JPS637085A - ドロツプアウト補償装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 炎４分Ｍ 本発明は、ドロップアウト補償装置に関し、特にＣＱ　
（）　（Ｃｈａｒｇｅ　Ｃｏｕｐｌｅｄ　Ｄｅｖｉｃｅ
）等の可変遅延素子によって再生ビデオ信号の時間軸誤
差補正を行う情報再生装置のドロップアウト補償８Ｍに
関する。

１旦且薯 ビデオディスクプレーヤ等の情報再生装置においては記
録媒体における傷やゴミの何着等によりＲＦ（高周波）
信号レベルが低下して生じるいわゆるドロップアウトは
避けられないので、これを補償するためにドロップアウ
ト補償装置が不可欠となっている。従来のドロップアウ
ト補償装置は、ＲＦ倍信号ゼロクロス点の周期あるいは
ＲＦ倍信号エンベロープのレベル等によってドロップア
ウトの検出を行い、ビデオ（ｎ号のライン相関を利用し
てＲＦ倍信号ら復調されたビデオ信号を１１１（１水平
開期期間）前のビデオ信号と置換する構成となっていた
。

一方、ＲＦ倍信号ら復調されたビデオ信号の時間軸誤差
を補正するためにビデオ信号をＣＣＤ等の可変遅延素子
を介して出力するようにし、ＣＯＤの信号遅延１１！ｊ
間を時間軸誤差に応じて変化させるという方法が公知と
なっている。かかる方法によってビデオ信号の時間軸誤
差補正を行うためにＣＯＤを有する情報再生装置におけ
る従来のドロップアウト補償装置は、時間軸補正用のＣ
ＯＤの前段で１）」前のビデオ信号との置換によるドロ
ップアウトの補正を行う構成どなっていた。

ところが、ＣＯＤの前段においては時間軸誤差が存在す
るので、従来のドロップアウト補償装置においては１目
前のビデオ信号との置換時に色信号の位相が乱れ、色信
号の補償は行えないという欠点があった。

１団鬼且１ 本発明は、上記の如き従来の装置の欠点を除去すべくな
されたものであって、可変遅延素子によって時間軸誤差
の補正を行う場合も色信号を含めたドロップアウト補償
を行うことができるドロップアウト補償装置を提供する
ことを目的とする。

本発明によるドロップアウト補償装置は、ＲＦ倍信号中
オーディオ情報成分にドロップアウト検出信号を混合し
たのち時間軸誤差補正用の第２可仰遅延素子に供給して
この第２可変遅延素子の出力からドロップアウト検出信
号を分離し、分離したドロップアラ１−検出信号によっ
て第１可変遅延素子による時間軸誤差補正がなされたビ
デオ信号のドロップアウト補正を行う構成となっている
。

火−豊−１ 以下、本発明の実施例につき添附図面を参照して詳細に
説明する。

第１図において、例えば光学式ビデオディスクから得ら
れたＲＦ倍信号ＢＰＦ　（バンドパスフィルタ）１及び
２に供給されている。このＲＦ倍信号含まれるオーディ
オ情報成分すなわちオーディオ情報を担持するキャリヤ
の周波数は例えば２゜８ＭＨｚ（又は２．３ＭＨ２）で
あり、またビデオ情報成分すなわちビデオ情報を担持す
るキャリヤの周波数は８．１ＭＨｚである。ＢＰＦｌ及
び２は、通過帯域がそれぞれオーディオ情報成分及びビ
デオ情報成分の帯域にほぼ等しくなるように構成されて
いる。これらＢ　Ｐ　Ｆ　１及び２によってオーディオ
情報成分及びビデオ情報成分が分離される。

ＢＰＦｌによって分離されたオーディオ情報成分は混合
手段としての信号反転回路３に供給される。信号反転回
路３において、オーディオ情報成分は切替スイッチ４の
一方の入力端子に直接供給されると同時に反転アンプ５
を介して切替スイッチ４の他方の入力端子に供給されて
いる。切替スイッチ４は、制御入力のレベルによって２
つの入力のうちの一方を選択的に出力するように構成さ
れている。この切替スイッチ４にはドロップアウト検出
回路６の出力が制御入力として供給されている。ドロッ
プアウト検出回路６は、ＢＰＦ２によって分離されたビ
デオ情報成分が欠落したとき例えば高レベルのドロップ
アウト検出信号を発生するように構成されている。従っ
て、切替スイッチ４からドロップアウト検出信号によっ
て位相反転されたオーディオ情報成分が出力されること
となる。この切替スイッチ４の出力が信号反転回路−〇
　− ３の出力として時間軸誤差補正用の可変遅延手段として
のＣＣＤ７を経たのちＰＬＬ　（フェイズロックドルー
プ）ＦＭ復調回路８における乗算器９に供給されている
。

乗算器９の出力は、ＬＰＦ　（ローパスフィルタ）１０
及びデイレイライン１１を介して信号反転回路１２に供
給される。また、それと同時に乗算器９の出力はＬ　Ｐ
　Ｆ　１０を経たのち微分回路１３によって微分されて
絶対値アンプ１４に供給される。

絶対値アンプ１４は、入力信号のレベルの絶対値が所定
値以上のとき高レベルの信号を出力するように構成され
ている。これら微分回路１３及び絶対値アンプ１４によ
ってドロップアウト検出信号を分離する分離手段が形成
されている。また信号反転回路１２は、信号反転回路３
ど同様に反転アンプ１５及び切替スイッチ１６からなっ
ている。

切替スイッチ１６には絶対値アンプ１４の出力が制御入
力として供給されている。この切替スイッチ１６の出力
が信号反転回路１２の出力として１−Ｐ［１７を介して
オーディオ出力端子１８に供給されると同時にＶＣＯ（
電圧制御型発振器）１９の制御入力となっている。この
ＶＣＯ１９の出力が乗算器９に供給されて信号反転回路
３の出力との乗粋が行われる。

一方、ＢＰＦ２によって分離されたビデオ情報成分は、
ＦＭ復調器等からなるビデオ復調回路２０に供給されて
ビデオ信号が復調される。このビデオ信号は一１時間軸
誤差補正用の可変遅延手段としてのＣＣＤ２１及びデイ
レイライン２２を介してドロップアウト補正回路２３に
供給される。ドロップアウト補正回路２３において、ビ
デオ信号は切替スイッチ２４の一方の入力端子に直接供
給されると同時に１１１デイレイライン２５を介して切
替スイッチ２４の他方の入力端子に供給されている。切
替スイッチ２４の制御入力端子には絶対値アンプ１４の
出力が供給されている。切替スイッチ２４は、制御入力
が低レベルのときは１１」デイレイライン２５を経る前
のビデオ信号を選択的に出力しかつ制御入力が高レベル
のときは１日デイレイライン２５を経たビデオ信号を選
択的に出力するように構成されている。この切替スイッ
チ２４からドロップアウト補正がなされたビデオ信号が
出力されてビデオ出力端子２６及び同期分離回路２７に
供給される。同期分離回路２７において、ビデオ信号か
ら水平同期信号が分断抽出されて位相比較回路２８に供
給される。位相比較回路２８においてビデオ信号から得
られた水平同期信号と所定周波数の基準信号との位相比
較が行われ、両信号間の位相差に応じた時間軸誤差信号
が生成される。この時間軸誤差信号は、イコライザ２９
によって位相補償がなされてＶＣＯ３０の制御入力とな
る。このＶＣＯ３０の出力がＣ０Ｄ７及び２１にクロッ
ク入力信号として供給されて時間軸誤差の補正がなされ
る。

以上の構成において、ＢＰＦＩから第２図（Ａ）に示す
如きオーディオ情報成分ａが出力されると、反転アンプ
５の出力すは同図（Ｂ）に示す如くなる。このとき、同
図（Ｃ）に示す如く時刻ｔ１から１２に自って高レベル
のドロップアウト検出信号Ｃが発生すると、時刻ｔ１か
ら１２に口って反−〇　− 転アンプ５の出力すが切替スイッチ４から選択的に出力
されて信号反転回路３の出力ｄが同図（Ｄ）に示す如く
オーディオ情報成分ａを時刻ｔ１からｔ２に頁って反転
して得られる信号となる。この信号反転回路３の出力ｄ
がＦＭ復調回路８に供給されると、このＦＭ復調回路８
におけるＬＰＦｌｏから同図（Ｅ）に示す如く時刻ｔ１
からｔ２に亘る時間に対応する時間Ｔ１に亘って反転さ
れてドロップアウト検出信号成分を含むオーディオ信号
ｅが出力される。このオーディオ信号ｅが微分回路１３
に供給されると、ドロップアウト検出信号の周波数は通
常オーディオ信号の周波数に比して極めて高いのでこの
微分回路１３から同図（Ｆ）に示す如くドロップアウト
検出信号成分子が抽出されて出力される。この微分回路
１３の出力が絶対値アンプ１４に供給されると、同図（
Ｇ）に示す如く高レベルのドロップアウト検出信号０が
出力される。尚、このドロップアウト検出信号０は、絶
対値アンプ１４の信号伝達遅延によってドロップアウト
検出信号成分子の発生時から時間■２だ１ノ経過後に出
力される。

ドロップアウト検出信号ｑは切替スイッチ１６及び２４
に制ｔ１１信号として供給されている。切替スイッチ１
６にはオーディオ信＠ｅをデイレイライン１１により遅
延して得られる同図（］」）に示す如き信号りとこの信
号りど逆相の同図Ｎ）に示す如き逆相信号ｉとが供給さ
れているので、デイレイライン１１の信号遅延時間を時
間Ｔ２に等しくすると、同図ＬＪ）に承り如く信号りに
おける反転部分を逆相信号１に置換して（ｑられる信号
すなわち記録媒体に記録されているオーディオ信号とほ
ぼ同一の波形を有する信＠ｊが切替スイッチ１６から出
力される。

また、切替スイッチ２４には時間軸補正されたビデオ信
号をデイレイライン２２により遅延して得られるビデオ
信号とこのビデオ信号の１１１前の信号とが供給されて
いるので、　デイレイライン２２の信号遅延時間を時間
Ｔ２に等しくすると、デイレイライン２２の出力におけ
る欠落部分が時間１１１１１誤差のない１１」前の信号
に置換されて色信号の位相に乱れが生じることのないド
ロップアウト補償がなされる。

第３図は、信号反転回路３の具体回路例を示す回路図で
ある。同図において、ＢＰＦＩの出力はカップリングコ
ンデンサＣ１を介してトランジスタＱＩのベースに供給
されると同時に抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ２のベ
ースに供給されている。トランジスタＱ＋　、Ｑ２は、
エミッタ同士が抵抗Ｒ２を介して互いに接続されており
、差動アンプを形成している。これらトランジスタＱＣ
ｓＱ２の各エミッタと接地間にはそれぞれ抵抗Ｒ３、Ｒ
４が接続されている。また、これらトランジスタＱ＋　
、Ｑ２の各コレクタには抵抗Ｒｓ　、Ｒｓの各々を介し
て電源ＶＩ：１．が供給されている。また、トランジス
タＱ２のベースには電源Ｖｃｃを抵抗Ｒ２、Ｒ８によっ
て分圧して得られるバイアス電圧が付与されている。こ
のトランジスタＱ２のベースと接地間にはノイズ防止用
のコンデンサＣ２が接続されている。

１−ランジスタ０＋　、Ｑ２の各コレクタに入力信月ど
同相の信号及び逆相の信号が導出されてバッファ１アン
プとして作用すべく接続されたトランジスタＱ３　、Ｑ
４の各ベースに供給される。トランジスタＱ３　、Ｑ４
の各エミッタは、ｌ−ランジスタＱ６　、Ｑｅの各コレ
クタに接続されている。トランジスタＱ５、Ｑｅは、エ
ミッタ同士が互いに接続されて差動アンプが形成されて
いる。これらトランジスタＱ５、Ｑｅのエミッタ共通接
続点と接地間には抵抗Ｒ９が接続されている。トランジ
スタＱ５のベースには電源Ｖｃｃを抵抗Ｒ＋ｏ１Ｒｕに
よって分圧して得られるバイアス電圧が付与されている
。また、ｉ−ランジスタＱ６のベースには抵抗Ｒ１２を
介して制御信号が供給されている。また、トランジスタ
Ｑ６のベースと接地間には抵抗ＲＩ３が接続されている
。従って、制御信号のレベルにＪ：ってこれらトランジ
スタＱ５、Ｑｅのうちの一方がオンとなり、オンとなっ
た一方のコレクタに接続されたトランジスタＱ３　、Ｑ
４のうちの一方が能動状態となる。これらトランジスタ
Ｑ３、Ｑ４の各エミッタ出力は、トランジスタＱ７、Ｑ
８の各ベースに供給される。１〜ランジスタＱ７、Ｑｅ
は、エミッタ同士が互いに接続されており、これらトラ
ンジスタＱ７、Ｑｅのエミッタ共通接続点には抵抗Ｒ１
４を介して電源Ｖｃｃが供給されている。また、これら
トランジスタＱ７、Ｑｅのコレクタは、互いに接続され
かつ接地されている。また、これらトランジスタＱ７　
、Ｑｓの各ベースには抵抗Ｒ１５、Ｒ１６の各々を介し
て電ＩＶｃｃが供給されている。

従って、トランジスタＱ３が能動状態になったときはト
ランジスタＱ７には入力信号と同相の信号に応じた電流
が流れる。また、トランジスタＱ４が能動状態になった
ときはトランジスタＱ８には入力信号と逆相の信号に応
じた電流が流れる。

よって、これらトランジスタＱ７、Ｑｅのコレクタ共通
接続点には制御信号のレベルによって入力信号と同相の
信号及び逆相の信号のうちの一方が導出される。このコ
レクタ共通接続点に導出された信号がｔ・ランジスタＱ
９及び抵抗Ｒ＋７からなるエミッタホロワ構成のバッフ
ァアンプを介して出力される。

第４図は、微分回路１３及び絶対値アンプ１４の具体回
路例を示す回路図である。同図において、入力端と接地
間に直列接続されたコンデンサｃ３及び抵抗Ｒ＋ｓによ
って微分回路１３が構成されている。これらコンデンサ
Ｃ３及び抵抗Ｒ＋ａの直列接続点に微分出力が導出され
て絶対値アンプ１４に供給される。絶対値アンプ１４に
おいて微分出力は、抵抗Ｒ＋９及びコンデンサＣ４から
なるノイズ防止用のハイカットフィルタを介してコンパ
レータ３０の正側入力端子及び］コンパレータ１の負側
入力端子に供給される。コンパレータ３０の負側入力端
子には電ＷＡＶ　ｃｃを抵抗Ｒ？ｏ、Ｒ２＋によって分
圧して得られる基準電圧Ｖ１が印加されている。また、
コンパレータ３１の正側入力端子には負電源ＶＥＥを抵
抗Ｒ２２、Ｒ２３によって分圧して得られる基準電圧ｖ
２が印加されている。コンパレータ３０．３１の出力段
のトランジスタの」レクタはオープンになっている。こ
れらコンパレータ３０．３１の出力端は、互いに接続さ
れており、かつこれらコンパレータ３０．３１の出力共
通接続点には抵抗Ｒ２４を介して電源Ｖｃｃが供給され
ている。

従って、コンパレータ３０の負側入力端子及び］コンパ
レータ１の正側入力端子に印加される基準電圧Ｖ＋　、
Ｖ２の絶対値が互いに等しくなるようにすれば、微分出
力のレベルの絶対値がこれら基準電圧Ｖ＋　、Ｖ２の絶
対値以上になったとき高レベル信号がコンパレータ３０
，３１の出力共通接続点に導出される。

尚、上記実施例においては混合手段として信号反転回路
３が用いられていたが、混合手段として加算回路を用い
、ＲＦ倍信号オーディオ情報成分にドロップアウト検出
信号を加算合成してもよく、また混合手段として振幅変
調回路を用い、ＲＦ倍信号オーディオ情報成分の振幅を
ドロップアウト検出信号によって変化させることにより
オーディオ情報成分とドロップアウト検出信号との混合
を行うようにしてもよい。また、ＲＦ倍信号オーディオ
情報成分に比して十分高い周波数の信号をドロツプアウ
ト検出信号の発生時にオーディオ情報成分に加算合成す
ることによりオーディオ情報成分とドロップアウト検出
信号との混合を行うようにすることも考えられる。

ｌ団匁ｍ１ 以上詳述した如く本発明によるドロップアウト補償装置
は、ＲＦ信号中のオーディオ情報成分にドロップアウト
検出信号を混合したのち時間軸誤差補正用の第２可変遅
延素子に供給してこの第２可変遅延素子の出力からドロ
ップアウト検出信号を分離し、分離したドロップアウト
検出信号によって第１可変遅延素子による時間軸誤差補
正がなされたビデオ信号のドロップアウト補正を行う構
成となっているので、時間軸誤差のない１日前のビデオ
信号との置換による補正が可能となり、補償による色信
号の位相の乱れがなくなって色信号のドロップアウト補
償も可能となるのである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は、第１図の装置の各部の動作を示す波形図、第３図は
、信号反転回路３の具体回路例を示す回路図、第４図は
、微分回路１３及び絶対値アンプ１４の具体回路例を示
す回路図である。 主要部分の符号の説明 ３・・・・・・信号反転回路 ６・・・・・・ドロップアウト検出回路７．２１・・・
・・・ＣＣＤ １３・・・・・・微分回路 １４・・・・・・絶対値アンプ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）オーディオ及びビデオ情報成分が重畳して記録さ
   れた記録媒体から得られたＲＦ信号中のビデオ情報成分
   から復調したビデオ信号と、前記ＲＦ信号中のオーディ
   オ情報成分とをそれぞれ第１及び第２可変遅延手段によ
   って遅延させると同時に前記第１及び第２可変遅延手段
   の信号遅延時間を制御することによって時間軸誤差の補
   正を行うようにした情報再生装置のドロップアウト補償
   装置であつて、前記ビデオ情報成分の欠落が生じたとき
   ドロップアウト検出信号を発生するドロップアウト検出
   手段と、前記オーディオ情報成分に前記ドロップアウト
   検出信号を混合する混合手段と、前記第２可変遅延手段
   の出力から前記ドロップアウト検出信号を分離する分離
   手段と、前記分離手段によつて分離された前記ドロップ
   アウト検出信号によって前記第１可変遅延手段から出力
   されたビデオ信号のドロップアウト補正を行うようにし
   たことを特徴とするドロップアウト補償装置。
2. （２）前記混合手段は、前記オーディオ情報成分と逆相
   の逆相信号を生成する逆相信号生成手段と、前記ドロッ
   プアウト検出信号に応じて前記オーディオ情報成分及び
   前記逆相信号のうちの一方を選択的に出力する信号選択
   手段とからなることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のドロップアウト補償装置。
3. （３）前記分離手段は、前記第２可変可変遅延手段の出
   力を微分する微分手段と、前記微分手段の出力のレベル
   の絶対値と所定値とを比較して比較結果に応じた信号を
   前記ドロップアウト検出信号として出力する比較手段と
   からなることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   ドロップアウト補償装置。