JPS6347298B2

JPS6347298B2 -

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Publication number: JPS6347298B2
Application number: JP57057428A
Authority: JP
Inventors: Yanta Deiitaa; Norude Uorufugangu
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1981-04-11
Filing date: 1982-04-08
Publication date: 1988-09-21
Also published as: FR2503955B1; GB2100083B; JPS57180208A; FR2503955A1; DE3114761A1; GB2100083A; DE3114761C2; US4560942A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は復調すべき第１被変調信号が直線特性
を示す第１入力端子を経て供給されると共に前記
第１被変調信号の搬送波の周波数を有する第２対
称信号が双曲線正接特性を示す第２入力端子を経
て供給される混合回路を具える略々正弦波状に変
化する被変調信号を復調する復調回路に関するも
のである。

ここで及び以下の説明において、混合回路とは
２つの入力端子の２つの信号を両入力信号の差周
波数を有する信号がその出力端子に発生するよう
混合する回路を意味する。この差周波数は０に等
しくすることができる。入力端子に関連する“特
性”とは関連する入力端子の信号の振幅の関数と
しての出力信号振幅の変化（他方の入力端子の信
号は一定に維持）を意味し、混合回路が双曲線正
接特性を示す入力端子を有するということは出力
電圧ｙとその入力端子の電圧ｘ（他方の入力端子
の信号は一定）との間に次の関係；ｙ＝ａ＋ｂ tangh cx ここで、ａ，ｂ及びｃは定数を有することを意
味する。

上述した種類の復調回路は米国特許第3617641
号明細書にステレオデコーダに関するものが開示
されており、斯る回路はステレオデコーダの入力
端子に供給されるステレオ多重信号が38KHzの搬
送波（抑圧）上に変調された差信号を含んでいる
ので混合回路を具えている。そして、この混合回
路は双曲線正接特性を有する入力端子を有し、こ
の入力端子に88KHzの周波数を有する短形波信号
を供給して混合回路の出力端子に左及び右チヤン
ネルの信号を発生させている。しかし、この38K
Hzの短形波信号の周波数スペクトルは奇数高調波
（特に38KHz基本波の３倍の第３高調波）を含み、
その結果、隣接チヤンネル送信がステレオデコー
ダの出力信号に影響を与えることが起り得る。

隣接チヤンネル送信による斯種の干渉を避ける
ためには、既に公開されているドイツ国特許出願
第2513228号から、短形波信号の代りに位相位置
に応じて３つの異なる電圧値を取り得る階段波信
号を用いることが既知である。この手段は第３高
調波の発生を阻止するため隣接送信（即ち当該受
信送信から100KHzの間隔で送信する送信機）の
変調成分は受信し得なくなる。しかし、第５高調
波（190KHzの周波数を有する）は発生し、この
高調波は当該受信送信に対し200KHzの間隔にあ
る送信の変調成分となつて受信される可能性があ
る。

この第５高調波の発生は、既に公開されている
ドイツ特許出願第2850555号に記載されているよ
うに４つの電圧値を有する階段波信号を用いるこ
とにより阻止することができるが、この手段は混
合回路を一層複雑にすると共に一層高価なものと
する欠点がある。

本発明の目的は上述の高調波の問題を殆んど受
けないように構成した簡単な復調回路を提供する
ことにある。

本発明は上述した種類の復調回路において、前
記第２信号は時間とともに三角形状に変化する三
角波信号とし、その振幅を混合回路の出力端子に
おける搬送波周波数の第３及び第５高調波が少く
とも実質的な最小値に減少する値にしたことを特
徴とする。

本発明は、第２入力端子の双曲線正接特性のた
めにこの入力端子における三角形状に変化する電
圧はその振幅を適正に選択すると適当な程度に歪
んで略々正弦波の信号が混合回路の出力端子に発
生するという事実（第１入力端子の信号は一定）、
換言すれば第２入力端子に供給される信号に第３
及び第５高調波が存在しても第２入力端子の非直
線特性によつて第３及び第５高調波が発生せず、
これらの高調波は殆んど抑圧されるという事実を
確かめ、斯る認識に基づいて為したものである。
本発明復調回路においては上述の既知の復調回路
と同様に偶数高調波も発生しない。

本発明復調回路は振幅被変調信号、特に搬送波
抑圧信号の復調に用いることができ、この場合に
は第２入力端子に供給する三角波信号の周波数を
その搬送波周波数に一致させると共に振幅被変調
信号自体を第１入力端子に供給すればよい。従つ
て本発明復調回路はこの機能のためにステレオデ
コーダに用いるのに特に好適なものである。

しかし、本発明復調回路は位相復調器又は特に
ステレオデコーダにおける副搬送波周波数を発生
する位相ロツクループ（PLL）内の位相検出器
として用いることもできる。斯るPLLは38KHz
（又はその多数倍）の周波数を発生してステレオ
デコーダに供給する電圧制御発振器を具える。こ
の発振器の発振周波数は適当な分周器により19K
Hzに分周されて位相検出器においてステレオ多重
信号に含まれるパイロツト信号と比較される。こ
の位相検出器は制御信号を発生し、この制御信号
により電圧制御発振器の周波数が19KHzのパイロ
ツト信号と同期される。しかし、交通情報を送信
する場合には、位相検出器において発振器からの
信号から第３高調波が発生すると57KHz信号
（19KHzの３倍）が発生して、これにより発振器
の同調が影響を受けることが起り得る。位相検出
回路として本発明復調回路を用いると誤同調を避
けることができる。

本発明の好適例においては混合回路を少くとも
１対のバイポーラエミツタ結合トランジスタで構
成する。復調すべき信号に対応する電流を発生す
る電流源を共通エミツタリード内に挿入する。三
角形状に変化する電圧は60mV〜150mVの振幅を
有するものとし、これを低オーム電圧源により発
生させ、この三角波電圧をエミツタ結合トランジ
スタ対の２個のトランジタの少くとも一方のベー
スに供給する。

図面につき本発明を説明する。

第１図は本発明復調回路を有するステレオデコ
ーダを具える受信機を示す。第１図においてアン
テナ１で受信された信号はRF入力混合段２によ
り処理され、可同調発振器３によりIF帯に変換
されてIF段４に供給される。IF段４の出力信号
はFM復調器５において復調される。FM復調器
５の出力信号（ステレオ伝送の場合にはステレオ
多重信号U_n）はステレオデコーダ６に供給され、
その２個の出力端子には“左”及び“右”チヤン
ネルをそれぞれ構成する２個の増幅器７及び８と
スピーカ１２及び１３が接続される。

更に、FM復調器５の出力信号Umは位相検出
器９に供給される。この位相検出器は位相ロツク
ループ（PLL）の一部を構成する。この位相ロ
ツクループは38KHzの副搬送波周波数に同調され
ていると共に位相検出器９により制御される発振
器１０も具える。この発振器１０の出力信号はそ
の発振周波数を２分の１に分周する分周器１１を
経て位相検出器９の第２入力端子に供給される。
位相検出器９は既知のように発振器１０の出力周
波数をステレオ多重信号U_n中に含まれるパイロ
ツト信号の周波数と同期させる。発振器１０の他
方の出力端子は時間ととも三角形状に変化する低
オーム電圧U_dを出力し、ステレオデコーダ６の
他方の入力端子に供給する。

第２図はステレオデコーダ６の一実施例を示
す。このステレオデコーダはマトリツクス回路６
０から成り、このマトリツクス回路にはステレオ
多重信号の和信号（Ｌ＋Ｒ）が供給されると共に
復調差信号Ｌ−Ｒ又は−（Ｌ−Ｒ）も供給され、
その２個の出力端子に増幅器７及び８への信号Ｌ
及びＲを出力する。混合回路は２対の交差結合ト
ランジスタ、即ち４個のバイポーラnpnトランジ
スタ６１，６２，６３及び６４を具え、これらト
ランジスタの各々の各電極は他の３つのトランジ
スタの１つの対応する電極に共通に接続する。ト
ランジスタ６１及び６２の共通エミツタリードは
トランジスタ６５のコレクタに接続する。このト
ランジスタ６５のエミツタはトランジスタ６３及
び６４の共通エミツタに接続されたトランジスタ
６６のエミツタに、直線性のために２個の直列接
続抵抗６５１及び６６１を介して接続する。この
２個の等しい大抵抗６５１及び６６１の共通接続
点を直流電流源６７を経て接地する。ステレオ多
重信号（少くともこれに含まれている38KHzの搬
送波（抑圧）上に振幅変調された差信号）をこの
（平衡）混合回路の第１入力端子６８を構成する
トランジスタ６５及び６６のベース電極間に供給
する。その結果、トランジスタ６５及び６６は同
一の直流成分と、互に逆相で等しい大きさの信号
成分を含むコレクタ電流を発生する。

この混合回路の第２入力端子６９を構成するト
ランジスタ６１及び６４の相互接続ベース電極と
トランジスタ６２及び６３の相互接続ベース電極
との間には時間と共に三角形状に変化する電圧u_d
を供給する。この電圧u_dは周期的に時間とともに
低電圧値から高電圧値へ直線的に増大し、次いで
再び低電圧値へ直線的に減少する。この電圧u_dは
38KHzの周波数を有する。

ステレオ多重信号u_nをこの三角波信号u_dと混合
すると、38KHz搬送波（抑圧）上に変調された差
信号の側波帯（23〜53KHzの周波数帯に発生す
る）が０〜15KHzの周波数帯に変換されるため、
両トランジスタ対６１，６３及び６２，６４によ
り発生されるコレクタ電流はそれぞれ差信号Ｌ−
Ｒ及び−（Ｌ−Ｒ）に相当する信号成分を発生し、
これら信号から直線動作マトリツクス回路６０に
おいて和信号を用いて信号Ｌ及びＲを取り出すこ
とができる。38KHz搬送波上に変調された差信号
に加えて和信号も入力端子６８に供給されると、
38KHzを中心に和信号の周波数で変動する信号が
トランジスタ６１，…６４のコレクタ電流に発生
するが、この信号はマトリツクス回路６０及びこ
れに接続された増幅器の出力側でフイルタにより
除去することができる。

本例では４個の全てのトランジスタ６１〜６４
からの交流電流を利用しており、トランジスタ６
１と６３及び６２と６４の共通接続点の直流電圧
が互に等しく常に一定であるという利点が得られ
るが、２個のトランジスタ、例えば６１及び６４
のコレクタ電流のみを用いることもできる。

前述したように、入力端子６９の三角波電圧は
トランジスタ６１及び６４によりコレクタ電流に
変換され、この電流は三角波電圧の振幅を適当に
選択すると略々正弦波状に変化する（このとき電
圧u_nは０ボルトに等しいか一定（直流）電圧で
あるものとする）。トランジスタ６１，…，６４
のコレクタ電流がこれらトランジスタのベース及
びエミツタ間電圧に指数状に依存するものと仮定
し、更にトランジスタ６５及び６６のコレクタ電
流によりこれらトランジスタのベース及びエミツ
タ通路抵抗に発生する電圧降下が熱電圧u_T
（26mV）に比べて低いものと仮定すると、既知
のようにコレクタ電流と電圧u_dとの間に双曲線正
接関係（明細書冒頭に定義）が得られる。その結
果、三角波電圧はその振幅u_dに応じて大きく又は
小さく歪む。

第３図は上述の仮定に基づいて計算した第３及
び第５高調波と基本波との商と三角波電圧の振幅
u_d（熱電圧u_Tで正規化してある）との関係を示す。
第３図から、K₃及び第３高調波成分は三角波電
圧の振幅が熱電圧の約３倍に等しいときに０にな
り、K₅及び第５高調波成分は三角波電圧の振幅
がそれより僅かに高い値において略々平坦な最低
値を有することがわかる。これに応じて三角波電
圧の振幅を熱電圧の約３倍（室温では約78mV）
に選択すれば、第３高調波の振幅は前記ドイツ国
特許出願第2813228号による回路の場合より殆ん
ど大きくならないと共に第５高調波成分（K₅）
が小さくなり、２％以下になる。実際の回路での
測定によりこれらの計算が正しいことが確かめら
れた。しかし、ベース及びエミツタ抵抗における
電圧降下が熱電圧に対し無視し得るような小さい
値でない場合にはK₃及びK₅の最小値は三角波電
圧のもつと高い値へシフトする。これがため、実
際上u_dの最適振幅は種々の測定を行なつて得る必
要がある。

第２図に示す回路において、混合回路は38KHz
の搬送波（抑圧）に振幅変調された信号の復調信
号をトランジスタ６１，…６４のコレクタに発生
する純粋な復調回路として機能する。入力端子６
８の信号中の任意の低周波数和信号は三角波電圧
により38KHzの両側の２つの側波帯に変換される
が、これらは受信に影響を与えない。従つて、マ
トリツクス回路６０としてはこの混合回路からの
差信号Ｌ−Ｒ及び−（Ｌ−Ｒ）に相当する出力信
号を和信号（Ｌ＋Ｒ）と合成するものでよい。ト
ランジスタ６５及び６６により発生される電流中
の信号電流成分が多重信号u_nに比例し、トラン
ジタ６１及び６３のコレクタ交流電流及びトラン
ジスタ６２及び６４のコレクタ交流電流から信号
電流成分の半分の大きさの交流電流が（例えば対
応する電流を加えることにより）引算されるよう
にすると、マトリツクス回路は比較的簡単な構成
とすることができる。即ちこの場合にはマトリツ
クス回路を２個の等しい大きさの抵抗だけで構成
することができ、各抵抗はトランジスタ６１，６
３及び６２，６４の共通コレクタ接続点にそれぞ
れ接続し、これら抵抗の他端を正の電源電圧に接
続する。

第４図は、次段のマトリツクス回路を必要とせ
ず、その出力端子に左及び右チヤンネルの信号Ｌ
及びＲを直接発生するようにした混合回路を示
す。この混合回路もトランジスタ６１，…，６４
から成る２つの交差結合トランジスタ対から成
り、それらの相互接続ベース電極対（トランジス
タ６１，６４及びトランジスタ６２，６３）は三
角形状に変化する電圧u_dが供給される第２入力端
子を構成する。トランジスタ６１及び６２の共通
エミツタリードは電流源６１２を含み、この電流
源は直流電流I₀を発生すると共にFM復調器の出
力信号から図示してない手段により得られたステ
レオ多重信号u_nに比例する交流成分i_nを発生す
る。トランジスタ６３及び６４の共通エミツタリ
ードも電流源６３４を含み、この電流源は電流源
６１２と同一の直流電流成分I₀を発生するが、電
流源６１２により発生される交流電流成分より小
さく逆相の交流電流成分ａ・i_nを発生する。トラ
ンジスタ６１及び６３のコレクタ電極を抵抗６１
３を経て正の電源電圧に接続すると共にトランジ
スタ６２及び６４のコレクタ電極も抵抗６１３と
等しい大きさの抵抗６２４を経て正の電源電圧に
接続する。

三角波電圧u_dが60mVと150mVの間に位置する
規定の値を有する場合、この三角波信号の周波数
の３倍及び５倍の周波数を有する交流電流成分は
第２図及び第３図につき既に説明したようにコレ
クタ電流に発生しない。加えて、係数ａが約1/3
の場合、左及び右チヤンネルの信号Ｌ及びＲがそ
れぞれコレクタ抵抗６１３及び６２４に直接発生
する。従つてこの場合にはマトリツクス回路は不
要となる。

第３図に示すように、第３及び第５高調波が最
小となる振幅u^_dは熱電圧に比例するため、これら
高調波も熱電圧と同様に温度に比例して変化す
る。温度変動にさらされる回路において常に干渉
を最低にする必要があるときは三角波電圧の振幅
を温度に比例して変化させる必要がある。第５図
はこれを達成する三角波電圧発生装置を示す。斯
る回路は第１図に示す電圧制御発振器１０の不可
欠の構成部とすることができる。

この電圧発生器はコンデンサ１００を具え、こ
のコンデンサは電流源１０１で充電すると共に電
流源１０２で放電することができる。放電用電流
源１０２はスイツチ１０３でオン、オフすること
ができる。スイツチ１０３がオフ（開）のとき
は、コンデンサ１００が電流源１０１により直線
的に充電される。スイツチ１０３がオン（閉）の
ときは、コンデンサ１００が電流源１０１で充電
されると共に電流源１０２により放電される。こ
の際、電流源１０２はその電流を電流源１０１の
電流の正確に２倍にしてあるので、電流源１０１
のみにより発生する充電電流と同一の大きさの放
電電流が発生する。スイツチ１０３は39KHzの周
期で開閉される。この開閉はフリツプフロツプ１
０４により行なわれる。このフリツプフロツプ１
０４は２個の比較器１０５及び１０６を具える比
較装置で制御される。この２個の比較器１０５及
び１０６の一方の入力端子にはコンデンサ電圧が
供給され、比較器１０５の他方の入力端子にはコ
ンデンサ電圧の上限値U_naxを表わす直流電圧が、
比較器１０６の他方の入力端子にはコンデンサ電
圧の下限値U_nioを表わす直流電圧が供給される。

電流源１０１がコンデンサ１００を上限値
U_naxまで充電すると、批較器１０５が信号を発
生しフリツプフロツプ１０４の状態を変化せしめ
てスイツチ１０３が閉じる。この結果コンデンサ
１００が電流源１０２によりその電圧が下限値
U_nioになるまで放電され、このとき比較器１０６
が動作しフリツプフロツプ１０４の状態を再び変
化してスイツチ１０３を再び開き、コンデンサ１
００が再び充電され、以上の動作が繰返えされ
る。

上限値U_nax及び下限値U_nioは正の電源電圧と比
較器１０５の入力端子との間に接続されたpnpト
ランジスタ１１２からのコレクタ電流が流れる３
個の直列抵抗R₂，R₃，R₄によつて発生される。
その２個の直列抵抗R₂及びR₃は比較器１０５の
入力端子と比較器１０６の入力端子との間に接続
し、抵抗R₄は比較器１０６の入力端子と大地と
の間に接続する。抵抗R₂及びR₃は等しい値とし
てその接続点の電圧Ｕが精密に上限値と下限値の
中間値となるようにする。この電圧をエミツタが
抵抗R₆を経て接地されたpnpトランジスタ１０７
のベースに供給する。このトランジスタ１０７の
コレクタはエミツタが正の電源電圧に接続された
npnトランジスタ１０８のコレクタに接続する。
このトランジスタ１０８はダイオードとして接続
されたトランジスタ１０９と電流ミラー回路を構
成し、このnpnトランジスタ１０９は、ベースに
コンデンサ１００の電圧が供給されエミツタが抵
抗R₅を経て接地されたpnpトランジスタ１１０の
コレクタに接続する。トランジスタ１０８及び１
０７の接続点を数百オーム以下の値とし得る抵抗
R₇を経て直流電圧源１１１に接続する。

トランジスタ１０７は一定の直流電流を発生す
るが、トランジスタ１１０及び従つて電流ミラー
回路１０８，１０９は三角波交流電流を発生す
る。この三角波交流電流の平均値は抵抗R₅及び
R₆の値及び電流ミラートランジスタ１０８及び
１０９のエミツタ面積を適当に定めてこの平均値
がトランジスタ１０７により発生される直流電流
に一致するように選択しておく。トランジスタ１
０８により発生される三角波交流電流とトランジ
スタ１０７により発生される直流電流との差電流
が抵抗R₇を経て電圧源１１１に交互の極性で流
れるため、抵抗R₇の両端間に時間と共に三角形
状に変化すると共にその振幅が抵抗R₇の大きさ
に比例し且つその平均値が直流電圧源により発生
される直流電圧の大きさで決まる三角波電圧u_dが
発生する。従つて、第２図及び第４図に示す混合
回路の第２入力端子６９をこの抵抗R₇の両端に
接続することができる。

トランジスタ１１２によつて発生されて抵抗
R₂，R₃，R₄を流れる直流電流は、ベース―エミ
ツタ通路をトランジスタ１１２のベース―エミツ
タ通路と並列に接続した２個のトランジスタ１１
３及び１１４から成る電流ミラー回路で決まる。
これらトランジスタの一方はそのベースをコレク
タに接続してダイオードとして接続する。npnト
ランジスタ１１５及び１１６から成るも１つの電
流ミラー回路をトランジスタ１１３及び１１４の
コレクタ回路に設け、ダイオードとして接続した
トランジスタ１１５のコレクタをトランジスタ１
１３のコレクタに接続すると共にダイオードとし
て接続したトランジスタ１１４のコレクタをトラ
ンジスタ１１６のコレクタに接続し、トランジス
タ１１６のエミツタ面積はトランジスタ１１５の
エミツタ面積のＫ倍にすると共にそのエミツタリ
ード内に抵抗R₁を設ける。回路１１３〜１１６
（この回路自体は既知）によればこの回路で発生
される電流、従つてトランジスタ１１２により発
生されるコレクタ電流が熱電圧と抵抗R₁の商に
比例する。これにより以下の効果が達成される。

(a) 下限値U_nio及び上限値U_naxが温度に比例して
変化する。同じことがこれら限界値の差にも言
え、従つて抵抗R₇両端間の電圧u_dの振幅にも
言える。適切に設計することにより温度変動時
においても電圧u_dが常に最小の雑音指数を達成
するのに必要な振幅を有するようにすることが
できる。この場合、トランジスタ１１３〜１１
６及びトランジスタ６１〜６４（第２及び第４
図）が同一の温度にさらされるようにする必要
があり、これは第５図の回路と第４図又は第２
図の回路を共通の基板上の集積回路の形態に構
成することにより最も確実に達成される。

(b) トランジスタ１１２により発生される電流は
抵抗R₁に略々比例し、限界値U_nax及びU_nioは
それぞれ抵抗R₂及びR₄に正比例するため、上
限値及び下限値U_nax及びU_nioは集積回路に製造
するのに必要とされる製造方法と無関係にな
り、抵抗R₁，…，R₄は同一の程度であれば相
当変化してもよい。従つて、抵抗R₇の電圧の
振幅もこれらの製造方法の相違に極めて高度に
無関係になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明復調回路を有するステレオデコ
ーダを具える受信機を示すブロツク図、第２図は
斯る復調回路の第１の例の回路図、第３図は第２
図の回路における三角波入力信号の大きさと第３
及び第５高調波の大きさの関係を示す図、第４図
はステレオデコーダとして作用する本発明復調回
路の第２の例の回路図、第５図は三角波電圧を発
生する回路の好適例の回路図である。１…アンテナ、２…混合段、３…可同調発振
器、４…IF段、５…FM復調器、６…ステレオデ
コーダ、７，８…増幅器、９…位相検出器、１０
…発振器、１１…分周器、１２，１３…スピー
カ、６０…マトリツクス回路、６１〜６９，６５
１，６６１；６１２，６１３，６２４，６３４…
混合回路、６８…第１入力端子、６９…第２入力
端子、u_n…ステレオ多重信号、u_d…三角波信号、
１００…コンデンサ、１０１…充電用電流源、１
００〜１１６…三角波電圧発生回路、１０２…放
電用電流源、１０３…充放電制御スイツチ、１０
４…フリツプフロツプ、１０５，１０６…比較
器、１０７〜１１１…出力回路、１１２〜１１
６，R₁〜R₄…上限値及び下限値発生回路。

Claims

【特許請求の範囲】１混合回路を具え、直線特性を示すその第１入
力端子に時間ととも略々正弦波状に変化する復調
すべき第１被変調信号を供給し、略々双曲線正接
特性を示すその第２入力端子に前記被変調信号の
搬送波の周波数を有する第２対称波信号を供給し
て前記被変調信号を復調する復調回路において、
前記第２信号は時間とともに三角形状に変化する
三角波信号とし、その振幅を前記混合回路の出力
端子における搬送波周波数の第３及び第５高調波
が少くとも略々最小値に減少する値にしたことを
特徴とする復調回路。２特許請求の範囲第１項記載の復調回路におい
て、前記混合回路は１対のバイポーラエミツタ結
合トランジスタで構成し、その共通エミツタ接続
線内に前記復調すべき第１被変調信号に相当する
電流を発生する電流源を挿入し、三角形状に変化
する前記第２信号は60mVから150mVの間の振幅
を有するものとし、この第２信号を低オーム電圧
源から前記トランジスタの少くとも一方のベース
に供給したことを特徴とする復調回路。３特許請求の範囲第１項記載の復調回路におい
て、前記混合回路は２対の交差結合トランジスタ
と、各々同一の直流電流及び復調すべき第１信号
に相当する電流を発生する２個の電流源で構成
し、各電流源は各対のトランジスタのエミツタ電
極の共通接続点に接続したことを特徴とする復調
回路。４特許請求の範囲第３項記載の復調回路におい
て、当該復調回路はステレオデコーダ内に含ま
れ、前記三角波信号の周波数はステレオ信号の副
搬送波周波数に等しくし、前記２個の電流源で発
生される交流電流は互に同一の大きさで逆相にし
たことを特徴とする復調回路。５特許請求の範囲第３項記載の復調回路におい
て、当該復調回路はステレオデコーダ内に含ま
れ、前記三角波信号はステレオ信号の副搬送波周
波数を有し、前記２個の電流源により発生される
交流電流は互に同一位相で異なる大きさにしたこ
とを特徴とする復調回路。６特許請求の範囲第１〜第５項の何れか一項に
記載の復調回路において、前記三角波信号は、コ
ンデンサと、該コンデンサを切換装置を介して交
互に充放電する２個の定電流源と、前記コンデン
サの電圧を上限値及び下限値と比較すると共にコ
ンデンサ電圧が上限値に達したときにコンデンサ
を放電し、コンデンサ電圧が下限値に達したとき
にコンデンサを充電するよう前記切換装置を制御
する比較器とを具える電圧発生器により発生させ
たことを特徴とする復調回路。７特許請求の範囲第６項記載の復調回路におい
て、前記限界値は周囲温度と比例して変化し得る
ようにしたことを特徴とする復調回路。