JPS636918A - Cmos−入力回路 - Google Patents
Cmos−入力回路Info
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- JPS636918A JPS636918A JP62153576A JP15357687A JPS636918A JP S636918 A JPS636918 A JP S636918A JP 62153576 A JP62153576 A JP 62153576A JP 15357687 A JP15357687 A JP 15357687A JP S636918 A JPS636918 A JP S636918A
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- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
- H03K19/01721—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits by means of a pull-up or down element
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
- H03K19/0185—Coupling arrangements; Interface arrangements using field effect transistors only
- H03K19/018507—Interface arrangements
- H03K19/018521—Interface arrangements of complementary type, e.g. CMOS
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/353—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/356—Bistable circuits
- H03K3/3565—Bistables with hysteresis, e.g. Schmitt trigger
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はCM OS−入力回路に関するものである。
CMO5−入力回路の使用は、斯種の回路が集積回路に
極めて頻繁に用いられるので増加の一途を辿っている。
極めて頻繁に用いられるので増加の一途を辿っている。
斯種回路の集積化密度が高くなり、従ってデバイスの幾
何学的構成が小さくなると、重要なパラメータがばらつ
き始める。大地と給電ラインに流れる大電流によって誘
起される雑音は、□ロジック(例えばTTLロジック)
の1及び0レベルの検出を困難にしている。そこで、人
カスイツチング役のスレッショールドレベルを確実に制
御することが特に所望されている。
何学的構成が小さくなると、重要なパラメータがばらつ
き始める。大地と給電ラインに流れる大電流によって誘
起される雑音は、□ロジック(例えばTTLロジック)
の1及び0レベルの検出を困難にしている。そこで、人
カスイツチング役のスレッショールドレベルを確実に制
御することが特に所望されている。
CMOSインバータの入力スレッショールドスイッチン
グレベルがCMOSデバイスの特性公差にほぼ無関係と
なるように、CMOSインバータを正及び負の回路給電
端子によりバイアスする如き幾っがの解決策が提案され
ている(英国特許出願2133242A)。
グレベルがCMOSデバイスの特性公差にほぼ無関係と
なるように、CMOSインバータを正及び負の回路給電
端子によりバイアスする如き幾っがの解決策が提案され
ている(英国特許出願2133242A)。
この場合のバイアス手段はP及びNチャネルトランジス
タを具えており、Pチャネルトランジスタはインバータ
のNチャネルトランジスタと負の給電端子との間に接続
し、またNチャネルトランジスタはインバータのPチャ
ネルトランジスタと正の給電端子との間に接続する。バ
イアス用のPチャネル及びNチャネルトランジスタのゲ
ートは、それぞれ負及び正の給電端子に接続する。斯か
る従来のCMOS−入力回路は、トランジスタの特性に
ほぼ無関係なスイッチングスレッショールドを有するが
、この入力回路には幾つかの欠点がある。
タを具えており、Pチャネルトランジスタはインバータ
のNチャネルトランジスタと負の給電端子との間に接続
し、またNチャネルトランジスタはインバータのPチャ
ネルトランジスタと正の給電端子との間に接続する。バ
イアス用のPチャネル及びNチャネルトランジスタのゲ
ートは、それぞれ負及び正の給電端子に接続する。斯か
る従来のCMOS−入力回路は、トランジスタの特性に
ほぼ無関係なスイッチングスレッショールドを有するが
、この入力回路には幾つかの欠点がある。
特に、追加のトランジスタ、とりわけPチャネルトラン
ジスタの使用により、回路を集積化すべき半導体チップ
における回路面積が大きくなる。さらに、バイアス用の
トランジスタを用いることによって、インパークのN形
トランジスタにP形トランジスタのスレッショールドに
等しいオフセットが加わり、かつインバータのP形トラ
ンジスタにN形トランジスタのスレッショールドに等し
いオフセットが加わるため、従来の入力回路はTTLレ
ベルの入力信号用及び低い電源電圧(例えば2〜2.5
ボルト)での使用には不適切である。
ジスタの使用により、回路を集積化すべき半導体チップ
における回路面積が大きくなる。さらに、バイアス用の
トランジスタを用いることによって、インパークのN形
トランジスタにP形トランジスタのスレッショールドに
等しいオフセットが加わり、かつインバータのP形トラ
ンジスタにN形トランジスタのスレッショールドに等し
いオフセットが加わるため、従来の入力回路はTTLレ
ベルの入力信号用及び低い電源電圧(例えば2〜2.5
ボルト)での使用には不適切である。
本発明の目的はP−チャネルトランジスタの特性にほぼ
総体的に不感応で、しかもTTL レベルの入力信号に
極めて好適で、かつ低い供給電圧で使用することのでき
るC M OS−入力回路を提供することにある。
総体的に不感応で、しかもTTL レベルの入力信号に
極めて好適で、かつ低い供給電圧で使用することのでき
るC M OS−入力回路を提供することにある。
本発明はPMOSスイッチトランジスタの導電チャネル
を出力ノードと第1給電端子との間にてNMOS負荷ト
ランジスタ手段に直列に接続した入力CMOSインバー
タを具えているCMOS−入力回路において、前記P
M [I Sスイッチトランジスタが導通ずる際に、前
記N )10 S負荷トランジスタ手段が実質上負荷電
流を規定するようにしたことを特徴とする。
を出力ノードと第1給電端子との間にてNMOS負荷ト
ランジスタ手段に直列に接続した入力CMOSインバー
タを具えているCMOS−入力回路において、前記P
M [I Sスイッチトランジスタが導通ずる際に、前
記N )10 S負荷トランジスタ手段が実質上負荷電
流を規定するようにしたことを特徴とする。
NMOS負荷トランジスタ手段は負荷電流を規定する主
要素子である。入力インバータのps+os+−ランジ
スタはスイッチとして作用するだけであり、負荷電流に
は影響を及ぼさない。従って、下降縁のトリップ点は、
入力インバータのNMOS)ランジスクに対して比がと
られる単なるNMOSトランジスタ負荷(エンハンスメ
ントトランジスタ)を本来どんなものとするかによって
設定される。そのトリップ点は基礎MO3回路の教科書
に記載されているように、簡単に概算することができる
。
要素子である。入力インバータのps+os+−ランジ
スタはスイッチとして作用するだけであり、負荷電流に
は影響を及ぼさない。従って、下降縁のトリップ点は、
入力インバータのNMOS)ランジスクに対して比がと
られる単なるNMOSトランジスタ負荷(エンハンスメ
ントトランジスタ)を本来どんなものとするかによって
設定される。そのトリップ点は基礎MO3回路の教科書
に記載されているように、簡単に概算することができる
。
本発明によるC M OS入力回路の他の例では、前記
入力インバータのNMOS)ランジスクを池のNMOS
)ランジスタを介して第2給電端子に接続し、前記他の
NMOS)ランジスタのゲートを入力インバータの入力
端子に接続し、入力インバータの前記NMOSトランジ
スタと前記他のNMOSトランジスタとのノードを帰還
トランジスタデバイスを介して第1給電端子に接続して
、該帰還トランジスタデバイスを前記入力インバータの
出力信号によって制御するようにする。この例のCM
OS−入力回路はシュミットトリガ回路であり、これは
本来ヒステリシスを呈し、しかも回路を入力信号におけ
る雑音及び過渡電流により電源に導入される電圧バンプ
に対して殆ど不感応にする。
入力インバータのNMOS)ランジスクを池のNMOS
)ランジスタを介して第2給電端子に接続し、前記他の
NMOS)ランジスタのゲートを入力インバータの入力
端子に接続し、入力インバータの前記NMOSトランジ
スタと前記他のNMOSトランジスタとのノードを帰還
トランジスタデバイスを介して第1給電端子に接続して
、該帰還トランジスタデバイスを前記入力インバータの
出力信号によって制御するようにする。この例のCM
OS−入力回路はシュミットトリガ回路であり、これは
本来ヒステリシスを呈し、しかも回路を入力信号におけ
る雑音及び過渡電流により電源に導入される電圧バンプ
に対して殆ど不感応にする。
さらに本発明の他の好適例では、前記入力インバータの
出力端子を第1インバータ回路の入力端子に接続し、該
第1インバータ回路の出力端子を第2インパーク回路の
入力端子に接続し、該第2インバータ回路の出力端子を
帰還トランジスタデバイスの制御入力端子に接続する。
出力端子を第1インバータ回路の入力端子に接続し、該
第1インバータ回路の出力端子を第2インパーク回路の
入力端子に接続し、該第2インバータ回路の出力端子を
帰還トランジスタデバイスの制御入力端子に接続する。
この場合には、シュミットトリガの帰還トランジスタデ
バイスを、シュミットトリガの慣例の出力点によって直
接制御するのではなく、2個直列に接続したインバータ
の出力によって制御するのであって、これらのインバー
タをつぎの2つの理由のためにシュミットトリガの慣例
の出力端子における出力信号によって制御せしめる。即
ち、上記理由の(1)は、第1給電端子における電圧バ
ンプは立上り縁のスレッショールド点を通常高める割合
よりも高く慣例の出力ノード(この出力ノードにおける
容量性コンデンサ)を充電することができると云うこと
にあり、理由の(2)は帰還トランジスタ手段を完全な
ロジックスイング(logic swing)で駆動さ
せるようにすると、立上り縁のトリップ点は他のNMO
Sl−ランジスタと帰還トランジスタ手段のW/L比か
ら容易に概算されると云うことにある。
バイスを、シュミットトリガの慣例の出力点によって直
接制御するのではなく、2個直列に接続したインバータ
の出力によって制御するのであって、これらのインバー
タをつぎの2つの理由のためにシュミットトリガの慣例
の出力端子における出力信号によって制御せしめる。即
ち、上記理由の(1)は、第1給電端子における電圧バ
ンプは立上り縁のスレッショールド点を通常高める割合
よりも高く慣例の出力ノード(この出力ノードにおける
容量性コンデンサ)を充電することができると云うこと
にあり、理由の(2)は帰還トランジスタ手段を完全な
ロジックスイング(logic swing)で駆動さ
せるようにすると、立上り縁のトリップ点は他のNMO
Sl−ランジスタと帰還トランジスタ手段のW/L比か
ら容易に概算されると云うことにある。
以下図面を参照して本発明を実施例につき説明する。
第1図に示す本発明による原理的なCMOS−入力回路
1は、PMO3トランジスタP1、NM[lS トラン
ジスタN1及びNMOS)ランジスタ負荷りを具えてい
る。
1は、PMO3トランジスタP1、NM[lS トラン
ジスタN1及びNMOS)ランジスタ負荷りを具えてい
る。
回路ユは第1給電端子V。。(例えば5V) と第2
給電端子Vss (OV)との間に接続する。PI、I
Os トランジスタP1とNMOS)ランジスタN1は
入力インバータを構成し、これらトランジスタのゲート
は入力端子INに接続する。NMOSl−ランジスタ負
荷りはダイオード接続とし、これを第1給電端子VCC
と回路1の出力端子0との間にてPMOSトランジスタ
P1の導電チャネルに直列に接続する。CMOS−回路
では出力端子(0)に僅かの容量性の負荷(CL)があ
る。
給電端子Vss (OV)との間に接続する。PI、I
Os トランジスタP1とNMOS)ランジスタN1は
入力インバータを構成し、これらトランジスタのゲート
は入力端子INに接続する。NMOSl−ランジスタ負
荷りはダイオード接続とし、これを第1給電端子VCC
と回路1の出力端子0との間にてPMOSトランジスタ
P1の導電チャネルに直列に接続する。CMOS−回路
では出力端子(0)に僅かの容量性の負荷(CL)があ
る。
特性がPMOSトランジスタの特性に無関係か、又はほ
ぼ無関係となるC M OS−入力回路を実現するため
には、PMOSトランジスタP1がスイッチ・オンされ
る場合に、NMO9l−ランジスタ負荷りが回路ユに流
れる負荷電流(この電流は容量性負荷CLを充電する負
荷電流でもあり得る)を決定するか、又は入力1Nにお
ける電圧が「高」レベルにあり、この電圧がトランジス
タN1を導通させる場合に、負荷電流が入力INにおけ
る不十分な「高」レベル(例えばTTLの「高」レベル
は2.8vで、vccは5Vである〉のためにトランジ
スタP1が(完全に)遮断されない場合における定常電
流となり得るようにNMOS)ランジスタ負荷を設計す
る。図示の回路ユにおけるPMOSトランジスタP1は
スイッチとして作用するだけである。
ぼ無関係となるC M OS−入力回路を実現するため
には、PMOSトランジスタP1がスイッチ・オンされ
る場合に、NMO9l−ランジスタ負荷りが回路ユに流
れる負荷電流(この電流は容量性負荷CLを充電する負
荷電流でもあり得る)を決定するか、又は入力1Nにお
ける電圧が「高」レベルにあり、この電圧がトランジス
タN1を導通させる場合に、負荷電流が入力INにおけ
る不十分な「高」レベル(例えばTTLの「高」レベル
は2.8vで、vccは5Vである〉のためにトランジ
スタP1が(完全に)遮断されない場合における定常電
流となり得るようにNMOS)ランジスタ負荷を設計す
る。図示の回路ユにおけるPMOSトランジスタP1は
スイッチとして作用するだけである。
第2図には本発明によるCMOS−入力回路)の好適例
を示しである。この入力回路1はシュミットトリガ回路
刊と、第1及び第2インバータ迎、並を具えており、こ
れらはいずれも第1給電端子VCCと第2給電端子VS
Sに接続する。シュミットトリガ回路10は、実際上第
1図に示した回路と同じ種類の回路を構成するP)、I
Os トランジスタ5、N!JO3)ランジスタ負荷4
及びNMOSトランジスタ2を有している入力インバー
タを具えている。N M OSトランジスタ2はN!、
+O5トランジスタ1を介して第2給電端子VSSに接
続する。トランジスタ2のドレインは2個直列に接続し
たトランジスタ3及び12を介して第1給電端子VCC
に接続し、トランジスタ3及び12のゲートはく後に説
明する理由のために)インバータ、四の出力端子02に
接続する。なお、標準のシュミットトリガ回路では、こ
れら回路の出力端子(第2図ではノード21)を帰還ト
ランジスタデバイス(第2図ではトランジスタ3と12
)のゲートに接続する。
を示しである。この入力回路1はシュミットトリガ回路
刊と、第1及び第2インバータ迎、並を具えており、こ
れらはいずれも第1給電端子VCCと第2給電端子VS
Sに接続する。シュミットトリガ回路10は、実際上第
1図に示した回路と同じ種類の回路を構成するP)、I
Os トランジスタ5、N!JO3)ランジスタ負荷4
及びNMOSトランジスタ2を有している入力インバー
タを具えている。N M OSトランジスタ2はN!、
+O5トランジスタ1を介して第2給電端子VSSに接
続する。トランジスタ2のドレインは2個直列に接続し
たトランジスタ3及び12を介して第1給電端子VCC
に接続し、トランジスタ3及び12のゲートはく後に説
明する理由のために)インバータ、四の出力端子02に
接続する。なお、標準のシュミットトリガ回路では、こ
れら回路の出力端子(第2図ではノード21)を帰還ト
ランジスタデバイス(第2図ではトランジスタ3と12
)のゲートに接続する。
第2図に示したような回路2は、TTL レベル入力信
号用に極めて好適に作ることかできる。本発明によるT
TL ’として好適な回路lの各トランジスタは、例え
ばつぎのようなW/L(チャネルの幅/長さ)寸法を有
している。
号用に極めて好適に作ることかできる。本発明によるT
TL ’として好適な回路lの各トランジスタは、例え
ばつぎのようなW/L(チャネルの幅/長さ)寸法を有
している。
トランジスタ番号 W/L (μm)l)ランジスタ
番号 W/L(μm)1 50/1.6
1 7 10/1.2
2 50/1.6 1 8
20/1.43 3/l
、61 9 20/1.4
4 3/1.6 1 10
80/1.45 20/
1.4 1 i+ 6
0/1.26 60/1.2 1
12 3/1.にれから明らか
なようにトランジスタ4と5の寸法幅は大いに相違して
おり、NMOS)ランジスタ負荷の幅は小さく 、PM
OSトランジスタスイッチング素子の幅は大きい。
番号 W/L(μm)1 50/1.6
1 7 10/1.2
2 50/1.6 1 8
20/1.43 3/l
、61 9 20/1.4
4 3/1.6 1 10
80/1.45 20/
1.4 1 i+ 6
0/1.26 60/1.2 1
12 3/1.にれから明らか
なようにトランジスタ4と5の寸法幅は大いに相違して
おり、NMOS)ランジスタ負荷の幅は小さく 、PM
OSトランジスタスイッチング素子の幅は大きい。
回路ユの作動はつぎの通りである。入力信号INFが低
い(例えば≦0.8V)場合には、トランジスタ1及び
2は非導通状態にある。従って、第3図からも明らかな
ようにノード21(シュミットトリガ回路lOの出力端
子)における電圧V21は高レベル(Vcc−VTH4
)にある。ノード24及び26における、電圧V24及
びV26は、それぞれ低(Ov)及び高(5v=Vcc
) レベルにある。トランジスタ3及び12は回路2
の出力02によって制御され導通する。
い(例えば≦0.8V)場合には、トランジスタ1及び
2は非導通状態にある。従って、第3図からも明らかな
ようにノード21(シュミットトリガ回路lOの出力端
子)における電圧V21は高レベル(Vcc−VTH4
)にある。ノード24及び26における、電圧V24及
びV26は、それぞれ低(Ov)及び高(5v=Vcc
) レベルにある。トランジスタ3及び12は回路2
の出力02によって制御され導通する。
PMOSトランジスタ9も出力02によって制御され、
このトランジスタはこの場合には非導通となる。
このトランジスタはこの場合には非導通となる。
これがためノード25における電圧V25はトランジス
タ6によりV。0以下となる。
タ6によりV。0以下となる。
入力信号INFがトランジスタ1のスレッショールド電
圧以上に上昇する場合には、ノード22における電圧が
導通トランジスタ1,3及び12の抵抗値によって決ま
る電圧レベル(例えば、第3図に示すように0.5V)
に降下する。入力信号INPがv22+V T H2(
VTH2はトランジスタ2のスレッショールド電圧であ
る)以上に上昇すると直ちにノード21における電圧V
21が低下する。電圧V21及びV24が、それぞれイ
ンバータ、飢及び、四のトリップ電圧以下及び以上にな
ると、直ちにノード24における電圧V24は上昇し、
かつノード26における電圧V26は降下する。ノード
26における出力電圧V26が低下するので、トランジ
スタ3及び12は非導通となり、従ってノード22にお
ける電圧V22は0v(Vss)に向って減少する。出
力電圧V26はトランジスタ9も制御し、V26がV。
圧以上に上昇する場合には、ノード22における電圧が
導通トランジスタ1,3及び12の抵抗値によって決ま
る電圧レベル(例えば、第3図に示すように0.5V)
に降下する。入力信号INPがv22+V T H2(
VTH2はトランジスタ2のスレッショールド電圧であ
る)以上に上昇すると直ちにノード21における電圧V
21が低下する。電圧V21及びV24が、それぞれイ
ンバータ、飢及び、四のトリップ電圧以下及び以上にな
ると、直ちにノード24における電圧V24は上昇し、
かつノード26における電圧V26は降下する。ノード
26における出力電圧V26が低下するので、トランジ
スタ3及び12は非導通となり、従ってノード22にお
ける電圧V22は0v(Vss)に向って減少する。出
力電圧V26はトランジスタ9も制御し、V26がV。
c−V刊9以下に降下するとトランジスタ9は直ちに導
通し、第3図に示すように電圧V25をVCCにまで引
上げる。なお、電圧V25は最初トランジスタ6を流れ
る電流により、その瞬時にトランジスタ8が導通するた
めに低下する。トランジスタ6及び9はインパーク例を
通る直流通路をなくすために用いられる。
通し、第3図に示すように電圧V25をVCCにまで引
上げる。なお、電圧V25は最初トランジスタ6を流れ
る電流により、その瞬時にトランジスタ8が導通するた
めに低下する。トランジスタ6及び9はインパーク例を
通る直流通路をなくすために用いられる。
ノード21の「高」出力レベルはVCC以下の電圧VT
H4()ランジスタ4のスレッショールド電圧)である
。ノード25における電圧V25 もV。0以下のスレ
ッショールド電圧VTH6であるため、トランジスタ8
は非導通となる。
H4()ランジスタ4のスレッショールド電圧)である
。ノード25における電圧V25 もV。0以下のスレ
ッショールド電圧VTH6であるため、トランジスタ8
は非導通となる。
入力端子[NPが高レベルから低レベルへと進むと、先
ずトランジスタ2が非導通となるため、ノード22にお
ける電圧V22が0V(−Vss) に降下し、電圧
V21が上昇する。入力端子INFがさらに低下すると
、トランジスタlが非導通となる。電圧V21がさらに
十分上昇すると、インバーター四の出力電圧V24は降
下し、インバータ皿の出力電圧V26が上昇する。この
結果、電圧V26がトランジスタ12と3のスレッショ
ールド電圧以上に上昇すると直ちにトランジスタ9及び
2は導通するため、ノード22における電圧V22は上
昇し始める。また、出力02かり。oJTH9以上のレ
ベルに上昇する場合には、トランジスタ9が非導通とな
るため、電圧V’25はV。o−VTH6に低下する。
ずトランジスタ2が非導通となるため、ノード22にお
ける電圧V22が0V(−Vss) に降下し、電圧
V21が上昇する。入力端子INFがさらに低下すると
、トランジスタlが非導通となる。電圧V21がさらに
十分上昇すると、インバーター四の出力電圧V24は降
下し、インバータ皿の出力電圧V26が上昇する。この
結果、電圧V26がトランジスタ12と3のスレッショ
ールド電圧以上に上昇すると直ちにトランジスタ9及び
2は導通するため、ノード22における電圧V22は上
昇し始める。また、出力02かり。oJTH9以上のレ
ベルに上昇する場合には、トランジスタ9が非導通とな
るため、電圧V’25はV。o−VTH6に低下する。
なお、インバータ20の出力ノード24(における容量
性負荷)が充電されるものとする場合には、インパーク
例が電流を引込むや否や電圧V25は既に低下し始める
。
性負荷)が充電されるものとする場合には、インパーク
例が電流を引込むや否や電圧V25は既に低下し始める
。
入力回路10におけるPMOS)ランジスタスイノチの
大きさを正確に選定することによって、NMQS′14
=性に関連するP M OSデバイスにおける変動の影
響をさらに低減させることができる。 (トランジスタ
5の)スイッチインピーダンスが総合負荷インピーダン
スに影響を及ぼすようにすることによって、11インバ
ータ20のスレッショールド’[IE()IJツブ電圧
)における変化(入力インバータの利得によって分配さ
れる斯かる変化は入力スレッショールド電圧(入力イン
バータのトリップ電圧)に反映される)を大いに相殺さ
せることができる。
大きさを正確に選定することによって、NMQS′14
=性に関連するP M OSデバイスにおける変動の影
響をさらに低減させることができる。 (トランジスタ
5の)スイッチインピーダンスが総合負荷インピーダン
スに影響を及ぼすようにすることによって、11インバ
ータ20のスレッショールド’[IE()IJツブ電圧
)における変化(入力インバータの利得によって分配さ
れる斯かる変化は入力スレッショールド電圧(入力イン
バータのトリップ電圧)に反映される)を大いに相殺さ
せることができる。
第1図は本発明によるC MOS−入力回路の原理回路
図; 第2図は本発明によるC !、l [I S−入力回路
の好適例を示す回路図; 第3図は第2図のCλIn5−入力回路の電圧時間線図
である。 ■・・・CM OS−入力回路
図; 第2図は本発明によるC !、l [I S−入力回路
の好適例を示す回路図; 第3図は第2図のCλIn5−入力回路の電圧時間線図
である。 ■・・・CM OS−入力回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、PMOSスイッチトランジスタの導電チャネルを出
力ノードと第1給電端子との間にてNMOS負荷トラン
ジスタ手段に直列に接続した入力CMOSインバータを
具えているCMOS−入力回路において、前記PMOS
スイッチトランジスタが導通する際に、前記NMOS負
荷トランジスタ手段が実質上負荷電流を規定するように
したことを特徴とするCMOS−入力回路。 2、前記入力インバータのNMOSトランジスタを他の
NMOSトランジスタを介して第2給電端子に接続し、
前記他のNMOSトランジスタのゲートを入力インバー
タの入力端子に接続し、入力インバータの前記NMOS
トランジスタと前記他のNMOSトランジスタとのノー
ドを帰還トランジスタデバイスを介して第1給電端子に
接続して、該帰還トランジスタデバイスを前記入力イン
バータの出力信号によって制御するようにしたことを特
徴とする特許請求の範囲第1項に記載のCMOS−入力
回路。 3、前記入力インバータの出力端子を第1インバータ回
路の入力端子に接続し、該第1インバータ回路の出力端
子を第2インバータ回路の入力端子に接続し、該第2イ
ンバータ回路の出力端子を帰還トランジスタデバイスの
制御入力端子に接続したことを特徴とする特許請求の範
囲第2項に記載のCMOS−入力回路。 4、前記インバータ回路をCMOSインバータとしたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第3項に記載のCMOS
−入力回路。 5、帰還トランジスタデバイスを2個直列のNMOSト
ランジスタによって構成し、これら2個のトランジスタ
のゲートを相互接続したことを特徴とする特許請求の範
囲第2項に記載のCMOS−入力回路 6、第1インバータのPMOSトランジスタをダイオー
ド接続されるNMOSトランジスタデバイスを介して、
及びPMOSトランジスタデバイスを介して第1給電端
子に接続し、かつ前記PMOSトランジスタデバイスの
ゲート電極を第2インバータの出力端子に接続したこと
を特徴とする特許請求の範囲第4項に記載のCMOS−
入力回路。 7、第1インバータのPMOSトランジスタが入力イン
バータのPMOSトランジスタとほぼ同じ幅/長さの比
を有するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第
4又は6項のいずれかに記載のCMOS−入力回路 8、帰還トランジスタ手段が2個直列に接続されるNM
OSトライジスタを具え、これらNMOSトランジスタ
のゲートを相互接続したことを特徴とする特許請求の範
囲第2項に記載のCMOS−入力回路。 9、NMOS負荷トランジスタ手段の幅/長さの比をP
MOSスイッチトランジスタの幅/長さの比の最大でも
1/5倍としたことを特徴とする特許請求の範囲第1項
に記載のCMOS−入力回路。 10、NMOS負荷トランジスタ手段をダイオード接続
されるNMOSトランジスタとしたことを特徴とする特
許請求の範囲第1項に記載のCMOS−入力回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB8615467 | 1986-06-25 | ||
GB08615467A GB2192105A (en) | 1986-06-25 | 1986-06-25 | Cmos-input circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS636918A true JPS636918A (ja) | 1988-01-12 |
Family
ID=10600058
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62153576A Pending JPS636918A (ja) | 1986-06-25 | 1987-06-22 | Cmos−入力回路 |
Country Status (5)
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---|---|
US (1) | US4786830A (ja) |
EP (1) | EP0251383A3 (ja) |
JP (1) | JPS636918A (ja) |
KR (1) | KR880001108A (ja) |
GB (1) | GB2192105A (ja) |
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1986
- 1986-06-25 GB GB08615467A patent/GB2192105A/en not_active Withdrawn
-
1987
- 1987-06-17 EP EP87201155A patent/EP0251383A3/en not_active Withdrawn
- 1987-06-22 KR KR1019870006297A patent/KR880001108A/ko not_active Application Discontinuation
- 1987-06-22 JP JP62153576A patent/JPS636918A/ja active Pending
- 1987-06-22 US US07/065,199 patent/US4786830A/en not_active Expired - Fee Related
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GB2192105A (en) | 1987-12-31 |
EP0251383A3 (en) | 1988-07-13 |
KR880001108A (ko) | 1988-03-31 |
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