JPS6354019A - A/d・d/a変換装置 - Google Patents
A/d・d/a変換装置Info
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- JPS6354019A JPS6354019A JP61197178A JP19717886A JPS6354019A JP S6354019 A JPS6354019 A JP S6354019A JP 61197178 A JP61197178 A JP 61197178A JP 19717886 A JP19717886 A JP 19717886A JP S6354019 A JPS6354019 A JP S6354019A
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Links
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Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Communication Control (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、A/D −D/A変換装置に関するもので
、例えば補間型Δ−Σ方式を用いたA/D・D/A変換
装置に利用して有効な技術に関するものである。
、例えば補間型Δ−Σ方式を用いたA/D・D/A変換
装置に利用して有効な技術に関するものである。
モデム(MODEM)やコーデック(CODEC)等に
利用される補間(オーバーサンプリング)型Δ−Σ方式
のA/D −D/A変換装置では、入力アナログ信号を
サンプリングクロック信号の整数倍の周波数とされるオ
ーバーサンプリングクロック信号によりサンプリングし
ディジタル信号に変換した後、所定の重み付けによる抽
出処理を行って、ビット数を拡大した出力ディジタル信
号を得る。また、サンプリングクロック信号に同期した
入力ディジタル信号のビット数を誤差積分回路等によっ
て圧縮してオーバーサンプリングクロック信号に同期し
たディジタル信号を形成し、このディジタル信号を出力
アナログ信号に変換する。
利用される補間(オーバーサンプリング)型Δ−Σ方式
のA/D −D/A変換装置では、入力アナログ信号を
サンプリングクロック信号の整数倍の周波数とされるオ
ーバーサンプリングクロック信号によりサンプリングし
ディジタル信号に変換した後、所定の重み付けによる抽
出処理を行って、ビット数を拡大した出力ディジタル信
号を得る。また、サンプリングクロック信号に同期した
入力ディジタル信号のビット数を誤差積分回路等によっ
て圧縮してオーバーサンプリングクロック信号に同期し
たディジタル信号を形成し、このディジタル信号を出力
アナログ信号に変換する。
これにより、回路の簡素化を図った高性能のA/D −
D/A変換回路を実現している。このような禎間型Δ−
Σ方式のA/D −D/A変換装置に関しては、例えば
、昭和59年3月、電気通信学会誌、全国大会講演予稿
集(通信部門)Nn506等に記載されている。
D/A変換回路を実現している。このような禎間型Δ−
Σ方式のA/D −D/A変換装置に関しては、例えば
、昭和59年3月、電気通信学会誌、全国大会講演予稿
集(通信部門)Nn506等に記載されている。
第2図には、このような補間型Δ−Σ方式を用いた従来
のA/D変換装置ADEの一例のブロック図が示されて
いる。入力アナログ信号AinはA/D変換装置ADE
のA/D変換回路に入力され、オーバーサンプリングク
ロック信号φOfに従ってサンプリングされる。このオ
ーバーサンプリングクロック信号φofは、装置内の水
晶発振回路から供給され、例えば1.2288 M H
zのような固定した周波数とされる。A/D変換回路A
/Dは、このオーバーサンプリングクロック信号φOf
に従って入力アナログ信号Ainをサンプリングし、例
えば8ビフトのディジタル信号do−d7に変換する。
のA/D変換装置ADEの一例のブロック図が示されて
いる。入力アナログ信号AinはA/D変換装置ADE
のA/D変換回路に入力され、オーバーサンプリングク
ロック信号φOfに従ってサンプリングされる。このオ
ーバーサンプリングクロック信号φofは、装置内の水
晶発振回路から供給され、例えば1.2288 M H
zのような固定した周波数とされる。A/D変換回路A
/Dは、このオーバーサンプリングクロック信号φOf
に従って入力アナログ信号Ainをサンプリングし、例
えば8ビフトのディジタル信号do−d7に変換する。
オーバーサンプリングクロック信号φOfの各サイクル
ごとに形成されるディジタル信号d。
ごとに形成されるディジタル信号d。
〜d7は、デシメータ回路DECによって所定の重み付
けが施された後、サンプリングクロック信号φSに従っ
た抽出(間引き)処理が行われる。
けが施された後、サンプリングクロック信号φSに従っ
た抽出(間引き)処理が行われる。
サンプリングクロック信号φSは、例えば9.6KH2
の固定した周波数とされる。デシメータ回路DECは、
このサンプリングクロック信号φSの1サイクル内に対
応する128組のディジタル信号do−d7をもとに、
例えば16ビツトの出力ディジタル信号DO−D15を
形成する。
の固定した周波数とされる。デシメータ回路DECは、
このサンプリングクロック信号φSの1サイクル内に対
応する128組のディジタル信号do−d7をもとに、
例えば16ビツトの出力ディジタル信号DO−D15を
形成する。
上記サンプリングクロック信号φSとオーバーサンプリ
ングクロック信号φOfはいずれも固定的な周波数とさ
れているため、上記ディジタル信号dO−d7の128
組分を常に出力ディジタル信号DO〜D15の1組分に
対応させることができ、デシメータ回路DECの抽出処
理もこれらを前提とした演算方法に従って構成されるハ
ードウェアによって行われる。
ングクロック信号φOfはいずれも固定的な周波数とさ
れているため、上記ディジタル信号dO−d7の128
組分を常に出力ディジタル信号DO〜D15の1組分に
対応させることができ、デシメータ回路DECの抽出処
理もこれらを前提とした演算方法に従って構成されるハ
ードウェアによって行われる。
しかしながら、第2図に示すように、A/D変換装置A
DEの出力ディジタル信号DO〜D15をディジタル信
号処理装置DSPに入力し、これによって変復調等の信
号処理を行う場合、ディジタル信号処理装置DSPはそ
の入力信号成分からサンプリングクロック信号φSを抽
出する。また、処理の途中においてサンプリングクロッ
ク信号φSと入力信号との同期を調整するため、−時的
にサンプリングクロック信号φSの位相(周波数)を変
化させ補正する場合が生じる。
DEの出力ディジタル信号DO〜D15をディジタル信
号処理装置DSPに入力し、これによって変復調等の信
号処理を行う場合、ディジタル信号処理装置DSPはそ
の入力信号成分からサンプリングクロック信号φSを抽
出する。また、処理の途中においてサンプリングクロッ
ク信号φSと入力信号との同期を調整するため、−時的
にサンプリングクロック信号φSの位相(周波数)を変
化させ補正する場合が生じる。
前述のように、デシメータ回路DECによる抽出処理は
、サンプリングクロック信号φSとオーバーサンプリン
グクロック信号φOfの周波数比が安定し゛た関係にあ
ることを前提としている。したがって、上記ディジタル
信号処理装置DSPによる位相補正にともなって、ディ
ジタル信号dO〜d7と出力ディジタル信号Do−D1
5の位相がずれ、オーバーサンプリング数が変化すると
、デシメータ回路DECによる重み付け・抽出処理のた
めの演算が正常に行われない。このため、A/D変換装
置ADEを含むモデム全体としてのS/N比が低下して
しまう。
、サンプリングクロック信号φSとオーバーサンプリン
グクロック信号φOfの周波数比が安定し゛た関係にあ
ることを前提としている。したがって、上記ディジタル
信号処理装置DSPによる位相補正にともなって、ディ
ジタル信号dO〜d7と出力ディジタル信号Do−D1
5の位相がずれ、オーバーサンプリング数が変化すると
、デシメータ回路DECによる重み付け・抽出処理のた
めの演算が正常に行われない。このため、A/D変換装
置ADEを含むモデム全体としてのS/N比が低下して
しまう。
この発明の目的は、動作の安定化とS/N比の向上を図
ったオーバーサンプリング型のA/D・D/A変換装置
を提供することにある。
ったオーバーサンプリング型のA/D・D/A変換装置
を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は
、本明8I8の記述および添付図面から明らかになるで
あろう。
、本明8I8の記述および添付図面から明らかになるで
あろう。
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要
を簡単に説明すれば、下記の通りである。
を簡単に説明すれば、下記の通りである。
すなわ゛ち、オーバーサンプリング方式を用いたA/D
−D/A変換装置のA/D変換回路に供給されるオー
バーサンプリングクロック信号とデシメータ回路に供給
される内部サンプリングクロック信号を、外部から供給
されるサンプリングクロック信号に位相同期させるため
のPLL回路を設けるものである。
−D/A変換装置のA/D変換回路に供給されるオー
バーサンプリングクロック信号とデシメータ回路に供給
される内部サンプリングクロック信号を、外部から供給
されるサンプリングクロック信号に位相同期させるため
のPLL回路を設けるものである。
上記した手段によれば、サンプリングクロック信号とオ
ーバーサンプリングクロック信号の位相が同期化される
ことで、A/D変換回路から出力されるディジタル信号
及びデシメータ回路から出力される出力ディジタル信号
とディジタル信号処理装置等によるデータ処理を一言し
て同期化できるため、変復調動作を安定化できるととも
に、変復KJId装置全体としてのS/N比を向上させ
ることができる。
ーバーサンプリングクロック信号の位相が同期化される
ことで、A/D変換回路から出力されるディジタル信号
及びデシメータ回路から出力される出力ディジタル信号
とディジタル信号処理装置等によるデータ処理を一言し
て同期化できるため、変復調動作を安定化できるととも
に、変復KJId装置全体としてのS/N比を向上させ
ることができる。
第1図には、この発明が通用されたA/D −D/A変
換装置ADEの一実施例のブロック図が示されている。
換装置ADEの一実施例のブロック図が示されている。
同図の各ブロックを構成する回路素子は、公知のMO3
集積回路の製造技術によって、特に制限されないが、単
結晶シリコンのような一個の半導体基板上において形成
される。
集積回路の製造技術によって、特に制限されないが、単
結晶シリコンのような一個の半導体基板上において形成
される。
この実施例のA/D −D/A変換装置ADEは、特に
制限されないが、電話通信回線を用いてディジタルデー
タ伝送を行うための変復調装置(モデム=MODEM)
に内蔵される。この通信システムにおいて、データ端末
装置等から出力されるディジタルデータは、例えば18
00Hzのような音声帯域の周波数とされるキャリ“7
信号を位相変調することによってアナログ信号に変換さ
れ、゛電話通信回線を伝播される。このアナログ信号は
、受信側のモデムにおいて、例えばその中心周波数が1
.2288MHzとされるオーバーサンプリングクロッ
ク信号φosに従ってサンプリングされ、8ビツトのデ
ィジタル信号dO〜d7にA/D変換される。これらの
ディジタル信号dO〜d7は、さらにその中心周波数が
9.6 K Hzとされる内部サンプリングクロック信
号φS2に従って抽出(間引き)され、16ビツトの出
力ディジタル信号DO〜D15にビット拡張された後、
図示されないディジタル信号処理装置DSPに送られる
。ディジタル信号処理装置DSPは、これら一連の出力
ディジタル信号DO〜D15をもとのディジタルデータ
にtk E’Aする。また、これらの出力ディジタル信
号Do−D15から9. G K Hzのサンプリング
クロック信号φSを抽出し、A/D −D/A変換装置
ADEに供給する。
制限されないが、電話通信回線を用いてディジタルデー
タ伝送を行うための変復調装置(モデム=MODEM)
に内蔵される。この通信システムにおいて、データ端末
装置等から出力されるディジタルデータは、例えば18
00Hzのような音声帯域の周波数とされるキャリ“7
信号を位相変調することによってアナログ信号に変換さ
れ、゛電話通信回線を伝播される。このアナログ信号は
、受信側のモデムにおいて、例えばその中心周波数が1
.2288MHzとされるオーバーサンプリングクロッ
ク信号φosに従ってサンプリングされ、8ビツトのデ
ィジタル信号dO〜d7にA/D変換される。これらの
ディジタル信号dO〜d7は、さらにその中心周波数が
9.6 K Hzとされる内部サンプリングクロック信
号φS2に従って抽出(間引き)され、16ビツトの出
力ディジタル信号DO〜D15にビット拡張された後、
図示されないディジタル信号処理装置DSPに送られる
。ディジタル信号処理装置DSPは、これら一連の出力
ディジタル信号DO〜D15をもとのディジタルデータ
にtk E’Aする。また、これらの出力ディジタル信
号Do−D15から9. G K Hzのサンプリング
クロック信号φSを抽出し、A/D −D/A変換装置
ADEに供給する。
A / D−D / A変換装置ADEは、入力アナロ
グ(i 号A i nをオーバーサンプリングクロック
信号φosに従ってサンプリングし、ディジタル信号に
変換するためのA/D変換回路A/Dと、このA/D変
換回路A/Dから出力されるディジタル信号を受け、所
定の抽出(間引き)処理を行って出力ディジタル信号を
形成するためのデシメータ回路DECが設けられる。デ
シメータ回路DECには、PLL回路PLLから内部サ
ンプリングクロック信号φs2が供給され、A/D変換
回路A/Dには、上記PLL回路PLLからディジタル
信号処理装置DSPで抽出されたサンプリングクロック
信号φSに位相同期して形成されたオーバーサンプリン
グクロック信号φosが供給される。
グ(i 号A i nをオーバーサンプリングクロック
信号φosに従ってサンプリングし、ディジタル信号に
変換するためのA/D変換回路A/Dと、このA/D変
換回路A/Dから出力されるディジタル信号を受け、所
定の抽出(間引き)処理を行って出力ディジタル信号を
形成するためのデシメータ回路DECが設けられる。デ
シメータ回路DECには、PLL回路PLLから内部サ
ンプリングクロック信号φs2が供給され、A/D変換
回路A/Dには、上記PLL回路PLLからディジタル
信号処理装置DSPで抽出されたサンプリングクロック
信号φSに位相同期して形成されたオーバーサンプリン
グクロック信号φosが供給される。
第1図には、A/D −D/A変換装置ADEのA/D
変換部に関する回路ブロックが例示的に示されている。
変換部に関する回路ブロックが例示的に示されている。
D/A変換部のブロック構成とその動作は、第1図のA
/D変換部と入出力される信号の方向が逆になるだけで
同様とされる。以下A/D変換部を中心にこの発明が適
用されたA/D・D/A変換装置ADHの概要を説明す
る。
/D変換部と入出力される信号の方向が逆になるだけで
同様とされる。以下A/D変換部を中心にこの発明が適
用されたA/D・D/A変換装置ADHの概要を説明す
る。
第1図において、電話通信回線を介して伝達され図示さ
れないハイブリッド回路によって出力アナログ信号と分
離された入力アナログ信号Ainは、A/D −D/A
変換装置ADEのA/D変換回路A/Dに入力される。
れないハイブリッド回路によって出力アナログ信号と分
離された入力アナログ信号Ainは、A/D −D/A
変換装置ADEのA/D変換回路A/Dに入力される。
このA/D変換回路A/Dには、後述するPLL1路P
LLから、オーバーサンプリングクロック信号φosが
供給される。A/D変換回路A/Dは、オーバーサンプ
リングクロック信号φO3に従って入力アナログ信号A
inをサンプリングし、特に制限されないが、8ビツト
のディジタル信号dO−d7に変換する。これらのディ
ジタル信号dO〜d7は、デシメータ回路DECにパラ
レルに入力される。
LLから、オーバーサンプリングクロック信号φosが
供給される。A/D変換回路A/Dは、オーバーサンプ
リングクロック信号φO3に従って入力アナログ信号A
inをサンプリングし、特に制限されないが、8ビツト
のディジタル信号dO−d7に変換する。これらのディ
ジタル信号dO〜d7は、デシメータ回路DECにパラ
レルに入力される。
デシメータ回路DECは、PLL回路PLLから供給さ
れる内部サンプリングクロック信号φs2に従って、A
/D変換回路A/Dから入力されるディジタル信号dO
−d7のデータの抽出(間引き)処理を行う。すなわち
、前述のように、入力アナログ信号Ainは音声帯域の
周波数とされ、この実施例のモデムの基本的なサンプリ
ングレートすなわちサンプリングクロック信号φSの中
心周波数は、例えば9.6 K Hzとされる。しかし
サンプリングの精度を上げモデムとしてのS/N比を向
上させるために、A/D変(負回路A/Dのサンプリン
グ動作は、サンプリングクロック信号φSの128倍の
中心周波数すなわち1.2288MHzとされるオーバ
ーサンプリングクロック信号φosに従って行われ、8
ピントのディジタル信号dO〜d7が形成される。デシ
メータ回路DECは、内部サンプリングクロック信号φ
s2に従って、A/D変換回路A/Dから入力されるデ
ィジタル信号dO〜d7のうち内部サンプリングクロッ
ク信号ψs2の1ザイクル分に対応する128組のディ
ジタル信号を識別し、所定の重み付けを行った後、平均
化して、その抽出処理を行う。デシメータ回路DECの
16ビ7トの出力ディジタル信号DO〜D15は、この
A/D −D/A変換装置ADEの出力信号として、デ
ィジタル信号処理装置DSPに伝達される。
れる内部サンプリングクロック信号φs2に従って、A
/D変換回路A/Dから入力されるディジタル信号dO
−d7のデータの抽出(間引き)処理を行う。すなわち
、前述のように、入力アナログ信号Ainは音声帯域の
周波数とされ、この実施例のモデムの基本的なサンプリ
ングレートすなわちサンプリングクロック信号φSの中
心周波数は、例えば9.6 K Hzとされる。しかし
サンプリングの精度を上げモデムとしてのS/N比を向
上させるために、A/D変(負回路A/Dのサンプリン
グ動作は、サンプリングクロック信号φSの128倍の
中心周波数すなわち1.2288MHzとされるオーバ
ーサンプリングクロック信号φosに従って行われ、8
ピントのディジタル信号dO〜d7が形成される。デシ
メータ回路DECは、内部サンプリングクロック信号φ
s2に従って、A/D変換回路A/Dから入力されるデ
ィジタル信号dO〜d7のうち内部サンプリングクロッ
ク信号ψs2の1ザイクル分に対応する128組のディ
ジタル信号を識別し、所定の重み付けを行った後、平均
化して、その抽出処理を行う。デシメータ回路DECの
16ビ7トの出力ディジタル信号DO〜D15は、この
A/D −D/A変換装置ADEの出力信号として、デ
ィジタル信号処理装置DSPに伝達される。
ディジタル信号処理装置DSPは、特に制限されないが
、ストアドブログラム制御方式の信号処理装置であり、
A/D −D/A変換装置ADEから内部サンプリング
クロック信号φs2に同期して出力される出力ディジタ
ル信号DO〜D15を受け、所定のfk 2処理のだめ
のプログラムに従って、送信側のデータ端末装置から出
力されたディジタルデータを再生する。また、これらの
浚KM動作の過程で、一連の出力ディジタル信号DO−
D15カラ9.6 K Hzのサンプリングクロック信
号φSを抽出し、A/D −D/A変換装置ADEのP
LL回路PLLに供給する。復調されたディジタルデー
タは、受信側のデータ端末装置又はコンピュータ等に入
力される。
、ストアドブログラム制御方式の信号処理装置であり、
A/D −D/A変換装置ADEから内部サンプリング
クロック信号φs2に同期して出力される出力ディジタ
ル信号DO〜D15を受け、所定のfk 2処理のだめ
のプログラムに従って、送信側のデータ端末装置から出
力されたディジタルデータを再生する。また、これらの
浚KM動作の過程で、一連の出力ディジタル信号DO−
D15カラ9.6 K Hzのサンプリングクロック信
号φSを抽出し、A/D −D/A変換装置ADEのP
LL回路PLLに供給する。復調されたディジタルデー
タは、受信側のデータ端末装置又はコンピュータ等に入
力される。
A/D −D/A変換装置ADEのPLL回路PLLは
、ディジタル信号処理装置DsPから供給されるサンプ
リングクロック信号φSと、PLL回路PLL内部で形
成される内部サンプリングクロック信号φs2の位相を
比較するための位相比較回路PFCと、基準周波数信号
φCを受け位相比較回路PFCから出力される位、泪制
御信号に従った分周比で分周することによってオーバー
サンプリングクロック信号φosを形成する可変分周回
路VFDと、オーバーサンプリングクロック信号φos
を受け所定の分周比で分周して上記内部チンプリングク
07り信号φs2を形成する分周回路FDとにより構成
される。
、ディジタル信号処理装置DsPから供給されるサンプ
リングクロック信号φSと、PLL回路PLL内部で形
成される内部サンプリングクロック信号φs2の位相を
比較するための位相比較回路PFCと、基準周波数信号
φCを受け位相比較回路PFCから出力される位、泪制
御信号に従った分周比で分周することによってオーバー
サンプリングクロック信号φosを形成する可変分周回
路VFDと、オーバーサンプリングクロック信号φos
を受け所定の分周比で分周して上記内部チンプリングク
07り信号φs2を形成する分周回路FDとにより構成
される。
可変分周回路V、FDには、特に制限されないが、水晶
発振回路により形成される基準周波数信号φCが供給さ
れる。この基準周波数信号φCは、例えば7.3728
MHzのような固定した周波数とされる。また可変分周
回路VFDO分周比は、1/Mを中心にし1/(M−1
)及び1/(M+1)の3段階−とされ、例えば115
.1/6及び1/7とされる。これらの可変分周回路V
FDの分周比は、位相ロックの状態で1/6とされ、位
相比較回路PFCから出力される位イ・目制御用のアッ
プ信号up及びダウン信号dwにより115又は1/′
7に切り換えられる。これにより、可変分周回路VFD
O分周比が1/6とされる時のオーバーサンプリングク
ロックイ8号ψ05の周波数ずなわら111心周波数は
、1.2288 >、1 !(zとされる。
発振回路により形成される基準周波数信号φCが供給さ
れる。この基準周波数信号φCは、例えば7.3728
MHzのような固定した周波数とされる。また可変分周
回路VFDO分周比は、1/Mを中心にし1/(M−1
)及び1/(M+1)の3段階−とされ、例えば115
.1/6及び1/7とされる。これらの可変分周回路V
FDの分周比は、位相ロックの状態で1/6とされ、位
相比較回路PFCから出力される位イ・目制御用のアッ
プ信号up及びダウン信号dwにより115又は1/′
7に切り換えられる。これにより、可変分周回路VFD
O分周比が1/6とされる時のオーバーサンプリングク
ロックイ8号ψ05の周波数ずなわら111心周波数は
、1.2288 >、1 !(zとされる。
可変分周回路VFDの出力信号とし7て得られるオーバ
ーサンプリングクロック信号φosは、A/D変換回路
A/Dに供給3れるとともに、分周回路FDに入力され
、さらに分周されて、内部サンプリングクロック信号φ
S2が形成される。分周回路FDO分周比は、1/N例
えば1/12 Bのような固定した分周比とされる。し
たがって、内部サンプリングクロック信号φs2の中心
周波数は9゜6KHzとされる。
ーサンプリングクロック信号φosは、A/D変換回路
A/Dに供給3れるとともに、分周回路FDに入力され
、さらに分周されて、内部サンプリングクロック信号φ
S2が形成される。分周回路FDO分周比は、1/N例
えば1/12 Bのような固定した分周比とされる。し
たがって、内部サンプリングクロック信号φs2の中心
周波数は9゜6KHzとされる。
内部サンプリングクロック信号φs2は、A/D・D/
A変換装置ADEのデシメータ回路DECに供給される
とともに、位相比較回路PFCの一方の入力端子に入力
される。位相比較回路P F Cの他方の入力端子には
、上記ディジタル信号処理装置DSPによって形成され
るサンプリングクロック信号φSが供給される。
A変換装置ADEのデシメータ回路DECに供給される
とともに、位相比較回路PFCの一方の入力端子に入力
される。位相比較回路P F Cの他方の入力端子には
、上記ディジタル信号処理装置DSPによって形成され
るサンプリングクロック信号φSが供給される。
位相比較回路PFCは、サンプリングクロック信号ψS
と内部サンプリングクロック信号φS2の位相(周波数
)を比較し、その位相差に応じて分周回路FDO分周比
を制御するための位相制御信号アップ信号up又はダウ
ン信号dwを形成する。
と内部サンプリングクロック信号φS2の位相(周波数
)を比較し、その位相差に応じて分周回路FDO分周比
を制御するための位相制御信号アップ信号up又はダウ
ン信号dwを形成する。
すなわち、アップ信号upは、内部サンプリングクロッ
ク信号φs2の位相がサンプリングクロック信号φSよ
り遅れた場合にハイレベルとされ、またダウン信号dw
は、内部サンプリングクロック信号φs2の位相がサン
プリングクロックイ3号φSよす進んだ場合に、ハイレ
ベルとされる。実際には、これらのサンプリングクロッ
ク信号φS及び内部サンプリングクロック信号φs2は
いずれも高安定の水晶発振回路の出力信号に基づいて形
成されるため、両サンプリングクロック信号の位相差は
、オーバーサンプリングクロック信号φosの1サイク
ツV分程度すなわちサンプリングクロック信号φSのl
/ 128サイクル程度の微小なものである。
ク信号φs2の位相がサンプリングクロック信号φSよ
り遅れた場合にハイレベルとされ、またダウン信号dw
は、内部サンプリングクロック信号φs2の位相がサン
プリングクロックイ3号φSよす進んだ場合に、ハイレ
ベルとされる。実際には、これらのサンプリングクロッ
ク信号φS及び内部サンプリングクロック信号φs2は
いずれも高安定の水晶発振回路の出力信号に基づいて形
成されるため、両サンプリングクロック信号の位相差は
、オーバーサンプリングクロック信号φosの1サイク
ツV分程度すなわちサンプリングクロック信号φSのl
/ 128サイクル程度の微小なものである。
位相比較回路PFCから出力されるアップ信号up及び
ダウン信号dwは、位相制御信号として可変分周回路V
FDに供給される。
ダウン信号dwは、位相制御信号として可変分周回路V
FDに供給される。
可変分周回路VFDは、前述のように、その周波数が例
えば7.3728MHzとされる基準周波数信号φCを
受けそれを位相制御信号により指定される分周比で分周
して、オーバーサンプリングクロック信号φO5を形成
する。可変分周回路■FDの分周比は、前述のように、
115.1/6及び1/7の3段階とされる。可変分周
回路VFDO分周比は、上記位相比較回路PFCから位
相制御信号として供給されるアップ信号upに従って1
/6から115の方向に大きくされ、それによってオー
バーサンプリングクロック信号φO3の位相は速(され
る。一方、可変分周回路VFDO分周比は、上記位相比
較回路RFCから出力されるダウン信号dwに従って1
/6から1/7の方向に小さくされ、オーバーサンプリ
ングクロック信号φosの位相は遅くされる。これらの
可変分周回路VFDO分周比は、オーバーサンプリング
クロック信号φosのある一定値にサイクル分、例えば
6サイクル分を単位に、切り換えられる。
えば7.3728MHzとされる基準周波数信号φCを
受けそれを位相制御信号により指定される分周比で分周
して、オーバーサンプリングクロック信号φO5を形成
する。可変分周回路■FDの分周比は、前述のように、
115.1/6及び1/7の3段階とされる。可変分周
回路VFDO分周比は、上記位相比較回路PFCから位
相制御信号として供給されるアップ信号upに従って1
/6から115の方向に大きくされ、それによってオー
バーサンプリングクロック信号φO3の位相は速(され
る。一方、可変分周回路VFDO分周比は、上記位相比
較回路RFCから出力されるダウン信号dwに従って1
/6から1/7の方向に小さくされ、オーバーサンプリ
ングクロック信号φosの位相は遅くされる。これらの
可変分周回路VFDO分周比は、オーバーサンプリング
クロック信号φosのある一定値にサイクル分、例えば
6サイクル分を単位に、切り換えられる。
可変分周回路VFDで形成されたオーバーサンプリング
クロック信号φO3は、分周回路FDによって例えば1
/428の固定的な分周比で分周され、内部サンプリン
グクロック信号φS2が形成される。したがって、内部
サンプリングクロックイ言号φs2の中心周波数は、1
.2283MHzの1/128ずなわち9.6 K H
zとされる。また、可変分周回路V F DO分周比が
変化され、その分周比がオーバーサンプリングクロック
信号φosの例えば6サイクル分を単位に保持されるこ
とによって、内部サンプリングクロック信号φs2の位
相はオーバーサンプリングクロック信号φOSの±1サ
イクル分すなわち内部サンプリングクロック信号φs2
の±1/128サイクル分を範囲として制御される。前
−述のように、サンプリングクロック信号φSと内部サ
ンプリングクロック信号φs2の位相差は、せいぜいオ
ーバーサンプリングクロック信号φosの1サイクル分
程度であるため、このように可変分周回路VFDO分周
比を115から1/7の範囲で変化させることによって
、サンプリングクロック信号φSと内部サンプリングク
ロック信号φs2の位相(周波数)を一致させることが
できる。
クロック信号φO3は、分周回路FDによって例えば1
/428の固定的な分周比で分周され、内部サンプリン
グクロック信号φS2が形成される。したがって、内部
サンプリングクロックイ言号φs2の中心周波数は、1
.2283MHzの1/128ずなわち9.6 K H
zとされる。また、可変分周回路V F DO分周比が
変化され、その分周比がオーバーサンプリングクロック
信号φosの例えば6サイクル分を単位に保持されるこ
とによって、内部サンプリングクロック信号φs2の位
相はオーバーサンプリングクロック信号φOSの±1サ
イクル分すなわち内部サンプリングクロック信号φs2
の±1/128サイクル分を範囲として制御される。前
−述のように、サンプリングクロック信号φSと内部サ
ンプリングクロック信号φs2の位相差は、せいぜいオ
ーバーサンプリングクロック信号φosの1サイクル分
程度であるため、このように可変分周回路VFDO分周
比を115から1/7の範囲で変化させることによって
、サンプリングクロック信号φSと内部サンプリングク
ロック信号φs2の位相(周波数)を一致させることが
できる。
以上のように、この実施例のA/D −D/、〜変換装
置ADHのA10変喚回l烙、〜/Dに15い合される
オーバーサンプリングクロック信号φosとデンメータ
回ii’3 D E Cに供給されるサンプリングクロ
ック信号φs2は、PLL回路PLL、において、ディ
ジタルイ3号処理装;1l)SPによって抽出されるサ
ンプリングクロック信号φSと位相同期される。
置ADHのA10変喚回l烙、〜/Dに15い合される
オーバーサンプリングクロック信号φosとデンメータ
回ii’3 D E Cに供給されるサンプリングクロ
ック信号φs2は、PLL回路PLL、において、ディ
ジタルイ3号処理装;1l)SPによって抽出されるサ
ンプリングクロック信号φSと位相同期される。
このため、デシメータ回路DECに供給されるサンプリ
ングクロック信号φSの位相(周波数)が伝送路を伝達
されるデータの位相に従って変化された場合でも、オー
バーサンプリングクロック信号φosの位相が追随して
変化される。したがって、オーバーサンプリングクロッ
ク信号φO3に従って行われるA/D変換回路A/Dの
A/D変換処理と、内部サンプリングクロック信号φs
2に従って行われるデシメータ回路DECの抽出(間引
き)処理及びサンプリングクロック信号φSに従って行
われるディジタル信号処理装置DSPの変復調処理が一
貫して同期化される。これにより、ディジタル信号処理
装置DSPにおいてサンプリングクロック信号の位相補
正が行われるにもかかわらず、モデム全体の変1麦調処
理が正常化され、そのfn号伝達特性が改善される。
ングクロック信号φSの位相(周波数)が伝送路を伝達
されるデータの位相に従って変化された場合でも、オー
バーサンプリングクロック信号φosの位相が追随して
変化される。したがって、オーバーサンプリングクロッ
ク信号φO3に従って行われるA/D変換回路A/Dの
A/D変換処理と、内部サンプリングクロック信号φs
2に従って行われるデシメータ回路DECの抽出(間引
き)処理及びサンプリングクロック信号φSに従って行
われるディジタル信号処理装置DSPの変復調処理が一
貫して同期化される。これにより、ディジタル信号処理
装置DSPにおいてサンプリングクロック信号の位相補
正が行われるにもかかわらず、モデム全体の変1麦調処
理が正常化され、そのfn号伝達特性が改善される。
以上の本実施例に示されるように、この発明をモデム等
に用いられるA/D −D/A変換装置に通用し、た場
合、次のような効果が得られる。才なわち、 (13オ一バーサンプリング方式を用いたA/D −D
/A変換装置のA/D変換回路に供給されるオーバーサ
ンプリングクロック信号とデシメーク回路に供給される
内部サンプリングクロック信号を、ディジタ・小信号処
理装置で抽出されるサンプリングクロック信号に位相同
期させるためのPLL回路を設けることで、A/D変m
変格回路出力されるディジタル信号とデシメータ回路の
抽出処理及びデシメータ回路から出力される出力ディジ
タル信号とディジタル信号処理装置によるデータ処理が
一貫して同期化され、オーバーサンプリング数が一定化
されるため、ディジタル信号処理装置DSPにおいてサ
ンプリングクロック信号の位相補正が行われるにもかか
わらず、オーバーサンプリング方式を用いたA/D −
D/A変換装置を含むモデム全体の変fi g”A処理
を安定化することかでき、誤動作を防止できるという効
果が得られる。
に用いられるA/D −D/A変換装置に通用し、た場
合、次のような効果が得られる。才なわち、 (13オ一バーサンプリング方式を用いたA/D −D
/A変換装置のA/D変換回路に供給されるオーバーサ
ンプリングクロック信号とデシメーク回路に供給される
内部サンプリングクロック信号を、ディジタ・小信号処
理装置で抽出されるサンプリングクロック信号に位相同
期させるためのPLL回路を設けることで、A/D変m
変格回路出力されるディジタル信号とデシメータ回路の
抽出処理及びデシメータ回路から出力される出力ディジ
タル信号とディジタル信号処理装置によるデータ処理が
一貫して同期化され、オーバーサンプリング数が一定化
されるため、ディジタル信号処理装置DSPにおいてサ
ンプリングクロック信号の位相補正が行われるにもかか
わらず、オーバーサンプリング方式を用いたA/D −
D/A変換装置を含むモデム全体の変fi g”A処理
を安定化することかでき、誤動作を防止できるという効
果が得られる。
(2)上記(1)項により、オーバーサンプリング方式
を用いた八/D −D/A変換装置を含むモデム全体と
してのS/N比を向上できるという効果が得られる。
を用いた八/D −D/A変換装置を含むモデム全体と
してのS/N比を向上できるという効果が得られる。
(3)上記(1)項及び(2)項により、モデムのチャ
ンネルフィルタ及びAGC(自動利得制御)回路を省略
することができ、モデム等の回路構成を簡略化でき、そ
のチップ面積を縮小できるという効果が得られる。
ンネルフィルタ及びAGC(自動利得制御)回路を省略
することができ、モデム等の回路構成を簡略化でき、そ
のチップ面積を縮小できるという効果が得られる。
以上本発明者によってなされた発明を実施例にもとづき
具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定される
ものではなく、その要旨を逸税しない範囲で種々変更可
能であることはいうまでもない。例えば、第1図のオー
バーサンプリングクロック信号φosとサンプリングク
ロック信号φSの比すなわちオーバーサンプリング数は
128ではなく、他の値とされるものであってもよい、
また、可変分周回路VFDは、位相比較回路PFCから
出力される位相制御信号up又はdwによってその発振
周波数が直接制御されるような可変周波数発振回路であ
ってもよい。さらに、A/D・D/A変換装置AI)H
のPLL回路はディジタルPLL回路PLLではなく、
アナログ方式のPLL回路を用いるものであってもよい
。
具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定される
ものではなく、その要旨を逸税しない範囲で種々変更可
能であることはいうまでもない。例えば、第1図のオー
バーサンプリングクロック信号φosとサンプリングク
ロック信号φSの比すなわちオーバーサンプリング数は
128ではなく、他の値とされるものであってもよい、
また、可変分周回路VFDは、位相比較回路PFCから
出力される位相制御信号up又はdwによってその発振
周波数が直接制御されるような可変周波数発振回路であ
ってもよい。さらに、A/D・D/A変換装置AI)H
のPLL回路はディジタルPLL回路PLLではなく、
アナログ方式のPLL回路を用いるものであってもよい
。
以上の説明では生として本発明者によってなされた発明
をその背景となった利用分野であるモデムのA/D −
D/A変換装置に通用した場合について説明したが、そ
れに限定されるものではなく、例えば他のディジタル伝
送装置に用いられる同様なA/D−D/、A変換装置に
も通用できる。本発明は、少なくともオーバーサンプリ
ング方式を用いたA/D −D/A変換装置又はこのよ
うなA/D −D/A変換装置を含む半導体装置に広く
通用できる。
をその背景となった利用分野であるモデムのA/D −
D/A変換装置に通用した場合について説明したが、そ
れに限定されるものではなく、例えば他のディジタル伝
送装置に用いられる同様なA/D−D/、A変換装置に
も通用できる。本発明は、少なくともオーバーサンプリ
ング方式を用いたA/D −D/A変換装置又はこのよ
うなA/D −D/A変換装置を含む半導体装置に広く
通用できる。
本願において開示される発明のうち代表的なものによっ
て得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである
。すなわち、オーバーサンプリング方式を用いたA/D
−D/A変換装置のA/D変換回路に供給されるオーバ
ーサンプリングクロック信号とデシメータ回路に供給さ
れる内部サンプリングクロック信号を、ディジタル信号
処理装置で抽出されるサンプリングクロンク信号に位相
同期させるためのPLL回路を設けることで、A/D変
換回路から出力されるディジタル信号及びデシメータ回
路から出力される出力ディジタル信号とディジタル信号
処理装置によるデータ処理が一貫して同期化され、オー
バーサンプリング数が一定化されるため、オーバーサン
プリング方式を用いたA/D −D/A変換装置を含む
モデム等の変復調処理を安定化し、誤動作を防止できる
とともに、S/N比の向上を図ることができるものであ
る。
て得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである
。すなわち、オーバーサンプリング方式を用いたA/D
−D/A変換装置のA/D変換回路に供給されるオーバ
ーサンプリングクロック信号とデシメータ回路に供給さ
れる内部サンプリングクロック信号を、ディジタル信号
処理装置で抽出されるサンプリングクロンク信号に位相
同期させるためのPLL回路を設けることで、A/D変
換回路から出力されるディジタル信号及びデシメータ回
路から出力される出力ディジタル信号とディジタル信号
処理装置によるデータ処理が一貫して同期化され、オー
バーサンプリング数が一定化されるため、オーバーサン
プリング方式を用いたA/D −D/A変換装置を含む
モデム等の変復調処理を安定化し、誤動作を防止できる
とともに、S/N比の向上を図ることができるものであ
る。
第1図は、この発明が適用されたA/D −D/A変換
z五の一実施例を示すブロック図、第2図は、従来のA
/D −D/A変換装置のブロック図である。 ADE・・・Δ、’D−D/A変換装置、A/D・・・
A / D変換回路、DEC・・・デシメータ回路、P
しL・・・PLL回路、PFC・・位相比較回路、V
F D・・・可変分周回路、FD・・・分周回路、DS
P・・・ディジタル信号処理装置。
z五の一実施例を示すブロック図、第2図は、従来のA
/D −D/A変換装置のブロック図である。 ADE・・・Δ、’D−D/A変換装置、A/D・・・
A / D変換回路、DEC・・・デシメータ回路、P
しL・・・PLL回路、PFC・・位相比較回路、V
F D・・・可変分周回路、FD・・・分周回路、DS
P・・・ディジタル信号処理装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、オーバーサンプリングクロック信号に従って入力ア
ナログ信号をディジタル信号に変換するA/D変換回路
及び/又はオーバーサンプリングクロック信号に従って
ディジタル信号をアナログ信号に変換するD/A変換回
路と、内部サンプリングクロック信号に従って上記ディ
ジタル信号に対し所定の抽出処理を施すデシメータ回路
及び/又は補間処理を施すインターポレータ回路と、基
準周波数信号を受け上記サンプリングクロック信号に位
相同期された上記オーバーサンプリングクロック信号及
び上記内部サンプリングクロック信号を形成するPLL
回路とを具備することを特徴とするA/D・D/A変換
装置。 2、上記PLL回路は、ディジタルPLL回路であり、
上記サンプリングクロック信号と上記内部サンプリング
クロック信号の位相差を検出する位相比較回路と、上記
基準周波数信号を受けそれを上記位相比較回路から出力
される位相制御信号に従った分周比で分周することによ
って上記オーバーサンプリングクロック信号を形成する
可変分周回路と、上記オーバーサンプリングクロック信
号を受けそれを所定の固定された分周比で分周すること
によって上記内部サンプリングクロック信号を形成する
分周回路とを含むものであることを特徴とする特許請求
の範囲第1項記載のA/D・D/A変換装置。 3、上記A/D・D/A変換装置は、補間型Δ−Σ方式
を用いたものであることを特徴とする特許請求の範囲第
1項又は第2項記載のA/D・D/A変換装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61197178A JP2728394B2 (ja) | 1986-08-25 | 1986-08-25 | 半導体集積回路装置 |
US07/088,418 US4833474A (en) | 1986-08-25 | 1987-08-24 | A/D converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61197178A JP2728394B2 (ja) | 1986-08-25 | 1986-08-25 | 半導体集積回路装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6354019A true JPS6354019A (ja) | 1988-03-08 |
JP2728394B2 JP2728394B2 (ja) | 1998-03-18 |
Family
ID=16370099
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61197178A Expired - Lifetime JP2728394B2 (ja) | 1986-08-25 | 1986-08-25 | 半導体集積回路装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2728394B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008160797A (ja) * | 2006-11-28 | 2008-07-10 | Seiko Epson Corp | データ転送を行う回路及び方法並びにクロックパルスを利用する回路及び方法 |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5161245A (ja) * | 1974-11-26 | 1976-05-27 | Tokyo Electric Power Co | |
JPS5546660A (en) * | 1978-09-29 | 1980-04-01 | Fujitsu Ltd | Timing signal extraction circuit device |
JPS5575345A (en) * | 1978-11-30 | 1980-06-06 | Philips Nv | *b*a*bit a*d converter with b bit auxiliary a*d converter |
JPS57104318A (en) * | 1980-12-19 | 1982-06-29 | Mitsubishi Electric Corp | Analogue-digital converting device |
JPS5913453A (ja) * | 1982-07-14 | 1984-01-24 | Ricoh Co Ltd | タイミング情報抽出装置 |
JPS61148986A (ja) * | 1984-12-24 | 1986-07-07 | Hitachi Ltd | テレビジヨン信号の標本化装置 |
-
1986
- 1986-08-25 JP JP61197178A patent/JP2728394B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5161245A (ja) * | 1974-11-26 | 1976-05-27 | Tokyo Electric Power Co | |
JPS5546660A (en) * | 1978-09-29 | 1980-04-01 | Fujitsu Ltd | Timing signal extraction circuit device |
JPS5575345A (en) * | 1978-11-30 | 1980-06-06 | Philips Nv | *b*a*bit a*d converter with b bit auxiliary a*d converter |
JPS57104318A (en) * | 1980-12-19 | 1982-06-29 | Mitsubishi Electric Corp | Analogue-digital converting device |
JPS5913453A (ja) * | 1982-07-14 | 1984-01-24 | Ricoh Co Ltd | タイミング情報抽出装置 |
JPS61148986A (ja) * | 1984-12-24 | 1986-07-07 | Hitachi Ltd | テレビジヨン信号の標本化装置 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008160797A (ja) * | 2006-11-28 | 2008-07-10 | Seiko Epson Corp | データ転送を行う回路及び方法並びにクロックパルスを利用する回路及び方法 |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP2728394B2 (ja) | 1998-03-18 |
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