジチル集
積M路化に好適な位相変調信号復調方式に関する。
)) S K信号からデータ信号を復調する方式として
、第2図に示すような同期検波方式が良く知られている
。ディジタルデータを差動符号化した第3図aの信号に
PSK変調をかけて伝送し、受信したPSK信号を帯域
通過フィルタ21.スライサ(リミッタ)22により第
3図に示すような波形すに変換する。この波形すを分岐
し、一方を搬送波再生回路23に入力し、基準位相とな
る再生搬送波Cを再生する。分岐された他方の波形すは
この再生搬送波Cを用いて同期検波される。位相比校器
(同期検波回路)24の出力には伝送路で付加された雑
音に基づくジッタ、および再生搬送波の位相誤差のため
波形dに示すような雑音パルスが含まれる。これを低域
通過フィルタ25およびスライサ26により除去する。
、第2図に示すような同期検波方式が良く知られている
。ディジタルデータを差動符号化した第3図aの信号に
PSK変調をかけて伝送し、受信したPSK信号を帯域
通過フィルタ21.スライサ(リミッタ)22により第
3図に示すような波形すに変換する。この波形すを分岐
し、一方を搬送波再生回路23に入力し、基準位相とな
る再生搬送波Cを再生する。分岐された他方の波形すは
この再生搬送波Cを用いて同期検波される。位相比校器
(同期検波回路)24の出力には伝送路で付加された雑
音に基づくジッタ、および再生搬送波の位相誤差のため
波形dに示すような雑音パルスが含まれる。これを低域
通過フィルタ25およびスライサ26により除去する。
スライサ26の出力は波形eのようになる。27は差動
符号化されたデータ信号を複合化するための符号変換器
である。
符号化されたデータ信号を複合化するための符号変換器
である。
以上のように同期検波方式には搬送波再生回路23や低
域フィルタ25等のアナログ回路が含まれる。従来から
これらのアナログ回路をディジタル化し、集積化、無調
整化を試みた例はいくつかある。低域通過フィルタ25
のディジタル化に関しては特開昭5]−48959号公
報、昭55−/1125号公報等がある。
域フィルタ25等のアナログ回路が含まれる。従来から
これらのアナログ回路をディジタル化し、集積化、無調
整化を試みた例はいくつかある。低域通過フィルタ25
のディジタル化に関しては特開昭5]−48959号公
報、昭55−/1125号公報等がある。
上記従来技術はいずれも低域通過フィルタ25のディジ
タル化に関連したものであり、搬送波の再生は不可欠の
技術であった。この搬送波再生をディジタル的に行う例
は従来はみられなかった。
タル化に関連したものであり、搬送波の再生は不可欠の
技術であった。この搬送波再生をディジタル的に行う例
は従来はみられなかった。
これは搬送波再生という動作が本質的に時間軸上のアナ
ログ動作を必要とするためである。このため従来は復調
回路の完全なディジタル化は困難であった。
ログ動作を必要とするためである。このため従来は復調
回路の完全なディジタル化は困難であった。
本発明の目的は、搬送波再生に伴なう従来技術課題を克
服し、完全にディジタルIC化可能なPSK信号復調方
式を提供しようとするものである。
服し、完全にディジタルIC化可能なPSK信号復調方
式を提供しようとするものである。
上記目的は、位相変調信号の搬送波周波数とは1弁開期
のクロックを発生する手段を設け、この非同期のクロッ
クと位相変調信号との位相差を検出し、この位相差を基
にデータ信号を復調することにより、達成される。
のクロックを発生する手段を設け、この非同期のクロッ
クと位相変調信号との位相差を検出し、この位相差を基
にデータ信号を復調することにより、達成される。
差動符号化されたPSK信号の復調においてはPSK信
号の絶対位相を知る必要はなく、復調しようとするデー
タ信号ビットと、そのビットの直前のビットとの間の位
相差の有無がわかれば充分である。即ち、直前のビット
との間にπの位相差があれば送信データ111 IIで
あり、位相差がなければ“0”と識別できる。このよう
なビット間の位相差の有無を判別するためには、ビット
とビットとの切換タイミングを抽出する手段と、そのタ
イミング間の位相の変化の有無を識別する手段があれば
可能である。ビット間の位相の変化の有無を識別するた
めに、従来は搬送波と同期したクロックを用い、このク
ロックとPSK信号との位相差の有無を識別していた。
号の絶対位相を知る必要はなく、復調しようとするデー
タ信号ビットと、そのビットの直前のビットとの間の位
相差の有無がわかれば充分である。即ち、直前のビット
との間にπの位相差があれば送信データ111 IIで
あり、位相差がなければ“0”と識別できる。このよう
なビット間の位相差の有無を判別するためには、ビット
とビットとの切換タイミングを抽出する手段と、そのタ
イミング間の位相の変化の有無を識別する手段があれば
可能である。ビット間の位相の変化の有無を識別するた
めに、従来は搬送波と同期したクロックを用い、このク
ロックとPSK信号との位相差の有無を識別していた。
しかし2ビツト間の位相の変化を調べるためには搬送波
と完全に同期したクロックは必要条件ではなく、少なく
とも2ビツトの間で搬送波との位相差が概ね一定である
程度のクロックであっても可能である。実際、通常の水
晶発振器を用いても周波数偏差を10−4程度とするこ
とは容易であり、位相変化の有無を判定するに際して致
命的となることはない。
と完全に同期したクロックは必要条件ではなく、少なく
とも2ビツトの間で搬送波との位相差が概ね一定である
程度のクロックであっても可能である。実際、通常の水
晶発振器を用いても周波数偏差を10−4程度とするこ
とは容易であり、位相変化の有無を判定するに際して致
命的となることはない。
また、ビット切換タイミングの抽出はPSK信号の位相
切換タイミングを抽出することにより可能である。
切換タイミングを抽出することにより可能である。
以下1本発明を図面を用いて説明する。
第1図に本発明の一実施例の構成を示す。本実施例では
位相識別用クロック発生器11からの位相識別用クロッ
クとPSK信号との間の位相差を位相差検出器12で検
出し、タイミング抽出器14からのタイミングで位相差
の変化の有無を位相差変化検出器13により判定してい
る。この位相識別用クロックは搬送波とは同期していな
いため、その位相差はそれぞれの周波数の差の周波数で
変化する。すなわち、PSK信号のO相、π相と位相識
別用クロックとの間の位相差が位相識別用クロックとP
SK搬送波の周波数の差の周波数で変化する。これを第
4図に示す。ここでPSK信号と位相識別用クロックf
どの位相差を第5図のように定義する。すなわちPSK
信号の(波形bo、bπ)の立上りおよび立下りと位相
識別用クロック波形fとの間の位相差のうち小なるもの
をとり、これに符号S gnをかける。Srnは位相識
別用クロックの立EリタイミングでPSK信号が11H
”レベルならば正、′L”レベルならば負とする。この
ように定義するのは差動符号化PSK信号の復調におい
てはO相、π相の区別をする必要がないからである。
位相識別用クロック発生器11からの位相識別用クロッ
クとPSK信号との間の位相差を位相差検出器12で検
出し、タイミング抽出器14からのタイミングで位相差
の変化の有無を位相差変化検出器13により判定してい
る。この位相識別用クロックは搬送波とは同期していな
いため、その位相差はそれぞれの周波数の差の周波数で
変化する。すなわち、PSK信号のO相、π相と位相識
別用クロックとの間の位相差が位相識別用クロックとP
SK搬送波の周波数の差の周波数で変化する。これを第
4図に示す。ここでPSK信号と位相識別用クロックf
どの位相差を第5図のように定義する。すなわちPSK
信号の(波形bo、bπ)の立上りおよび立下りと位相
識別用クロック波形fとの間の位相差のうち小なるもの
をとり、これに符号S gnをかける。Srnは位相識
別用クロックの立EリタイミングでPSK信号が11H
”レベルならば正、′L”レベルならば負とする。この
ように定義するのは差動符号化PSK信号の復調におい
てはO相、π相の区別をする必要がないからである。
第1図の構成ではPSK信号の位相変化の有無は、0相
PSK信号(第5図の波形bo)とπ相PSK信号(第
5図の波形bπ)の位相識別クロックfとのそれぞれの
位相差の差として判定される。これは第4図の実線と破
線との差で表わされる。これは第4図から明らかなよう
に、時間が0゜T/2.T、・・・の瞬間には位相差の
差はOとなり、位相変化の有無は判定できなくなる。こ
れによりこの復調方式の誤り率は位相識別用クロックf
の波数偏差程度となる。
PSK信号(第5図の波形bo)とπ相PSK信号(第
5図の波形bπ)の位相識別クロックfとのそれぞれの
位相差の差として判定される。これは第4図の実線と破
線との差で表わされる。これは第4図から明らかなよう
に、時間が0゜T/2.T、・・・の瞬間には位相差の
差はOとなり、位相変化の有無は判定できなくなる。こ
れによりこの復調方式の誤り率は位相識別用クロックf
の波数偏差程度となる。
さらに良い誤り率特性を得るためには次のように変形す
れば良い。すなわち位相識別用クロックとして位相の異
なる複数個の位相識別用クロックを用い、それぞれの復
調結果の多数決を取る。3種類の位相を持つクロックを
用いた場合の例を第6図に示す。Δ01.Δ02.八〇
3はそれぞれの位相識別クロックの第1の位相識別クロ
ックに対する位相差を示す。図から明らかなようにΔ0
1の位相識別クロックでは位相変化の有無を判定できな
い場合(0,−、T、・・・)であってもΔ02゜Δθ
♂の位相識別クロックによれば図中の矢線A1で示した
位相差が生じる。これらの復調データの多数決を取るこ
とにより正確な識別が可能となる。
れば良い。すなわち位相識別用クロックとして位相の異
なる複数個の位相識別用クロックを用い、それぞれの復
調結果の多数決を取る。3種類の位相を持つクロックを
用いた場合の例を第6図に示す。Δ01.Δ02.八〇
3はそれぞれの位相識別クロックの第1の位相識別クロ
ックに対する位相差を示す。図から明らかなようにΔ0
1の位相識別クロックでは位相変化の有無を判定できな
い場合(0,−、T、・・・)であってもΔ02゜Δθ
♂の位相識別クロックによれば図中の矢線A1で示した
位相差が生じる。これらの復調データの多数決を取るこ
とにより正確な識別が可能となる。
第7図は前述の複数個の位相差識別用クロックを用いた
場合の実施例を示す。第8図はその各部の波形を示し、
第7図中のb−Qの符号は第8図の波形にそれぞれ対応
する。
場合の実施例を示す。第8図はその各部の波形を示し、
第7図中のb−Qの符号は第8図の波形にそれぞれ対応
する。
PSK信号は帯域フィルタ(第2図の21)、スライサ
(第2図の22)により波形すとなり第7図の復調回路
に入力される。水晶発振器71の出力は位相識別クロッ
ク発生器72によって、位相が120°ずつずれた3相
の位相識別クロックf、f’ 、!’となる。PSK信
号すを3分岐し。
(第2図の22)により波形すとなり第7図の復調回路
に入力される。水晶発振器71の出力は位相識別クロッ
ク発生器72によって、位相が120°ずつずれた3相
の位相識別クロックf、f’ 、!’となる。PSK信
号すを3分岐し。
3相の位相識別クロックf、!’ 、!’とともにそれ
ぞれ3個の位相差識別器73.73’ 、73’に入力
する。位相差識別器73.73’ 、73’は位相識別
クロックf、!’ 、f’とPSK信号すの位相差を2
値に量子化する機能を持っている。
ぞれ3個の位相差識別器73.73’ 、73’に入力
する。位相差識別器73.73’ 、73’は位相識別
クロックf、!’ 、f’とPSK信号すの位相差を2
値に量子化する機能を持っている。
これは第4図において位相差が正であるならばrt H
l#レベル、位相差が負であるならばaiL”レベルを
出力する機能である。この位相差識別は各位相識別クロ
ックf、f’ 、!’の1周期毎に行われる。受信した
PSK信号す、には伝送路で雑音が付加されている。こ
の雑音はスライサ(第2図の22)を通ることによりP
SKに信号すのジッタに変換される。このため位相識別
用クロックf。
l#レベル、位相差が負であるならばaiL”レベルを
出力する機能である。この位相差識別は各位相識別クロ
ックf、f’ 、!’の1周期毎に行われる。受信した
PSK信号す、には伝送路で雑音が付加されている。こ
の雑音はスライサ(第2図の22)を通ることによりP
SKに信号すのジッタに変換される。このため位相識別
用クロックf。
f’ 、f’とPSK信号のbの位相差がO″に近くな
ると位相識別を誤る可能性が高くなる。これを波形g’
e g’に模式的に示した。すなわち波形g′ではタ
イムスロット■で1回の誤った位相識別を行っている。
ると位相識別を誤る可能性が高くなる。これを波形g’
e g’に模式的に示した。すなわち波形g′ではタ
イムスロット■で1回の誤った位相識別を行っている。
また、波形g′は位相差がほとんど0″であるため(波
形す、f″′の立上りがほぼ一致)、各タイ11スロツ
トで誤った識別を繰り返している。
形す、f″′の立上りがほぼ一致)、各タイ11スロツ
トで誤った識別を繰り返している。
位相差識別器73.73’ 、73’の出力g。
g’eg’はそれぞれ2分岐され、一方は位相変化タイ
ミング検出回路78へ他方は低減通過フィルタ74.7
4’ 、74’へ入力される。タイミング検出回路78
では出力波形g+ g’ * g’からPSK信号すの
位相変化点を検出する。これは位相差検出器73.73
’ 、73’の出力変化が位相識別クロックg+ g’
+ g’のいずれかの1周期の間に同時に起った時の
3番目の変化点を検出することにより行われる。このよ
うに′することで出力波形g’ + g’のような誤っ
た位相識別の影響を取り除くことができる。この位相変
化点検出パルスを波形kに示す。このパルスkをリファ
レンスとして、ディジタルPLI、79によりビツj・
クロックaを抽出する。このP L T、 79は水晶
発振器71の出力を分周し、その分周出力Qとリファレ
ンスパルスにどの位相比較結果に基づいて分周比を変化
させるものである。その結果、出力QはPSK波すの位
相切換点と同期する。またタイミング検出回路78では
位相変化のなかったタイムスロットではタイミング検出
ができない。この場合はディジタルPLL79の位相比
較動作を停止し、分周比も変化させないものとする。こ
のようにしてビットクロックQが抽出される。
ミング検出回路78へ他方は低減通過フィルタ74.7
4’ 、74’へ入力される。タイミング検出回路78
では出力波形g+ g’ * g’からPSK信号すの
位相変化点を検出する。これは位相差検出器73.73
’ 、73’の出力変化が位相識別クロックg+ g’
+ g’のいずれかの1周期の間に同時に起った時の
3番目の変化点を検出することにより行われる。このよ
うに′することで出力波形g’ + g’のような誤っ
た位相識別の影響を取り除くことができる。この位相変
化点検出パルスを波形kに示す。このパルスkをリファ
レンスとして、ディジタルPLI、79によりビツj・
クロックaを抽出する。このP L T、 79は水晶
発振器71の出力を分周し、その分周出力Qとリファレ
ンスパルスにどの位相比較結果に基づいて分周比を変化
させるものである。その結果、出力QはPSK波すの位
相切換点と同期する。またタイミング検出回路78では
位相変化のなかったタイムスロットではタイミング検出
ができない。この場合はディジタルPLL79の位相比
較動作を停止し、分周比も変化させないものとする。こ
のようにしてビットクロックQが抽出される。
一方−1波形gp g’ + g’は低減通過フィルタ
74.74”、74’により、波形り、h’ 、h’の
ようにN#音が除去される。低減通過フィルタ74.7
4’ 、74’はビットクロック悲でリセットされるデ
ィジタル積分放電フィルタである。
74.74”、74’により、波形り、h’ 、h’の
ようにN#音が除去される。低減通過フィルタ74.7
4’ 、74’はビットクロック悲でリセットされるデ
ィジタル積分放電フィルタである。
h、h’ 、h’は2分岐され、一方は1ビツト遅延回
路75.75’ 、75’でビットクロックQの19周
期分遅延され、他方と位相比較器76゜76’ 、76
′で位相比較されるこの出力を波形i、j’、i’に示
す。これらを多数決回路77で多数決を取り、出力デー
タjが得られろ。
路75.75’ 、75’でビットクロックQの19周
期分遅延され、他方と位相比較器76゜76’ 、76
′で位相比較されるこの出力を波形i、j’、i’に示
す。これらを多数決回路77で多数決を取り、出力デー
タjが得られろ。
次に第7図の各機能ブロックの動作を説明する第9図は
位相識別クロック発生器72の回路図である。各部の波
形を第10図に示す。この回路ではPSK信号の搬送波
周波数のほぼ3倍に等しい周波数のクロック(イ)を入
力し、3相の位相識別クロックf、f’ 、f’を出力
する。この回路の動作は以下の通りである。初期状態で
全てのフリップフロップはリセットされているものとす
る。
位相識別クロック発生器72の回路図である。各部の波
形を第10図に示す。この回路ではPSK信号の搬送波
周波数のほぼ3倍に等しい周波数のクロック(イ)を入
力し、3相の位相識別クロックf、f’ 、f’を出力
する。この回路の動作は以下の通りである。初期状態で
全てのフリップフロップはリセットされているものとす
る。
入力クロックの立上りtlで第1のフリップフロップ9
1がセットされ、次の立上りtzで第2のフリップフロ
ップ92がセットされる。次に逆相クロック(ホ)の立
上りtaで第3のフリップフロップ93がセットされ、
同時に第1.第2のフリップフロップはリセットされる
。さらに次の逆相クロックの立上りtaで第3のフリッ
プフロップがリセットされ第1〜第3のブリップフロッ
プは初期状態に戻る。以上の様にしてクロック(イ)は
3分周され、これをシフトレジスタとして動作する第4
.第5のブリップフロップ94.95でクロック(イ)
の1周期ずつずらすことにより3相の位相識別クロック
とする。
1がセットされ、次の立上りtzで第2のフリップフロ
ップ92がセットされる。次に逆相クロック(ホ)の立
上りtaで第3のフリップフロップ93がセットされ、
同時に第1.第2のフリップフロップはリセットされる
。さらに次の逆相クロックの立上りtaで第3のフリッ
プフロップがリセットされ第1〜第3のブリップフロッ
プは初期状態に戻る。以上の様にしてクロック(イ)は
3分周され、これをシフトレジスタとして動作する第4
.第5のブリップフロップ94.95でクロック(イ)
の1周期ずつずらすことにより3相の位相識別クロック
とする。
位相識別i73.73’ 、73’はエツジトリガタイ
プのフリップフロップにより容易に実現できる。すなわ
ち、位相識別クロック第8図の波形f、f’ 、f’の
立上りでPSK信号(第8図の波形b)が゛′H″″レ
ベルならば位相差は+、“I、′。
プのフリップフロップにより容易に実現できる。すなわ
ち、位相識別クロック第8図の波形f、f’ 、f’の
立上りでPSK信号(第8図の波形b)が゛′H″″レ
ベルならば位相差は+、“I、′。
レベルならば位相差は−と識別できる。
第11図にタイミング検出回路78の1例を示す。第1
2図に各部の波形を示す。第12図の波形すはPSK信
号である。波形g+ g’ + g’は位相識別回路7
3の出力である。また波形f。
2図に各部の波形を示す。第12図の波形すはPSK信
号である。波形g+ g’ + g’は位相識別回路7
3の出力である。また波形f。
f’ 、f’は3相の位相識別クロックである。タイミ
ング検出回路には、波形f、f’ 、!’波形g r
g’ + g’が加えられる。このうちフリップフロッ
プ111:、112.il、3の出力波形をm。
ング検出回路には、波形f、f’ 、!’波形g r
g’ + g’が加えられる。このうちフリップフロッ
プ111:、112.il、3の出力波形をm。
n、Oに示す。他のフリップフロップ111’。
112’ 、113’ 、111’、112’、113
′も同様の動作を行う。入力gはタイミングクロックf
′およびf′により位相変化点で搬送波1サイクル分の
幅をもつパルスPに変換される。他の入力g’+g’同
様にしてパルスP’ 、P′となる。これらパルスP、
P’ 、P’の論理amをAND 115でとり、これ
が位相変化点を示すタイミングパルスにとなる。波形g
には途中で識別誤りが発生した場合もあわせて示した。
′も同様の動作を行う。入力gはタイミングクロックf
′およびf′により位相変化点で搬送波1サイクル分の
幅をもつパルスPに変換される。他の入力g’+g’同
様にしてパルスP’ 、P′となる。これらパルスP、
P’ 、P’の論理amをAND 115でとり、これ
が位相変化点を示すタイミングパルスにとなる。波形g
には途中で識別誤りが発生した場合もあわせて示した。
このような位相識別誤りが生じた場合であったも論理積
をとっているため、誤った位置にタイミングパルスを発
生してしまうことはない。
をとっているため、誤った位置にタイミングパルスを発
生してしまうことはない。
低減通過フィルタ74.74’ 、74“はカウンタを
用いて構成することができる。すなわち、カウンタのク
ロック端子にクロック71の出力、カウンタのイネーブ
ル端子に位相識別器73゜73’ 、73’の出力を接
続し、イネーブル端子が“I(”の時のみクロックをカ
ウントする。このカウンタはビットクロックQのタイミ
ングでリセットされ、リセットする直前のカウント数が
所定の値以上であるならば″H′″レベル、それ以外の
場合は“L”レベルを出力する。このようにしてカウン
タは積分−放電フィルタとして動作し、低減通過フィル
タの役目をする。
用いて構成することができる。すなわち、カウンタのク
ロック端子にクロック71の出力、カウンタのイネーブ
ル端子に位相識別器73゜73’ 、73’の出力を接
続し、イネーブル端子が“I(”の時のみクロックをカ
ウントする。このカウンタはビットクロックQのタイミ
ングでリセットされ、リセットする直前のカウント数が
所定の値以上であるならば″H′″レベル、それ以外の
場合は“L”レベルを出力する。このようにしてカウン
タは積分−放電フィルタとして動作し、低減通過フィル
タの役目をする。
さらに、1ビツト遅延回路75.75’ 、75’はビ
ットクロックQを用いるシフトレジスタで構成する。
ットクロックQを用いるシフトレジスタで構成する。
第13図に多数決回路の1例を示す。入力i。
i / 、 i#のいずれか2個が“I(”レベルであ
った時のみ出力jが“Hljとなる回路である。
った時のみ出力jが“Hljとなる回路である。
本実施例では伝送路で雑音が付加される場合を考慮して
低減フィルタ74.74’ 、74’を含む実施例を述
べた。しかし、雑音が小であるならば低減フィルタは省
略することも可能である。
低減フィルタ74.74’ 、74’を含む実施例を述
べた。しかし、雑音が小であるならば低減フィルタは省
略することも可能である。
また本実施例では3相の位相識別クロックを用いる場合
を述べた。しかし、この相数を増やすことも可能である
。
を述べた。しかし、この相数を増やすことも可能である
。
以上述べたように1本発明によれば搬送波への位相同期
のような時間軸上のアナログ動作を行うことなしにPS
K信号の復調を行うことができる。
のような時間軸上のアナログ動作を行うことなしにPS
K信号の復調を行うことができる。
すなわち、搬送波抽出用フィルタ、あるいは電圧制御発
振器等のアナログ部品が不必要となり、搬送波周波数の
整数倍にほぼ等しそよつな周波数の発振器のみを外付け
とするだけで、ゲートアレーのようなディジタル素子で
PSK信号の復調が可能となる。この結果1部品点数は
ディジタルLS11個と水晶発振子のような発振器1個
だけで済み、大巾なコスト低減が可能となる。さらに本
発明による復調器は完全に無調整であり、この点からも
コスト低減が可能となる。
振器等のアナログ部品が不必要となり、搬送波周波数の
整数倍にほぼ等しそよつな周波数の発振器のみを外付け
とするだけで、ゲートアレーのようなディジタル素子で
PSK信号の復調が可能となる。この結果1部品点数は
ディジタルLS11個と水晶発振子のような発振器1個
だけで済み、大巾なコスト低減が可能となる。さらに本
発明による復調器は完全に無調整であり、この点からも
コスト低減が可能となる。
第1 IP4は本発明の一実施例を示す図、第2図は従
来のPSK復調鼎の構成を示す図、第3回は第2図の各
部の波形を示す図、第41m〜第6図は第1図の実施例
を説明するための図、第7図は第1図の実施例の詳細図
、第8図は第7図の各部の波形を示す図、第9図、第1
1図及び第13図は第7図の各機能ブロックの回路図、
第10図は第9 ′図の各部の波形を示す図、第12
図は第11図の各部の波形を示す図である。
来のPSK復調鼎の構成を示す図、第3回は第2図の各
部の波形を示す図、第41m〜第6図は第1図の実施例
を説明するための図、第7図は第1図の実施例の詳細図
、第8図は第7図の各部の波形を示す図、第9図、第1
1図及び第13図は第7図の各機能ブロックの回路図、
第10図は第9 ′図の各部の波形を示す図、第12
図は第11図の各部の波形を示す図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、位相変調信号からデータ信号を復調する復調方式に
おいて、この位相変調信号の搬送波周波数とは非同期の
クロックを発生する手段を具備し、上記クロックと上記
位相変調信号との位相差を検出し、この位相差を基にデ
ータ信号を復調することを特徴とする位相変調信号復調
方式。 2、特許請求範囲第1項において、前記位相変調信号の
搬送波周波数と略同一周波数であり位相がそれぞれ36
0°/nずつ異なるn相(nは整数)のクロックを発生
する手段と、上記n相のクロックと前記位相変調信号と
の位相差をそれぞれ2値に量子化する手段と、前記デー
タ信号のビット間での上記量子化された位相差の変化の
有無をそれぞれ検出する手段と、上記n個の検出結果の
多数決をとる手段とを備えることを特徴とする位相変調
信号復調方式。 3、特許請求範囲第2項において、前記n相のクロック
と前記位相変調信号の位相差を2値に量子化する手段は
、前記位相変調信号搬送波周波数の一周期毎に前記位相
差を2値に量子化する検出器と、前記検出器の出力が所
定の値の時にのみ計数動作を行い、前記データ信号のビ
ットクロックから定まるタイミングで、前もつて決めら
れた基準状態に復帰させられる周波数カウンタとを有す
ることを特徴とする位相変調信号復調方式。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61023800A JP2539372B2 (ja) | 1986-02-07 | 1986-02-07 | 位相変調信号復調方式 |
DE8787101413T DE3783143T2 (de) | 1986-02-07 | 1987-02-03 | Verfahren und geraet zur demodulation eines phasenumgetasteten signals. |
EP87101413A EP0231929B1 (en) | 1986-02-07 | 1987-02-03 | Phase shift keying signal demodulation method and apparatus |
US07/012,612 US4760344A (en) | 1986-02-07 | 1987-02-09 | Phase shift keying signal demodulation method and apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61023800A JP2539372B2 (ja) | 1986-02-07 | 1986-02-07 | 位相変調信号復調方式 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62183247A true JPS62183247A (ja) | 1987-08-11 |
JP2539372B2 JP2539372B2 (ja) | 1996-10-02 |
Family
ID=12120395
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61023800A Expired - Lifetime JP2539372B2 (ja) | 1986-02-07 | 1986-02-07 | 位相変調信号復調方式 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4760344A (ja) |
EP (1) | EP0231929B1 (ja) |
JP (1) | JP2539372B2 (ja) |
DE (1) | DE3783143T2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001160837A (ja) * | 1999-12-02 | 2001-06-12 | Nippon Signal Co Ltd:The | 受信装置 |
US8165252B2 (en) | 2007-05-24 | 2012-04-24 | Sony Corporation | Signal processing device and method, and program |
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JPH0642685B2 (ja) * | 1990-07-05 | 1994-06-01 | 日本無線株式会社 | 遅延検波回路 |
US6956908B2 (en) * | 2001-08-30 | 2005-10-18 | Micron Technology, Inc. | Technique to simultaneously distribute clock signals and data on integrated circuits, interposers, and circuit boards |
US7469022B2 (en) * | 2004-11-23 | 2008-12-23 | Via Technologies, Inc. | Methods and apparatus for symmetrical phase-shift keying |
WO2015161431A1 (zh) * | 2014-04-22 | 2015-10-29 | 京微雅格(北京)科技有限公司 | Lvds数据恢复方法及电路 |
Citations (1)
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JPS4840803A (ja) * | 1971-09-23 | 1973-06-15 |
Family Cites Families (7)
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JPS5148959A (ja) * | 1974-10-25 | 1976-04-27 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd | Dokikenpahoshiki |
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JPS5864851A (ja) * | 1981-10-14 | 1983-04-18 | Hitachi Ltd | 二相位相復調方法 |
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US4694257A (en) * | 1986-06-17 | 1987-09-15 | Motorola, Inc. | Phase-coherent demodulation clock and data recovery |
-
1986
- 1986-02-07 JP JP61023800A patent/JP2539372B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-02-03 EP EP87101413A patent/EP0231929B1/en not_active Expired
- 1987-02-03 DE DE8787101413T patent/DE3783143T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-02-09 US US07/012,612 patent/US4760344A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
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US8165252B2 (en) | 2007-05-24 | 2012-04-24 | Sony Corporation | Signal processing device and method, and program |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3783143T2 (de) | 1993-04-29 |
EP0231929A3 (en) | 1989-04-05 |
DE3783143D1 (de) | 1993-02-04 |
EP0231929A2 (en) | 1987-08-12 |
JP2539372B2 (ja) | 1996-10-02 |
US4760344A (en) | 1988-07-26 |
EP0231929B1 (en) | 1992-12-23 |
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