JP4067489B2

JP4067489B2 - ステレオデコーダ

Info

Publication number: JP4067489B2
Application number: JP2003521490A
Authority: JP
Inventors: ボルフディートリッヒゲオルグカスペルコビッツ
Original assignee: セミコンダクターアイディアズトゥーザマーケット（アイティーオーエム）ビーヴィ
Priority date: 2001-08-12
Filing date: 2002-08-06
Publication date: 2008-03-26
Anticipated expiration: 2022-08-06
Also published as: EP1417771B1; ATE413734T1; EP1284542A1; EP1417771A1; JP2005500732A; US7133527B2; US20040208323A1; DE60229753D1; WO2003017512A1

Description

本発明は、ベースバンド和信号(L+R)、副搬送波抑圧方式で振幅変調された差信号(L-R)、および、当該和信号の周波数帯と差信号の周波数帯との間に位置する周波数を持つパイロット信号を有するステレオ多重信号をデコードするための回路配置であって、当該回路配置が、並列のステレオ和信号パスと差信号パスとを通してデマトリクス回路の第1および第2の入力に結合された、前記ステレオ多重信号のための入力を持ち、第1のミキサ段が、前記差信号パスに含まれており、局部交番副搬送波が、当該振幅変調された差信号(L-R)のベースバンドへの同期復調のために、当該第1のミキサ段の搬送波入力に供給される回路配置に関するものである。本発明は、さらに、ステレオ多重信号のデコーディングのための回路配置を有するFMラジオ受信機に関するものである。

そのような回路配置は、それ自体としては、例えば、Application Note 319、1972年6月、Fairchild Semiconductor Corporationに公表された、L. Blaser等による記事 "The uA758, A Phase Locked Loop FM Stereo Multiplex Decoder"によって、公知である。

FMラジオ放送システムで用いられるような標準的なベースバンドステレオ多重信号は、左右のステレオ音響信号LおよびRの和信号および差信号、即ち、それぞれ、0〜15kHzの周波数範囲に位置するベースバンド周波数範囲の和信号(L+R)と、38kHzの抑圧副搬送波の両側波帯でAM変調されて、23〜53kHzの周波数範囲をカバーする差信号と、を有している。両側波帯差信号(L-R)および(R-L)の各々の振幅レベルは、和信号(L+R)の振幅レベルの半分に一致し、この1:2の比は、-6dB差とも呼ばれている。ステレオ多重信号は、さらに、局部38kHzミキシング搬送波の再生中に基準周波数として働く19kHzステレオパイロット信号を有している。受信機端では、変調された差信号(L-R)のベースバンドへの同期復調によって、この振幅レベルの差は、変化しない。差信号(L-R)は、和信号(L+R)と同じ振幅レベルに達するには、6dB増幅、即ち、利得率2で増幅される必要があり、それによって、デマトリクス回路において、それらの信号を、それぞれ、ベースバンドステレオ左信号Lおよびステレオ右信号Rに適切にデマトリクスすることが可能である。

ステレオ左信号Lとステレオ右信号Rとの間の分離度（以下、「ステレオチャンネル分離度」とも呼ぶ）は、ベースバンド和信号(L+R)と、復調されたベースバンド差信号(L-R)との間のレベルの等しさの精度とともに増加する。しかしながら、実際には、第1のミキサ段が、ミキサ利得での当該交番副搬送波と変調された差信号(L-R)とのアナログミキシングによって同期復調を与え、それは、寄生効果、望ましくないDCオフセット、および、用いた回路素子の値の絶対的・相対的な開きに影響を受けやすい。これは、上述のベースバンド和信号(L+R)とベースバンド差信号(L-R)との間の上述のレベルの等しさの精度を、および、それによって、また、既知のアナログステレオデコーダの最大到達可能なステレオチャンネル分離度をも、制限する。

差信号(L-R)の振幅レベルに対する、これらの不正確源の影響を低減するために、例えば、米国特許第4,658,123号によって、差信号(L-R)のスイッチモード（switched mode）同期復調を適用することが知られている。しかしながら、そのようなスイッチモード動作は、局部副搬送波周波数の高次高調波を導き入れ、その高次高調波は、非線形によって、有効なステレオ信号の周波数範囲に折り返される、および／または、それらの高次高調波を低減するために必要とされる対策のために回路の複雑さを相当に増加させる。

米国特許第4,658,123号 Application Note 319、1972年6月、Fairchild Semiconductor Corporation

したがって、本発明の1つの目的は、上述の欠点の生じることを回避しつつ、アナログステレオデコーダのステレオチャンネル分離度を増加させることである。

この目的は、本発明による、冒頭のパラグラフで記述したようなステレオ多重信号をデコードするための回路配置であって、リファレンス信号を受け取る第2のミキサ段を有する自動利得制御ループが存在し、その第2のミキサ段の信号出力が、第3のミキサ段に結合され、両ミキサ段が、当該リファレンス信号のそれぞれアップ変換およびダウン変換のために、当該局部交番副搬送波を供給される搬送波入力を持ち、当該第3のミキサ段の信号出力が、6 dB減衰器を通して、前記減衰器の出力信号と前記リファレンス信号との差分を供給する差分回路に結合され、当該差分回路が、当該第1から第3のミキサ段の利得を変化させるために、利得制御増幅手段の制御入力に結合されていることを特徴とする回路配置によって達成される。

本発明は、寄生効果、望ましくないDCオフセット、および、用いた回路素子の値の絶対的・相対的な開きの目安が、第1のミキサ段と整合するミキサ回路を用いて、発信機から局部リファレンス信号を持つ受信機までの差信号(L-R)の変調／復調プロセスをシミュレートするダミー回路から導出できるという認識に基づいている。

本発明の適用によって、第2のミキサ段は、局部副搬送波周波数の両側波帯の搬送波抑圧変調によってリファレンス信号のアップ変換をもたらし、一方、第3のミキサ段は、ベースバンドへの、そのリファレンス信号のダウン変換をもたらす。そのように復元されたリファレンス信号は、6 dB減衰器によって振幅レベルを半減され、その後、原リファレンス信号と比較され、その結果が、即ち、一方の復元されて、6 dB減衰されたリファレンス信号と、他方の原リファレンス信号との差分が、当該第1から第3のミキサ段の利得を変化させるために、利得制御信号として、利得制御増幅手段の制御入力に印加される。動作中には、自動利得制御ループは、6 dB減衰器の前における、復元されたリファレンス信号の振幅が、原リファレンス信号の振幅の2倍に正確に安定化されるように、第2および第3のミキサ段の利得を変化させる。これは、第2および第3のミキサ段が、6dB利得に正確に安定させられる、別の言い方をすれば、利得率2とされるということを意味する。この利得率からのどのような逸脱も、自動利得制御ループによって自動的に低減される。これは、第1のミキサ段の利得を利得率2に正確に制御し、それによって、上述の先行技術のアナログステレオデコーダに比較して、ステレオチャンネル分離度の相当の増加を保証する。

ロバストで単純なインプリメンテーションをもたらす本発明による回路配置の1実施例は、当該利得制御増幅手段が、当該局部交番副搬送波の振幅を、それを当該同期復調器、および、当該第1および第2のミキサ段の搬送波入力に供給するに先立って、変化させるための利得制御副搬送波増幅器を有することを特徴とする。

一定の局部交番副搬送波の使用を考慮した本発明による回路配置の1実施例は、当該利得制御増幅手段は、各々が、前記利得制御増幅手段の制御入力で共通の制御入力を持つ、第1から第3の互いに一致し合う利得制御増幅器を有しており、当該第1の利得制御増幅器が、前記差信号パスに含まれており、そして、当該第2および第3の利得制御増幅器が、前記自動利得制御ループに含まれていることを特徴とする。

さらなるコンセプトの単純化は、当該リファレンス信号が、DCレベル電圧であることを特徴とする本発明による回路配置において得られる。

正確な6dB減衰を備えた本発明による回路配置は、当該6dB減衰器が、2つの直列接続された、互いに等しい抵抗を有する抵抗電圧デバイダを有することを特徴とする。

本発明のこれらの、そして、さらなる観点および利点が、好適な実施例の開示を参照して、特に、添付された図面を参照して、以下に、より詳細に検討される。

それらの図面において、同等の部分には、同一の参照番号が付されている。

図1は、RF-FM受信信号がアンテナANTから印加されるRF入力RFIを持つFMステレオ多重受信機を示している。当該RF入力RFIには、連続的に、RF-FM受信信号を増幅して、それをIF-FM信号に変換するRF入力増幅器・チューニングセクションRF、IF-FM信号を選択的に増幅し、制限するIFセクションIF、および、この特定の場合にはベースバンドステレオ多重信号であるIF-FM信号のFM変調信号を検出して、それをそのまま、ステレオ多重信号をデコードするための回路配置（以下、「ステレオデコーダ」とも呼ばれる）SDの入力MIに供給するFM弁別器DETが、結合されている。ここまで記述されたFMステレオ多重受信機は、それ単独では周知であり、本発明を理解するために、これ以上の詳述を必要としない。

ステレオデコーディング回路配置SDの多重入力MIにおけるステレオ多重信号は、左右のステレオ音響信号LおよびRのベースバンド和信号(L+R)および差信号(L-R)、即ち、それぞれ、0〜15kHzの周波数範囲に位置する和信号(L+R)と、38kHzの抑圧副搬送波の両側波帯でAM変調されて23〜53kHzの周波数範囲をカバーする差信号と、を有している。側波帯差信号(L-R)および(R-L)の振幅レベルは、和信号(L+R)の振幅レベルの半分に一致し、この1:2の比は、-6dB差とも呼ばれる。このステレオ多重信号は、さらに、局部38kHzミキシング搬送波の再生中に基準周波数として働く19kHzステレオパイロット信号を有している。ステレオデコーディング回路配置SDの多重入力MIは、並列のステレオ和信号パスおよび差信号パスを通って、それぞれ、デマトリクス回路DMXの第1および第2の入力SIおよびDIに結合されている。ローパスフィルタLPSが、ベースバンド和信号(L+R)を選択するために、デマトリクス回路DMXの第1の入力SIの前で和信号パスに含まれている。第1のミキサ段M1が、差信号パスに含まれており、局部交番38kHz副搬送波が、当該振幅変調された差信号(L-R)のベースバンド差信号(L-R)への同期復調のために、局部発振器LOから、利得制御増幅手段AMを通して、当該第1のミキサ段M1の搬送波入力に供給される。第1のミキサ段M1の後に、デマトリクス回路DMXの第2の入力DIの前でベースバンド差信号(L-R)を選択するためのローパスフィルタLPDが続く。デマトリクス回路DMXは、ベースバンド和信号(L+R)およびベースバンド差信号(L-R)を、左右のステレオ信号LおよびRにデマトリクスし、それらの左右のステレオ信号が、左右のオーディオ信号増幅器ALおよびARを介してステレオ左右スピーカLLおよびLRに加えられて、それぞれにおいて、増幅され、再生される。

本発明によれば、ステレオデコーディング回路配置SDは、局部発振器LOから、それぞれ、第2および第3のミキサ段M2およびM3の搬送波入力に局部交番38kHz副搬送波を供給する、当該利得制御増幅手段AMを含む自動利得制御ループを有している。第2のミキサ段M2は、信号入力を通して、リファレンス信号Vrefを受け取り、その信号出力は、第3のミキサ段M3に結合されており、当該ミキサ段M2およびM3は、当該リファレンス信号Vrefの、それぞれ、アップ変換およびダウン変換をもたらす。そのように復元されたリファレンス信号V'refを供給する当該第3のミキサ段M3の信号出力は、その後で、6 dB減衰器ATTおよびローパスフィルタLP1を通して、一方の6 dB減衰された、復元されたリファレンス信号V'ref、手短に言えば、0.5*V'refと、他方の原リファレンス信号Vrefとの差分を形成する差分回路SUBに結合されている。この差信号(0.5*V'ref-Vref)は、局部交番38kHz副搬送波の振幅、また、それによって、当該第1のミキサ段M1から第3のミキサ段M3までのミキサ利得を変化させるために、自動利得制御信号として、差分回路SUBの出力から当該利得制御増幅手段AMの制御入力に結合される。

オープンループ状態で、かつ、第2および第3のミキサ段M2およびM3が単一利得を持っていれば、第3のミキサ段M3の出力における復元されたリファレンス信号V'refの振幅レベルは、M2とM3とにおける連続するアップ変換とダウン変換とによって、原リファレンス信号Vrefの振幅レベルの半分、即ち、V'ref = 0.5*Vrefとなる。6dB減衰器ATTでのさらなる減衰によって、さらに、V'refの振幅レベルの半減、即ち、0.25*Vref、が発生する。このオープンループ状態で、当該差分回路SUBの出力における自動利得制御信号は、-0.75*Vrefである。この自動利得制御信号を利得制御増幅手段AMの制御入力に供給することによってループを閉じることは、第3のミキサ段M3の出力における復元されたリファレンス信号V'refの振幅レベルが、原リファレンス信号Vrefの振幅レベルの2倍となるような、局部交番38kHz副搬送波の増幅をもたらす。M2およびM3のこの利得設定において、差分回路SUBの両入力信号は、互いに等しく、ループは、安定化する。そのように増幅された局部交番38kHz副搬送波を、同時に、第1のミキサ段M1の搬送波入力に供給することによって、M1の出力におけるベースバンド差信号(L-R)の振幅レベルが、和信号(L+R)のそれに等しくなる。

本発明によれば、上述の寄生効果、望ましくないDCオフセット、および、用いた回路素子の値の絶対的・相対的な開きによる、この理想利得率2からのどのような逸脱も、自動利得制御ループの動作によって低減される。本発明による、ステレオ多重信号をデコードするための回路配置で得られるステレオチャンネル分離度は、それによって、そのような不正確源に影響を受けにくく、また、それによって、上に引用した先行技術のアナログステレオデコーダに比して、ステレオチャンネル分離度に相当な増加が与えられる。和信号(L+R)と差信号(L-R)とのレベルの等しさの最大到達可能な精度は、6 dB減衰器の精度によって実質的に決定される。そのような6dB減衰器は、例えば、出力信号振幅と入力信号振幅との間を、正確に1:2の比、即ち、6 dB減衰、に定める、2つの直列接続された互いに等しい抵抗を有する抵抗電圧デバイダを用いることによって、高い精度で、容易にインプリメントすることができる。当該抵抗の抵抗値の相互の開きは、モノリシックに集積した場合、マッチングによって小さく保つことができる。

図2は、本発明による、ステレオ多重信号をデコードするための回路配置の第2の実施例を示しており、局部交番38kHz副搬送波の振幅を変化させるのではなく、第1から第3のミキサ段M1からM3の利得を、それらのミキサ段の出力に続く利得制御増幅器を用いることによって変化させるという点で、上述の第1の実施例と異なる。図2に示される実施例において、第1の利得制御増幅器A1が、ローパスフィルタLPDとデマトリクス回路DMXの第2の入力DIとの間のステレオ差信号パスに含まれており、そして、第2および第3の利得制御増幅器A2およびA3が、それぞれ、第3のミキサ段M3と6dB減衰器ATTとの間の自動利得制御ループに含まれている。これらの第1から第3の利得制御増幅器A1からA3の利得制御入力には、差分回路SUBから、自動利得制御信号が供給される。本発明を適用する際、これらの第1から第3の利得制御増幅器A1からA3の厳密な位置は、意味がなく、それらは、当該第1から第3のミキサ段M1-M3の信号パスのどの位置にでも、即ち、信号入力あるいは搬送波入力の前にでも、その出力の後にでも、置いてもよい。代替として、第2および第3の利得制御増幅器A2およびA3は、2次に変化する利得率を与える単一のクォードレイティング利得制御増幅器（quadrating gain controlled amplifier：図示せず）に置き換えてもよい。

局部交番38kHz副搬送波を、入って来るステレオ多重信号の19kHzパイロット信号と同位相に同期させるために、このパイロット信号が、ステレオデコーダSDの入力MIから、位相同期ループに含まれる位相検出器PDに供給される。この位相同期ループにおいて、位相検出器PDは、ループフィルタLP2を通して局部発振器LOの制御入力に結合されており、この局部発振器LOの出力は、第1から第3のミキサ段M1からM3の搬送波入力と、さらに、局部副搬送波の38kHzの周波数を19kHzに2分周する周波数デバイダDIVの入力とに結合されている。分周された19kHz信号が、位相検出器PDにおいて、入って来る19kHzパイロット信号と比較される。位相同期ループの機能は、それ単独では公知であり、本発明を理解するために、これ以上の詳述を必要としない。

代替として、局部交番38kHz副搬送波は、フィルタリングと周波数2逓倍とによって、19kHzパイロット信号から導出することもできる。

原則として、リファレンス信号Vrefは、任意のタイプの信号形状を持ってよい。DC電圧レベルを用いる代わりに、交番波形あるいは他の波形を持つAC信号も、リファレンス信号として用いるのに適切である。

本発明の範囲は、ここで明示的に開示された実施例に制限されない。本発明は各新しい特性、および、特性の各コンビネーションで具体化されている。どんな参照符号も、請求項の範囲を制限しない。用語「有している」は、請求項でリストされているもの以外の要素の存在を除外するものではない。要素の前の用語「1つの」、「1」の使用は、複数のそのような要素の存在を除外するものではない。

本発明による、ステレオ多重信号をデコードするための回路配置の第1の実施例を有するFMラジオ受信機を示す。本発明による、ステレオ多重信号をデコードするための回路配置の第2の実施例を示す。

符号の説明

A1, A2, A3 利得制御増幅器
AM 利得制御増幅手段
ATT 6 dB減衰器
DET FM弁別器
DIV 周波数デバイダ
DMX デマトリクス回路
IF IFセクション
LO 局部発振器
LP1, LPS, LPD ローパスフィルタ
LP2 ループフィルタ
M1, M2, M3 ミキサ段
PD 位相検出器
RF RF入力増幅器・チューニングセクション
SD ステレオデコーディング回路配置
SUB 差分回路

Claims

ベースバンド和信号(L+R)、副搬送波抑圧方式で振幅変調された差信号(L-R)、および、当該和信号の周波数帯と差信号の周波数帯との間に位置する周波数を持つパイロット信号を有するステレオ多重信号をデコードするための回路配置であって、当該回路配置が、並列のステレオ和信号パスと差信号パスとを通してデマトリクス回路の第1および第2の入力に結合された、前記ステレオ多重信号のための入力を持ち、同期復調器が、前記差信号パスに含まれる第 1 のミキサ段を有しており、局部交番副搬送波が、当該振幅変調された差信号(L-R)のベースバンドへの同期復調のために、当該同期復調器の搬送波入力に供給される回路配置において、リファレンス信号を受け取る第 2のミキサ段を有する自動利得制御ループが存在し、その第 2のミキサ段の信号出力が、第 3のミキサ段に結合され、当該第 2 および第 3 のミキサ段が、当該リファレンス信号のそれぞれアップ変換およびダウン変換のために、当該局部交番副搬送波を供給される搬送波入力を持ち、当該第 3のミキサ段の信号出力が、6 dB減衰器を通して、前記減衰器の出力信号と前記リファレンス信号との差分を供給する差分回路に結合され、当該差分回路が、当該同期復調器の第 1 のミキサ段および当該第 2および第 3のミキサ段の利得を変化させるために、利得制御増幅手段の制御入力に結合されていることを特徴とする回路配置。
当該利得制御増幅手段が、当該局部交番副搬送波の振幅を、それを当該同期復調器、および、当該第1および第2のミキサ段の搬送波入力に供給するに先立って、変化させるための利得制御副搬送波増幅器を有することを特徴とする請求項1に記載の回路配置。
当該利得制御増幅手段は、各々が、前記利得制御増幅手段の制御入力で共通の制御入力を持つ、第1から第3の互いに一致し合う利得制御増幅器を有しており、当該第1の利得制御増幅器が、前記差信号パスに含まれており、そして、当該第2および第3の利得制御増幅器が、前記自動利得制御ループに含まれていることを特徴とする請求項1に記載の回路配置。
当該リファレンス信号が、DCレベル電圧であることを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の回路配置。
当該6dB減衰器が、2つの直列接続された、互いに等しい抵抗を有する抵抗電圧デバイダを有することを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載の回路配置。
当該局部交番副搬送波を供給する電圧制御発振器が、位相同期ループに含まれており、当該パイロット信号が、当該局部交番副搬送波を当該パイロット信号に同位相で位相同期させるために、当該電圧制御発振器を制御する位相検波器に供給されることを特徴とする請求項1から5のいずれかに記載の回路配置。
請求項1から6のいずれかに記載の、ステレオ多重信号をデコードするための回路配置を有するFMラジオ受信器。