JP3435446B2 - Ｖｔｒ用信号処理回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ＶＴＲ（ビディ
オ・テープ・レコーダ、以下同じ）用信号処理回路に関
し、ＶＨＳ方式、Ｓ−ＶＨＳ方式又は８ｍｍ方式等のカ
ラーアンダー方式による再生カラーアンダー信号を標準
カラー信号に変換する周波数変換部に利用して有効な技
術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】家庭用ＶＴＲでは、カラービデオ信号が
カラーアンダー方式により記録されている。この方式で
は、輝度信号は周波数変調され、カラー信号は周波数変
調された輝度信号より低い周波数帯に周波数変換され、
回転ビデオヘッドによって磁気テープの傾斜トラック上
に記録される。

【０００３】近年のＶＴＲでは、高密度化のためガード
バンドレス方式を用いており、このために生じるクロス
トーク除去が不可欠とされる。このクロストーク除去
は、ビデオヘッドにアジマス角を付けることによって行
っているが、アジマス角の効果は高周波の信号に対して
は有効であるが、低周波の信号に対しては効果が少な
い。すなわち、カラー信号に対してはクロストーク除去
の効果が少なく、位相シフト方式（ＰＳ方式）あるいは
位相インバート方式（ＰＩ方式）という方法が採られて
いる。

【０００４】カラーアンダー方式におけるカラークロス
トーク除去の方法をＶＨＳ方式ＮＴＳＣフォーマットを
用いて説明する。映像記録トラックはチャンネル１、チ
ャンネル２の２つのチャンネルを交互に繰り返すことに
よって記録されている。ＶＨＳ方式ＮＴＳＣフォーマッ
トではカラーアンダー周波数を水平走査周波数の４０倍
（４０ｆ_H ）としている。従って、標準カラー信号のサ
ブキャリア周波数３．５７９５４５ＭＨｚを４０ｆＨ、
約６２９ＫＨｚに周波数変換して記録することになる
が、この時１水平期間ごとに位相を、チャンネル１では
９０°づつ進め、チャンネル２では９０°づつ遅らせて
いる。これは再生時に６２９ＫＨｚのカラー信号を３．
５７９５４５ＭＨｚに逆変換したときに（位相ももとに
戻す）、１水平期間の遅延素子を用い、遅延する前のカ
ラー信号と遅延素子を用いて１水平期間遅延したカラー
信号を加算することにより、クロストーク成分を除去で
きるからである。

【０００５】従来の周波数変換技術を図１２、図１３及
び図１４に示す。図１２と図１３では、クロストーク除
去をメインコンバータを用いて再生カラーアンダー信号
を３．５７９５４５ＭＨｚの標準カラー信号に変換した
後、ガラスディレイラインあるいはＣＣＤを用いて１Ｈ
遅延させる。図１４では、低域変換された再生カラー信
号を、低域周波数の状態でＣＣＤにより、１水平期間あ
るいは２水平期間遅延させ、遅延する前の再生カラー信
号と加算あるいは減算することにより、位相調整を省略
するものである。

【０００６】上記のような周波数変換技術の例として、
特開６３−２５７３９４号公報、公開実用平成２−５１
４８９号公報がある。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記図１２のようにガ
ラスディレイラインを用いた方法ではガラスディレイラ
インが実装上比較的大きな部品であり、価格的にも高価
であることが欠点となっている。図１３のように、ＣＣ
Ｄを用いた方法ではカラーサブキャリアが３．５７９５
４５ＭＨｚのためその３倍あるいは４倍のクロックで動
作するＣＣＤが必要であり、またＣＣＤとその後に必要
なローパスフィルタあるいはバンドパスフィルタのトー
タル遅延量が１水平期間に精度よく合わせる位相調整が
必要となっていた。この位相調整はカラーサブキャリア
周波数３．５７９５４５ＭＨｚの精度で数度以下にする
必要があった。図１４のものは、ＣＣＤのクロック周波
数も低い安価なものでよいが、アンダーカラー信号が位
相シフトあるいは位相インバートした状態なのでＣＣＤ
の後に位相差を排除するための位相修正回路が必要であ
り、高精度に位相修正を行う回路を実現することが難し
い。

【０００８】この発明の目的は、簡単な構成でカラーク
ロストークを除去しながら再生周波数変換を可能にした
ＶＴＲ用信号処理回路を提供することにある。この発明
の他の目的は、簡単な構成でしかも無調整化を実現した
ＶＴＲ用信号処理回路を提供することにある。この発明
の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細
書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、第１の再生カラーアンダー
信号を遅延回路により１又は２水平期間遅延させ、この
遅延された第２の再生カラーアンダー信号と上記第１の
再生カラーアンダー信号をそれぞれ第１と第２の周波数
変換回路により標準カラー信号に周波数変換し、上記周
波数変換のためのキャリアの２ｎ（ｎは自然数）の発振
周波数信号を分周回路により上記キャリア周波数になる
ように分周し、かつ０°、９０°、１８０°及び２７０
°の位相をそれぞれもつ４つのキャリアを形成し、切り
換え回路により選択的にキャリアを第１と第２の周波数
変換回路にそれぞれ供給して、２つの周波数変換された
信号を同相又は逆相にして減算又は加算してトラック間
のカラークロストークを除去する。

【００１０】上記した手段によれば、アンダーカラー信
号を遅延させるＣＣＤ等からなる遅延回路のクロック周
波数も低く簡単なものでよいとともに無調整化が実現で
きる。

【００１１】

【発明の実施の形態】図１には、この発明に係るＶＴＲ
用信号処理回路に含まれる周波数変換部の一実施例のブ
ロック図が示されている。同図の回路ブロックは、ＶＴ
Ｒ用信号処理回路を構成する他の回路ブロックとともに
公知の半導体集積回路の製造技術によって、単結晶シリ
コンのような１個の半導体基板上において形成される。

【００１２】図１において、１は再生ビデオ信号からカ
ラー信号をとりだすローパスフィルタであり、２は１水
平期間あるいは２水平期間の遅延回路である。この遅延
回路２は、ＣＣＤ（電荷移送素子）を用いるものの他
に、アナログ／ディジタル変換する入力部と、それを遅
延させるシフトレジスタと、上記シフトされたディジタ
ル信号をアナログ信号に戻すディジタル／アナログ変換
回路から構成してもよい。３は遅延させたアンダーカラ
ー信号を標準カラー周波数に変換する第１の周波数変換
回路いわゆるメインコンバータであり、４は遅延する前
のカラー信号を標準カラー周波数に変換する第２の周波
数変換回路である。５は３及び４の周波数変換回路の出
力信号からクロストークを除去する演算回路である。

【００１３】上記再生カラーアンダー信号は輝度信号と
分離するためのローパスフィルタ（ＬＰＦ１）１を通し
て、一方において遅延回路であるＣＣＤ２により１Ｈ遅
延された再生カラーアンダー信号は利得制御回路（ＧＣ
Ａ）を通り第２の周波数変換回路（Ｍａｉｎ Ｃｏｎｖ
２）２に導かれる。上記ローパスフィルタ１を通した再
生カラーアンダー信号は、そのまま第１の周波数変換回
路（Ｍａｉｎ Ｃｏｎｖｅ１）３に導かれる。

【００１４】上記第１及び第２の周波数変換回路３と４
により標準カラー信号に変換された信号はクロストーク
除去のための演算回路５に加えられる。ここで更にバン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）１６を設けることにより、第
１及び第２の周波数変換回路３と４によって生じた不要
周波数成分を除去してきれいな標準カラー信号を得るこ
とができる。

【００１５】周波数変換用サブキャリアは、サブキャリ
アの２倍、すなわちＮＴＳＣモード時にあっては、約
４．２１ＭＨｚ×２＝８．４２ＭＨｚにて発振する発振
回路（２ｆＬ ＶＣＯ）の出力信号を分周回路１２によ
って１／２分周することにより得られ、切り換え回路で
ある４相ＳＷ（スイッチ）１３と１４を経由し対応する
第１と第２の周波数変換回路３と４に加えられる。

【００１６】第１の周波数変換回路３に入力される再生
カラーアンダー信号及び第２の周波数変換回路４に入力
される１Ｈ遅延された再生カラーアンダー信号は、その
振幅レベルを同じにするため、それぞれ復調回路（Ｄｅ
ｍｏ１，２）７と８に入力される。これらの復調回路
７，８では再生カラー信号のバースト信号と周波数同期
したサブキャリアを用いることにより、ベースバンドの
復調信号が得られる。それぞれ復調されたベースバンド
の振幅差を得るための演算回路９を通し、ローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ２）９により直流電圧に変換して、上記利
得制御回路（ＧＣＡ）６を制御することにより、第１の
周波数変換回路３入力される再生カラーアンダー信号と
第２の周波数変換回路４に入力される１Ｈ遅延された再
生カラーアンダー信号の入力振幅を同じにすることがで
きる。

【００１７】発振回路１１は、周波数変換用サブキャリ
アを発生させるための２ｎ×ｆＬ（ｆＬはサブキャリア
周波数）の周波数で発振する発振器、分周回路１２は、
特に制限されないが、後述するように発振回路１１の周
波数をサブキャリアの周波数にするための分周すると同
時に、０°，９０°，１８０°，２７０°の４位相のサ
ブキャリアを発生している。

【００１８】図２には、この発明に係るＶＴＲ用信号処
理回路に含まれる周波数変換部の他の一実施例のブロッ
ク図が示されている。この実施例では、第１の周波数変
換回路３により変換された標準カラー周波数信号と、第
２の周波数変換回路４により変換された標準カラー周波
数信号との振幅レベルを同じするため、復調回路（Ｄｅ
ｍｏ１，２）７’と８’に入力される。これらの復調回
路７’，８’では標準カラー周波数信号と発振回路１７
により形成された色搬送波ｆscにより復調動作を行って
色信号を形成する。これらの色信号は、その振幅差を得
るための演算回路９を通し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ
２）９により直流電圧に変換されて、上記利得制御回路
（ＧＣＡ）６を制御するのに用いられる。これにより、
第２の周波数変換回路４から出力される標準カラー周波
数信号が、第１の周波数変換回路３から出力される標準
カラー周波数信号に一致するようなレベル調整が行われ
て両信号を同じレベルされるから、後述するような加算
又は減算処理によりクロストークを除去することができ
る。

【００１９】図３には、上記カラークロクトークを除去
する演算回路の一実施例の概略構成図が示されている。
同図には、上記第１と第２の周波数変換回路３と４から
出力されるＡ信号とＢ信号とが同相の場合が示されてい
る。同図（ａ）では、Ａ信号からＢ信号を減算し、２倍
のクロストーク成分を取り出し、それを−６ｄＢだけ減
衰させ、言い換えるならば１／２にレベル低減させてク
ロストーク成分に戻して、それをＡ信号から減算させる
ことによりＡ信号に含まれるクロストーク成分を除去す
る。

【００２０】同図（ｂ）では、Ａ信号とＢ信号とを加算
することにより互いに逆相に関係になるクロストーク分
を相殺させる。このように加算すると、信号成分が２倍
になるので−６ｄＢだけ減衰させてもとの信号レベルに
戻すものである。

【００２１】図４には、上記カラークロクトークを除去
する演算回路の他の一実施例の概略構成図が示されてい
る。同図には、上記第１と第２の周波数変換回路３と４
から出力されるＡ信号とＢ信号とが逆相の場合が示され
ている。同図（ａ）では、Ａ信号とＢ信号を加算し、２
倍のクロストーク成分を取り出し、それを−６ｄＢだけ
減衰させ、言い換えるならば１／２にレベル低減させて
クロストーク成分に戻して、それをＡ信号から減算させ
ることによりＡ信号に含まれるクロストーク成分を除去
する。

【００２２】同図（ｂ）では、Ａ信号からＢ信号を減算
することにより互いに同相関係になっているクロストー
ク分を相殺させる。このように減算すると、互いに逆相
関係にある信号成分が２倍になるので−６ｄＢだけ減衰
させてもとの信号レベルに戻すものである。

【００２３】図９にＶＨＳ方式のＮＴＳＣフォーマット
における再生カラー信号の位相シフト図が示されてい
る。（ａ）はチャンネル１の再生カラー信号位相、
（ｂ）はチャンネル２の再生カラー信号位相、（ｃ）は
チャンネル１の１Ｈ遅延後の再生カラー信号位相、
（ｄ）はチャンネル２の１Ｈ遅延後の再生カラー信号位
相である。実線は信号成分であり、点線はクロストーク
成分を示している。

【００２４】これらの再生カラー信号を第１と第２から
なる２つの周波数変換回路３と４に入力し周波数変換を
行う。この時、変換用のサブキャリア（ｆｓｃ＋４０ｆ
_H ≒４．２１ＭＨｚ）は、サブキャリア周波数の２ｎ倍
の周波数で発振するサブキャリア発振回路１１の周波数
信号を分周することにより発生させる。この４位相のサ
ブキャリアは切り換え回路１３と１４により第１及び第
２の周波数変換回路に送られる。この時切り換え回路１
３と１４に送られるサブキャリアの位相は記録時の位相
シフトをもとに戻すように設定される。すなわち、チャ
ンネル１では１水平期間ごとに９０°位相を進め、チャ
ンネル２では１水平期間ごとに９０°位相を遅らせるよ
う設定される。

【００２５】本発明では、２つの周波数変換回路３と４
において、第１の周波数変換回路３のサブキャリア位相
に対して、第２の周波数変換回路４のサブキャリアの位
相はチャンネル１では９０°遅れた位相とし、チャンネ
ル２では９０°進んだ位相とする。これらの第１と第２
の周波数変換回路３及び４により変換された３．５７９
５４５ＭＨｚの位相を（ｅ），（ｆ），（ｇ），（ｈ）
に示す。

【００２６】チャンネル１では（ｅ）と（ｆ）を算算回
路５の加算器により加算することにより（ｉ），チャン
ネル２では（ｇ）と（ｈ）を加算することにより（ｊ）
が得られる。（ｉ）及び（ｊ）では点線で示されたクロ
ストークが除去され、周波数変換された標準カラー信号
を得ることができる。なお、単に加算しただけでは信号
レベルが２倍になってしまうので、図３のように加算出
力を−６ｄＢだけ減衰させる必要がある。また、減算回
路を用いても上記のようにクロストーク成分を除去する
ことができる。

【００２７】図１０にＶＨＳ方式のＰＡＬフォーマット
における再生カラー信号の位相シフト図が示されてい
る。同図においても実線により信号成分が示され、点線
によりクロストーク分が示されている。（ｋ）はチャン
ネル１の再生カラー信号位相、（ｌ）はチャンネル２の
再生カラー信号位相、（ｍ）はチャンネル１の２Ｈ遅延
後の再生カラー信号位相、（ｎ）はチャンネル２の２Ｈ
遅延後の再生カラー信号位相である。

【００２８】これらの再生カラー信号を第１と第２の周
波数変換回路３と４に入力し周波数変換を行う。この時
変換用のサブキャリア（ｆｓｃ＋４０．１２５ｆ_H ≒
５．０６ＭＨｚ）の位相は記録時の位相シフトをもとに
戻すように設定される。すなわち、チャンネル１では同
一位相とし、チャンネル２では１水平期間ごとに９０°
位相を遅らせるよう設定される。

【００２９】本発明では、第１と第２の２つの周波数変
換回路３と４において、第１の周波数変換回路３のサブ
キャリア位相に対して、第２の周波数変換回路４のサブ
キャリアの位相はチャンネル１では同一位相とし、チャ
ンネル２では１８０°進んだ位相とする。この第１と第
２の周波数変換回路３及び４により変換された４．４３
３６１８ＭＨｚの位相を（ｏ），（ｐ），（ｑ），
（ｒ）に示す。これらの出力信号を演算回路５におい
て、チャンネル１では（ｏ）と（ｐ）を加算することに
より（ｓ），チャンネル２では（ｑ）と（ｒ）を加算す
ることにより（ｔ）が得られる。（ｓ）及び（ｔ）では
クロストークが除去され、周波数変換された標準カラー
信号を得ることができる。上記同様に、単に加算しただ
けでは信号レベルが２倍になってしまうので、図３のよ
うに加算出力を−６ｄＢだけ減衰させる必要がある。ま
た、減算回路を用いても上記のようにクロストーク成分
を除去することができる。

【００３０】また、周波数変換のキャリア位相はクロス
トークが除去されるよう設定されれば良く、たとえば４
のサブキャリアが上記と１８０°異なれば、演算回路５
を減算器とすることにより、クロストークが除去され、
周波数変換された標準カラー信号を得ることができる。
すなわち、前記図４に示したような演算によりクロスト
ーク成分を除去することができる。このように第１と第
２の周波数変換回路３と４のサブキャリアを別々の位相
制御を行うことにより、すべてのカラーアンダー記録再
生方式に適応できる。

【００３１】前記図１においては、利得制御回路６とそ
の制御信号を形成する回路は、遅延回路２の利得バラツ
キを自動的に補正する回路である。７及び８は、再生カ
ラーアンダー信号の遅延前後の信号を被復調信号とし、
再生カラーアンダー信号に周波数同期したサブキャリア
との掛算形同一復調利得を有する復調回路である。８の
復調回路においてサブキャリアの位相を、たとえばＶＨ
Ｓ方式ＮＴＳＣフォーマットでは、チャンネル１では１
Ｈごとに９０°進め、チャンネル２では１Ｈごとに９０
°遅らせれば、図１１の（Ａ）に示したような復調出力
信号が得られる。７の復調回路のサブキャリアの位相
は、たとえばチャンネル１では８の復調回路のサブキャ
リア位相より９０°遅れた位相にすることにより、復調
出力信号は（Ｂ）のように得られる。ここで、（Ａ）と
（Ｂ）の違いは（Ｂ）が（Ａ）に対して１Ｈ遅れている
ことと、振幅レベルが復調回路の入力被復調信号のレベ
ルに依存していることである。

【００３２】この２つの復調出力信号は９の演算回路
（減算回路）に入力され、その差分の信号が取り出され
る。この差分の信号は、１０のローパスフィルタに入力
される。これにより上記差成分が直流信号として検出さ
れる。この直流信号のレベルは長い時間、たとえば１フ
ィールドの間でみると、それぞれの復調回路の入力被復
調信号のレベル差に比例している。この直流信号を６の
利得制御回路に帰還することにより、２つの復調回路の
入力被復調信号のレベルを同じにすることができる。

【００３３】サブキャリアの位相は２つの復調回路７と
８の入力被復調信号のレベルが同じになるようになって
いれば良く、たとえば８の復調回路のサブキャリアが上
記より１８０°変わっていれば演算回路９を加算回路と
することにより、同一のことができる。つまり、本発明
は、２つの復調回路７と８のサブキャリアの位相を制御
することにより、すべてのカラーアンダー記録再生方式
に適応できる。

【００３４】前記図２において、利得制御回路６とその
制御信号を形成する回路は、遅延回路２や周波数変換回
路での利得バラツキを自動的に補正する回路である。つ
まり、復調回路７’と８’は、再生カラーアンダー信号
の遅延前後の信号を標準カラー信号に周波数変換された
信号を被復調信号とし、このカラー信号のバースト信号
に周波数位相同期したキャリアによって復調する同一復
調利得を有する復調回路である。

【００３５】復調回路８’の復調出力信号として、図１
１の（Ａ）に示したような復調出力信号が得られる。復
調回路７’の復調出力信号として（Ｂ）のような復調出
力信号が得られる。ここで、（Ａ）と（Ｂ）の違いは
（Ｂ）が（Ａ）にたいして１Ｈ遅れていることと、振幅
レベルが復調回路の入力被復調信号のレベルに依存して
いることである。

【００３６】この２つの復調出力信号は演算回路９によ
り減算される。上記両信号の差信号に対応した減算出力
は、ローパスフィルタ１０に入力される。これにより上
記の差成分信号を直流信号として検出することができ
る。この直流信号のレベルは長い時間、たとえば１フィ
ールドの間でみると、それぞれの復調回路７’と８’の
入力被復調信号のレベル差に比例している。この直流信
号を６の利得制御回路に帰還することにより、２つの復
調回路の入力被復調信号のレベルを同じにすることがで
きる。

【００３７】復調キャリアの位相は２つの復調回路７’
と８’の入力被復調信号のレベルが同じになるようにな
っていれば良く、たとえば復調回路８’のサブキャリア
が上記より１８０°変わっていれば演算回路９を加算回
路とすることにより、同一のことができる。本発明は、
２つの復調回路７’と８’のサブキャリアの位相を制御
することにより、すべてのカラーアンダー記録再生方式
に適応できる。

【００３８】本発明によれば、カラーアンダー方式ＶＴ
Ｒにおいて、ガラスディレイラインのような実相面積の
大きな部品を用いず、またはクロック周波数の高いＣＣ
Ｄを用いず、更にカラー信号経路やサブキャリア経路に
位相修正回路を付加せずに、クロック周波数の低いＣＣ
Ｄあるいはラインメモリでクロストークを除去する周波
数変換回路が得られる。また、１Ｈあるいは２Ｈの遅延
回路のバラツキが有っても自動調整ができ無調整で構成
ができる。

【００３９】第５図には、この発明の前提となる周波数
変換方式を説明するためのブロック図が示されている。
この周波数変換方式では、ＮＴＳＣ方式のテレビジョン
での色副搬送波周波数ｆ_SCが４５５ｆ_H ／２（ｆ_H ＝１
５７３４．２６５Ｈｚ）であること、上述の４０ｆ_H の
周波数に変換する方式のＶＴＲにおいて必要なキャリア
信号周波数ｆ_C がｆ_SC＋４０ｆ_H であることに着目し、
直接的に上記キャリア信号周波数ｆ_C が次式１により得
るようにする。

【００４０】（式１） ｆ_C ＝ｆ_SC＋４０ｆ_H ＝４５５ｆ_H ／２＋４０ｆ_H ＝５
３５ｆ_H ／２

【００４１】この信号ｆ_C のＮ倍の周波数を電圧制御型
発振回路で形成し、ＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ルー
プ）により水平同期信号に同期させる。このようにする
ことにより、４０ｆ_H の高調波成分の発生もなく、掛算
回路による周波数変換回路も不要でキャリア信号ｆ_C を
形成することができる。

【００４２】電圧制御型発振回路（以下、単にＶＣＯと
いう）は、特に制限されないが、キャリア信号ｆ_C の２
倍の周波数５３５ｆ_H にほゞ対応したフリーラン周波数
を持つようにされる。このＶＣＯの出力信号は、分周回
路により１／２に分周されて、この分周動作によって上
述のような周波数５３５ｆ_H ／２のキャリア信号ｆ_Cが
形成される。分周回路は、後述するようなＥＣＬ構成の
スルーラッチ回路が用いられることにより、上記のよう
な分周動作ととともに互いに９０°の位相差を持つよう
な４相信号を形成する。

【００４３】このように分周と位相シフト動作が行われ
た４つのキリャア信号（５３５ｆ_H／２≒４．２１ＭＨ
ｚ）は、ヘッド切換信号と水平同期信号によりスイッチ
制御されるスイッチ回路により１つが選ばれて周波数変
換回路に入力される。このキャリア信号を正確に録画信
号に含まれる水平同期信号に同期させるために、次のＰ
ＬＬループが設けられる。

【００４４】上記分周回路により分周された１つの分周
出力は、Ｄ型フリップフロップ回路（以下、単にＤＦＦ
という）のクロック端子Ｃに供給される。このＤＦＦの
データ端子Ｄには、水晶発振回路により形成された約
３．５８ＭＨｚの色副搬送波に対応した周波数が供給さ
れる。このＤＦＦは、図８の波形図に示すように、上記
高い方の周波数４．２１ＭＨｚの立ち上がりエッジに同
期して、低い方の周波数３．５８ＭＨｚの信号を取り込
むことにより、出力端子Ｑから両者の位相差、言い換え
るならば、周波数差に対応した出力信号を得ることがで
きる。すなわち、このＤＦＦによる減算動作は、次式２
により表される。

【００４５】（式２） ４．２１−３．５８＝ｆ_C −ｆ_SC＝５３５ｆ_H ／２−４
５５ｆ_H ／２＝４０ｆ_H （≒０．６３ＭＨｚ）

【００４６】上記のような周波数５３５ｆ_H ／２のキャ
リア信号を分周回路により２／５３５分周するようにし
てもよいが、この場合には２／５３５のような端数の分
周動作が必要なり、回路が複雑になるとともに回路規模
が大きくなる。これに対して、上記のようなＤＦＦによ
る周波数減算回路を用いることより、ＰＬＬループ内の
分周回路の大幅な簡素化が可能になるものである。

【００４７】上記ＰＬＬループ内に設けられる分周回路
は１／４０の分周動作を行うことにより、水平同期信号
ｆ_H に対応した周波数信号を形成する。この分周出力信
号と録画端子Ｒから供給される録画信号中に含まれる水
平同期信号ｆ_H とは位相検波回路に供給されて位相比較
動作が行われる。なお、上記水平同期信号ｆ_H は、図示
しない同期分離回路を通して形成される信号である。こ
の位相比較動作により、位相差（周波数差）に対応した
検波信号は、ローパスフィルタ（以下単にＬＰＦとい
う）により直流化され、録画モードのときに録画側ＲＥ
Ｃに接続れるスイッチＳＷ２を介して上記ＶＣＯの制御
端子に供給される。このようなＰＬＬループにより、上
記録画される映像信号中に含まれる水平同期信号ｆ_H に
正確に同期した５３５ｆ_H の発振信号を形成することが
できる。

【００４８】上記録画端子Ｒから供給される映像信号中
の色副搬送波は、録画モードのときに録画側ＲＥＣに接
続れるスイッチＳＷ１を介して周波数変換回路に入力さ
れ、ここで上記キャリア信号と合成されてその差分に対
応した約６２９ＫＨｚに周波数変換される。このように
帯域変換された色信号は、ＬＰＦを介して録画用アンプ
の入力端子ＲＡに伝えられる。

【００４９】同図には、再生用の信号処理回路も合わせ
て描かれている。再生モードでは、上記の場合とは逆の
周波数変換動作が行われる。再生モードのときにはスイ
ッチＳＷ１は再生端子ＰＢ側に接続される。周波数変換
回路は、上記４．２１ＭＨｚのキャリア信号と約６２９
ＫＨｚに帯域変換された色信号とを合成して、その差分
に対応した約３．５８ＭＨｚに周波数変換される。この
ように帯域変換された色信号は、バンドパスフィルタ
（以下、単にＢＰＦという）を通して色副搬送波成分が
取り出されて位相検波回路に入力にされる。

【００５０】この位相検波回路は、上記水晶発振回路に
より形成された３．５８ＭＨｚの基準周波数信号との位
相比較動作を行う。この位相比較動作により、位相差
（周波数差）に対応した検波信号は、ＬＰＦにより直流
化され、再生モードのときに再生側ＰＢに接続れるスイ
ッチＳＷ２を介して上記ＶＣＯの制御端子に供給され
る。このようなＰＬＬループにより、再生モードのとき
には水晶発振回路により形成された基準周波数信号に正
確に同期した５３５ｆ_H の発振信号を形成することがで
きる。

【００５１】図６には、上記１／２分周動作と４相信号
を形成する分周回路の一実施例の具体的回路図が示され
ている。この実施例では、ＥＣＬ構成の２つのスルーラ
ッチ回路ＦＦ１，ＦＦ２を用いて１／２の分周動作を行
うとともに４相出力信号を形成する。

【００５２】コレクタとベースとが交差接続されたトラ
ンジスタＱ６とＱ７はラッチ回路を構成する。これら差
動トランジスタＱ６，Ｑ７のコレクタとコレクタがそれ
ぞれ共通接続された入力差動トランジスタＱ５とＱ８が
設けられる。上記の共通化されたコレクタには、負荷抵
抗Ｒ１，Ｒ２がそれぞれ設けられる。上記ラッチ形態の
差動トランジスタＱ６，Ｑ７と入力差動トランジスタＱ
５，Ｑ８のそれぞれの共通エミッタには、差動トランジ
スタＱ１，Ｑ２を介して定電流源Ｉｏが設けられる。こ
のような回路により、第１のスルーラッチ回路ＦＦ１が
構成される。

【００５３】上記の第１のスルーラッチ回路ＦＦ１と同
様にラッチ形態の差動トランジスタＱ１０，Ｑ１１、入
力差動トランジスタＱ９，Ｑ１２、コレクタ負荷抵抗Ｒ
３，Ｒ４及び定電流源Ｉｏとその切り換え差動トランジ
スタＱ３，Ｑ４とにより第２のスルーラッチ回路ＦＦ２
が構成される。

【００５４】これら２つのスルーラッチ回路ＦＦ１とＦ
Ｆ２の入力差動トランジスタＱ５，Ｑ８とＱ９，Ｑ１２
のベースは、互いに他方のスルーラッチ回路ＦＦ２，Ｆ
Ｆ１の出力信号が交差的に供給される。上記電流切り換
え動作を行う差動トランジスタＱ１，Ｑ２とＱ３，Ｑ４
のベースに、分周される入力信号が互いに逆相にされる
よう入力される。

【００５５】すなわち、入力端子ＩＮ１は、第１のスル
ーラッチ回路ＦＦ１に対してスルー入力動作を行わせる
トランジスタＱ１のベースに接続され、第２のスルーラ
ッチ回路ＦＦ２に対してラッチ動作を行わせるトランジ
スタＱ３のベースに接続される。入力端子ＩＮ２は、第
１のスルーラッチ回路ＦＦ１に対してラッチ動作を行わ
せるトランジスタＱ２のベースに接続され、第２のスル
ーラッチ回路ＦＦ２に対してスルー入力動作を行わせる
トランジスタＱ４のベースに接続される。

【００５６】この入力端子ＩＮ１とＩＮ２には、上記分
周されるべき入力信号が供給される。発振出力信号がダ
ブルエンドの出力形態のきには入力端子ＩＮ１とＩＮ２
に互いに逆相の入力信号が供給され、発振出力信号がシ
ングルエンドの出力形態のきには入力端子ＩＮ１（又は
ＩＮ２）に発振出力が供給され、入力端子ＩＮ２（又は
ＩＮ１）に発振出力信号の中点電位が供給される。

【００５７】この実施例では、位相が互いに９０°ずつ
異なる４相信号として、上記２つのスルーラッチ回路Ｆ
Ｆ１，ＦＦ２に設けられた負荷抵抗Ｒ１〜Ｒ４により形
成される４つの信号がトランジスタＱ１３〜Ｑ１６と定
電流源Ｉｏからなるエミッタフォロワ回路を介して出力
される。同図において定電流源の回路記号Ｉｏは、同じ
定電流を流すという限定された意味ではなく、一般的に
定電流源を表すものであることに注意されたい。

【００５８】この実施例回路の動作を図７に示した動作
波形図を参照して説明する。同図においては、入力端子
ＩＮ１にシングルエンドの発振信号が供給され、入力端
子ＩＮ２にはその中点電位が基準電圧として供給され
る。入力端子ＩＮ１に供給される発振信号が基準となる
中点電圧に対してロウレベルの期間、トランジスタＱ２
とＱ４がオン状態にされる。トランジスタＱ２のオン状
態により、第１のスルーラッチ回路ＦＦ１では、ラッチ
形態の差動トランジスタＱ６，Ｑ７に定電流源Ｉｏの定
電流が流れ、それ以前に取り込んだ入力信号を保持して
いる。例えば、トランジスタＱ６がオン状態なら負荷抵
抗Ｒ１に定電流がながれそれに対応した出力端子ＯＵＴ
４がロウレベルとなる。トランジスタＱ７がオフ状態の
ときには、それに対応した出力端子ＯＵＴ１がハイレベ
ルになっている。

【００５９】上記トランジスタＱ４のオン状態により、
第２のスルーラッチ回路ＦＦ２では、入力差動トランジ
スタＱ９，Ｑ１２が動作状態にされる。上記のように第
１のスルーラッチ回路ＦＦ１のトランジスタＱ７のオフ
状態に対応したハイレベルの出力信号を受ける入力トラ
ンジスタＱ９がオン状態になり、トランジスタＱ６のオ
ン状態に対応したロウレベルの出力信号を受ける入力ト
ランジスタＱ１２がオフ状態になっている。これによ
り、負荷抵抗Ｒ３に定電流が流れてロウレベルの出力信
号が形成され、負荷抵抗Ｒ４には定電流が流れないから
電源電圧Ｖccのようなハイレベルが形成される。それ
故、出力端子ＯＵＴ２の出力信号はロウレベルとなり、
出力端子ＯＵＴ３はハイレベルになっている。

【００６０】入力端子ＩＮ１に供給される発振信号が基
準となる中点電圧に対してハイレベルに変化すると、ト
ランジスタＱ２とＱ４がオフ状態に、トランジスタＱ１
とＱ３がオン状態に切り換えられる。トランジスタＱ３
のオン状態により、第２のスルーラッチ回路ＦＦ２で
は、ラッチ形態の差動トランジスタＱ１０，Ｑ１１に定
電流源Ｉｏの定電流が流れ、それ以前に取り込んだ入力
信号を保持する。すなわち、上記入力トランジスタＱ９
のオン状態に応じてトランジスタＱ１０がオン状態に、
入力トランジスタＱ１２のオフ状態に応じてトランジス
タＱ１１がオフ状態にラッチされる。これにより、出力
端子ＯＵＴ２はロウレベルのままに維持され、出力端子
ＯＵＴ３はハイレベルのままに維持される。

【００６１】上記トランジスタＱ１のオン状態により、
第１のスルーラッチ回路ＦＦ１では、入力差動トランジ
スタＱ５，Ｑ６が動作状態にされる。上記のように第２
のスルーラッチ回路ＦＦ２においてトランジスタＱ１１
のオフ状態に対応したハイレベルの出力信号を受ける入
力トランジスタＱ８がオン状態になり、トランジスタＱ
１０のオン状態に対応したロウレベルの出力信号を受け
る入力トランジスタＱ５がオフ状態にされる。これによ
り、負荷抵抗Ｒ１に代わって負荷抵抗Ｒ２に定電流が流
れるようになり上記の保持信号が反転する。すなわち、
出力端子ＯＵＴ４の出力信号はロウレベルからハイレベ
ルに変化し、出力端子ＯＵＴ１はハイレベルからロウレ
ベルに変化する。

【００６２】入力端子ＩＮ１に供給される発振信号が基
準となる中点電圧に対して再びロウレベルに変化する
と、トランジスタＱ１とＱ３がオフ状態に、トランジス
タＱ２とＱ４がオン状態に切り換えられる。トランジス
タＱ２のオン状態により、第１のスルーラッチ回路ＦＦ
１では、ラッチ形態の差動トランジスタＱ６，Ｑ７に定
電流源Ｉｏの定電流が流れ、それ以前に取り込んだ入力
信号を保持する。すなわち、上記入力トランジスタＱ８
のオン状態に応じてトランジスタＱ７がオン状態に、入
力トランジスタＱ５のオフ状態に応じてトランジスタＱ
６がオフ状態にラッチされる。これにより、出力端子Ｏ
ＵＴ４はロウレベルのままに維持され、出力端子ＯＵＴ
１はハイレベルのままに維持される。

【００６３】上記トランジスタＱ３のオン状態により、
第２のスルーラッチ回路ＦＦ２では、入力差動トランジ
スタＱ９，Ｑ１０が動作状態にされる。上記のように第
１のスルーラッチ回路ＦＦ１においてトランジスタＱ６
のオフ状態に対応したハイレベルの出力信号を受ける入
力トランジスタＱ１２がオン状態になり、トランジスタ
Ｑ７のオン状態に対応したロウレベルの出力信号を受け
る入力トランジスタＱ９がオフ状態にされる。これによ
り、負荷抵抗Ｒ３に代わって負荷抵抗Ｒ４に定電流が流
れるようになり上記の保持信号が反転する。すなわち、
出力端子ＯＵＴ２の出力信号はロウレベルからハイレベ
ルに変化し、出力端子ＯＵＴ３はハイレベルからロウレ
ベルに変化する。

【００６４】以下、同様な動作の繰り返しにより、入力
信号ＩＮ１の発振周波数に対して２倍の周期を持つ、言
い換えるならば、１／２分周された出力信号ＯＵＴ１〜
ＯＵＴ４を形成することができる。また、同図から明ら
かなように、２つのスルーラッチ回路ＦＦ１，ＦＦ２の
４つの出力信号は、立ち上がりでみると、ＯＵＴ４に対
してＯＵＴ２の位相が９０°遅れ、このＯＵＴ２に対し
てＯＵＴ１の位相が９０°遅れ、このＯＵＴ１に対して
ＯＵＴ３の位相が９０°遅れるという４つの出力信号を
形成することができる。このようなＥＣＬ構成のスルー
ラッチ回路からなる分周回路を用いることにより、簡単
な構成で分周動作と位相シフト動作とを合わせ持つ複合
機能回路を実現できる。

【００６５】上記のような分周回路によって位相が９０
°ずつ遅れた４つの信号を形成することができので、そ
れを入力された再生カラーアンダー信号に対応して選択
的に２つの周波数変換回路３と４に供給することによ
り、その出力信号ＡとＢの位相調整を行うことができる
ので、演算回路５によりクロストーク成分の除去を行う
ことができる。

【００６６】上記の実施例から得られる作用効果は、下
記の通りである。すなわち、 （１） 第１の再生カラーアンダー信号を遅延回路によ
り１又は２水平期間遅延させ、この遅延された第２の再
生カラーアンダー信号と上記第１の再生カラーアンダー
信号をそれぞれ第１と第２の周波数変換回路により標準
カラー信号に周波数変換し、上記周波数変換のためのキ
ャリアの２ｎの発振周波数信号を分周回路により上記キ
ャリア周波数になるように分周し、かつ０°、９０°、
１８０°及び２７０°の位相をそれぞれもつ４つのキャ
リアを形成し、切り換え回路により選択的にキャリアを
第１と第２の周波数変換回路にそれぞれ供給して、２つ
の周波数変換された信号を同相又は逆相にして減算又は
加算してトラック間のカラークロストークを除去する構
成とすることにより、再生アンダーカラー信号を遅延さ
せるものであるのでＣＣＤ等による遅延回路のクロック
周波数も低く簡単なものでよいとともに、無調整化が可
能になるという効果が得られる。

【００６７】（２） 遅延回路としてＣＣＤを用いるこ
とにより、回路の簡素化を図ることができるという効果
が得られる。

【００６８】（３） 上記発振回路により２倍のキャリ
ア周波数になるような発振信号を形成し、ＥＣＬ構成の
２つのスルーラッチ回路の入力と出力とが交差的に接続
されてなる分周回路を用いることにより、１／２分周動
作と２つのスルーラッチのそれぞれの一対の出力端子か
ら互いに位相が９０°ずつ異なる４相信号が得られるの
で、簡単な構成により上記クロストークを除去するに必
要な２つの周波数変換回路に必要なキャリアを得ること
ができるという効果が得られる。

【００６９】（４） 上記分周回路の１つの分周出力が
クロック端子に供給され、色副搬送波又はその整数倍の
周波数信号がデータ端子に供給されたＤ型フリップフロ
ップ回路を設けて、このフリップフロップ回路により形
成される上記２つの信号の差分の周波数信号を分周して
水平同期周波数に対応した周波数まで低減させ、水平同
期信号と位相比較して形成された制御電圧により上記発
振回路の発振周波数を制御することにより高精度に安定
されたキャリア周波数を得られ、高精度にクロストーク
成分の除去を行うことができるという効果が得られる。

【００７０】（５） 上記第１の再生カラーアンダー信
号と利得調整回路を通した第２の再生カラーアンダー信
号とをサブキャリアをそれぞれ受ける第１と第２の復調
回路により復調して、２つの復調信号の差分に基づいて
上記利得調整回路を制御することにより、遅延回路等の
素子バラツキに対して第１と第２の周波数変換回路に供
給される第１と第２の再生カラーアンダー信号の振幅レ
ベルを無調整で自動的に同一にすることができるという
効果が得られる。

【００７１】（６） 第２の再生カラーアンダー信号を
利得調整回路を通して第２の周波数変換回路に供給さ
せ、上記第１と第２の周波数変換回路により形成された
標準カラー信号と色搬送波をそれぞれ受ける第３と第４
の復調回路により復調して、２つの復調信号の差分に基
づいて上記利得調整回路を制御することにより、遅延回
路や周波数変換回路を素子バラツキに対して第１と第２
の周波数変換回路により形成された標準カラー信号を無
調整で自動的に同一にすることができるという効果が得
られる。

【００７２】以上本発明者よりなされた発明を実施例に
基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限
定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種
々変更可能であることはいうまでもない。例えば、ＶＴ
Ｒ用信号処理回路を構成する半導体集積回路装置には、
輝度信号を処理する回路も含まれる。このような輝度回
路の概略は、次の通りである。ハイパスフィルタにより
輝度信号成分を取り出し、イコライザやドロップアウト
コンペンセイタ、リミッタ等を通してＦＭ復調して輝度
信号を得る。このＦＭ復調出力は、ローパスフィルタを
通して信号成分が取り出され、ディエンファシスにより
帯域の補正が行われ、ノイズリダクション回路を通して
上記色信号と加算されてビデオ信号として出力される。

【００７３】上記のようなＶＴＲ用信号処理回路におい
て、色信号処理部が内部回路により全て構成されるのも
であるので、ガラス櫛形フィルタを用いる場合に比べ
て、外部端子数の削減及び大型でしかも高価な外部部品
の削除によって、カメラ一体型ＶＴＲの小型軽量化を図
ることができる。また、色信号処理経路が半導体集積回
路内で構成できるから、高品質の信号処理を行うことが
できるものである。この発明は、カラーアンダー方式の
ＶＴＲ用信号処理回路として広く利用できるものであ
る。

【００７４】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、第１の再生カラーアンダー
信号を遅延回路により１又は２水平期間遅延させ、この
遅延された第２の再生カラーアンダー信号と上記第１の
再生カラーアンダー信号をそれぞれ第１と第２の周波数
変換回路により標準カラー信号に周波数変換し、上記周
波数変換のためのキャリアの２ｎの発振周波数信号を分
周回路により上記キャリア周波数になるように分周し、
かつ０°、９０°、１８０°及び２７０°の位相をそれ
ぞれもつ４つのキャリアを形成し、切り換え回路により
選択的にキャリアを第１と第２の周波数変換回路にそれ
ぞれ供給して、２つの周波数変換された信号を同相又は
逆相にして減算又は加算してトラック間のカラークロス
トークを除去する構成により、アンダーカラー信号を遅
延させるようにできるのでＣＣＤ等の遅延回路のクロッ
ク周波数も低く簡単なものでよく、無調整化が可能にな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係るＶＴＲ用信号処理回路に含まれ
る周波数変換部の一実施例を示すブロック図である。

【図２】この発明に係るＶＴＲ用信号処理回路に含まれ
る周波数変換部の他の一実施例を示すブロック図であ
る。

【図３】カラークロストークを除去するための演算回路
の一実施例を示す概略構成図である。

【図４】カラークロストークを除去するための演算回路
の他の一実施例を示す概略構成図である。

【図５】この発明の前提となる周波数変換方式を説明す
るためのブロック図である。

【図６】１／２分周動作と４相信号を形成する分周回路
の一実施例を示す具体的回路図である。

【図７】図６の分周回路の動作を説明するための波形図
である。

【図８】図５の周波数減算動作を説明するための波形図
である。

【図９】ＶＨＳ方式ＮＴＳＣフォーマットにおける再生
カラー信号の位相シフト図である。

【図１０】ＶＨＳ方式ＰＡＬフォーマットにおける再生
カラー信号の位相シフト図である。

【図１１】図１の復調回路における入力と出力の概略波
形図である。

【図１２】従来技術の一例を示すブロック図である。

【図１３】従来技術の他の一例を示すブロック図であ
る。

【図１４】従来技術の更に他の一例を示すブロック図で
ある。

【符号の説明】

１…ローパスフィルタ、２…遅延回路、３…第１の周波
数変換回路、４…第２の周波数変換回路、５…演算回
路、６…利得制御回路、７，８…復調回路、９…演算回
路、１０…ローパスフィルタ、１１…発振回路、１２…
分周回路、１３，１４…切り換え回路、１５…サブキャ
リア発生回路、１６…バンドパスフィルタ、１７…発振
回路、ＶＣＯ…電圧制御型発振回路、ＤＦＦ…Ｄ型フリ
ップフロップ回路、ＬＰＦ…ローパスフィルタ、ＢＰＦ
…バンドパスフィルタ、ＦＦ１，ＦＦ２…スルーラッチ
回路、Ｑ１〜Ｑ１６…トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ４…抵
抗、Ｉｏ…定電流源。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 神 孝志 埼玉県入間郡毛呂山町大字旭台15番地 日立東部セミコンダクタ株式会社内 (72)発明者 山内 研也 埼玉県入間郡毛呂山町大字旭台15番地 日立東部セミコンダクタ株式会社内 (72)発明者 石原 伸一 東京都小平市上水本町５丁目22番１号 株式会社 日立マイコンシステム内 (72)発明者 山崎 幸一 東京都小平市上水本町５丁目20番１号 株式会社 日立製作所 半導体事業部内 (56)参考文献 特開 平４−91594（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−150769（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−200695（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04N 9/79 - 9/898

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１再生カラーアンダー信号を周波数変
   換された第１カラー信号に変換するための第１周波数変
   換回路と、入力されたアナログ信号をディジタル信号に変換するア
   ナログ／ディジタル変換回路と、変換されたディジタル
   信号をシフトさせるシフトレジスタと、シフトされたデ
   ィジタル信号をアナログ信号に変換するディジタル／ア
   ナログ変換回路とを含んで構成され、 上記第１再生カラ
   ーアンダー信号を１又は２水平期間遅延させるための遅
   延回路と、上記第１再生カラーアンダー信号を上記 遅延回路によっ
   て遅延させて得られた第２再生カラーアンダー信号を周
   波数変換された第２カラー信号に変換するための第２周
   波数変換回路と、周波数変換をする ための第１キャリア信号の第１周波数
   より２倍以上高い第２周波数を有する第２キャリア信号
   を発生するための発振回路と、上記 発振回路から出力される第２キャリア信号の第２周
   波数を上記第１キャリア信号の第１周波数に一致するよ
   うに分周し、分周された上記第２キャリア信号から、該
   第２キャリア信号を基準にそれぞれ０°、９０°、１８
   ０°及び２７０°位相が異なる４つの上記第１キャリア
   信号を形成するための分周回路と、 上記分周回路から出力される上記４つの第１キャリア信
   号の内の一つを上記第１及び第２周波数変換回路の各々
   へ選択的に供給するための切り換え回路と、上記第１及び第２ 周波数変換回路によって供給される上
   記第１カラー信号及び上記第２カラー信号に基づく減算
   又は加算の演算処理を実行するための演算回路とを含ん
   で成り、 上記第１及び第２カラー信号は、上記第１及び第２再生
   カラーアンダー信号と選択された上記４つの第１キャリ
   ア信号の内の一つとに基づいて形成される ことを特徴と
   するＶＴＲ用信号処理回路。
2. 【請求項２】 請求項１において、 上記ＶＴＲ用信号処理回路は、上記第１及び第２周波数
   変換回路に供給される上記第１及び第２再生カラーアン
   ダー信号の振幅レベルの差を調整するための利得調整回
   路を更に含み、 上記第２再生カラーアンダー信号は、上記利得調整回路
   を通じて上記第２周波数変換回路に供給されることを特
   徴とする ＶＴＲ用信号処理回路。
3. 【請求項３】 請求項２において、 上記ＶＴＲ用信号処理回路は、 上記第１再生カラーアン
   ダー信号及びサブキャリアを受ける第１復調回路と、上
   記第２再生カラーアンダー信号及びサブキャリアを受け
   る第２復調回路とを更に含み、上記利得調整回路は、上記第１及び第２復調回路 により
   復調された復調信号の差分に基づいて制御されることを
   特徴とするＶＴＲ用信号処理回路。
4. 【請求項４】 請求項２において、 上記ＶＴＲ用信号処理回路は、上記第１ 周波数変換回路
   により形成された上記第１カラー信号を受ける第３復調
   回路と、上記第２周波数変換回路により形成された上記
   第２カラー信号を受ける第４復調回路とを更に含み、上記利得調整回路は、上記第３及び第４復調回路 により
   復調された復調信号の差分に基づいて制御されることを
   特徴とするＶＴＲ用信号処理回路。
5. 【請求項５】 請求項１乃至４のいずれか１項におい
   て、 上記発振回路は、２倍のキャリア周波数になるような発
   振信号を出力するものであり、上記分周回路は、 ＥＣＬ構成の２つのスルーラッチ回路
   の入力と出力とが交差的に接続されて１／２分周動作を
   行うとともに、２つのスルーラッチのそれぞれの一対の
   出力端子から互いに位相が９０°ずつ異なる４相信号を
   形成するものであることを特徴とするＶＴＲ用信号処理
   回路。
6. 【請求項６】 請求項１乃至４のいずれか１項におい
   て、 上記ＶＴＲ用信号処理回路は、 上記分周回路の１つの分
   周出力がクロック端子に供給され、色副搬送波又はその
   整数倍の周波数信号がデータ端子に供給されるよう構成
   されたＤ型フリップフロップ回路を更に含み、上記発振回路は、上記 フリップフロップ回路により形成
   される周波数信号に基づき制御されることを特徴とする
   ＶＴＲ用信号処理回路。