JPS6346845B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6346845B2 JPS6346845B2 JP6725180A JP6725180A JPS6346845B2 JP S6346845 B2 JPS6346845 B2 JP S6346845B2 JP 6725180 A JP6725180 A JP 6725180A JP 6725180 A JP6725180 A JP 6725180A JP S6346845 B2 JPS6346845 B2 JP S6346845B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- base
- transistors
- voltage
- resistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はモノリシツク集積化するのに最適
な、温度依存性の少ない定電圧回路に関する。
な、温度依存性の少ない定電圧回路に関する。
一般に、モノリシツク集積回路内に設けられる
比較的低い電圧を出力する定電圧回路では、基準
電圧としてトランジスタのベース、エミツタ間の
順方向電圧を利用することが多い。第1図はトラ
ンジスタのベース、エミツタ間の順方向電圧を基
準電圧として利用した、従来の定電圧回路の構成
図である。この回路は制御用のトランジスタ1
と、このトランジスタ1のベースに基準電圧を与
えるための互いにコレクタ、ベースが短縮されか
つ直列接続された3個のトランジスタ2〜4等か
ら構成される。このような回路において4個のト
ランジスタ1〜4のベース、エミツタ間電圧がす
べて等しくこれをVBEとすれば、トランジスタ1
のベース電圧は3VBEとなり、出力電圧として
2VBE一定となる。しかしながらトランジスタの
ベース、エミツタ間電圧は温度依存性すなわち負
の温度特性を持つため(たとえば−4mV/℃)、
温度によつて出力電圧の値が大きく変化してしま
うという欠点がある。
比較的低い電圧を出力する定電圧回路では、基準
電圧としてトランジスタのベース、エミツタ間の
順方向電圧を利用することが多い。第1図はトラ
ンジスタのベース、エミツタ間の順方向電圧を基
準電圧として利用した、従来の定電圧回路の構成
図である。この回路は制御用のトランジスタ1
と、このトランジスタ1のベースに基準電圧を与
えるための互いにコレクタ、ベースが短縮されか
つ直列接続された3個のトランジスタ2〜4等か
ら構成される。このような回路において4個のト
ランジスタ1〜4のベース、エミツタ間電圧がす
べて等しくこれをVBEとすれば、トランジスタ1
のベース電圧は3VBEとなり、出力電圧として
2VBE一定となる。しかしながらトランジスタの
ベース、エミツタ間電圧は温度依存性すなわち負
の温度特性を持つため(たとえば−4mV/℃)、
温度によつて出力電圧の値が大きく変化してしま
うという欠点がある。
この発明は上記のような事情を考慮してなされ
たものであり、その目的は温度依存性の少ない定
電圧回路を提供することにある。
たものであり、その目的は温度依存性の少ない定
電圧回路を提供することにある。
以下、図面を参照してこの発明の一実施例を説
明する。第2図において11〜13はNPN型の
トランジスタであり、このうちトランジスタ1
2,13は等しいエミツタ面積をもち、もう一つ
のトランジスタ11はトランジスタ12,13の
N倍のエミツタ面積をもつている。上記三つのト
ランジスタ11〜13のエミツタは負極性の電源
電圧−V印加点に共通接続される。上記トランジ
スタ11のコレクタは負荷抵抗14を介して正極
性の電源電圧+V印加点に接続される。同様に上
記トランジスタ13のコレクタはもう一つの負荷
抵抗15を介して正極性の電源電圧+V印加点に
接続される。また上記トランジスタ12のコレク
タは上記トランジスタ11のベースに接続され、
ベースは上記トランジスタ13のベースに接続さ
れる。さらに上記トランジスタ12のコレクタ、
ベース間には抵抗16が接続される。上記トラン
ジスタ11のコレクタと負荷抵抗14との接続点
Aの電圧は、演算増幅回路17の反転入力端子
(−)に供給されるとともに、上記トランジスタ
13のコレクタと負荷抵抗15との接続点Bの電
圧は非反転入力端子(+)に供給される。上記演
算増幅回路17は供給されるA点とB点との電圧
を比較し、その差に応じて正極性あるいは負極性
の電圧を出力する。上記演算増幅回路17の電圧
出力端子は定電圧出力端子18に接続され、さら
にこの端子18は抵抗19を介して上記トランジ
スタ13のベースに接続される。
明する。第2図において11〜13はNPN型の
トランジスタであり、このうちトランジスタ1
2,13は等しいエミツタ面積をもち、もう一つ
のトランジスタ11はトランジスタ12,13の
N倍のエミツタ面積をもつている。上記三つのト
ランジスタ11〜13のエミツタは負極性の電源
電圧−V印加点に共通接続される。上記トランジ
スタ11のコレクタは負荷抵抗14を介して正極
性の電源電圧+V印加点に接続される。同様に上
記トランジスタ13のコレクタはもう一つの負荷
抵抗15を介して正極性の電源電圧+V印加点に
接続される。また上記トランジスタ12のコレク
タは上記トランジスタ11のベースに接続され、
ベースは上記トランジスタ13のベースに接続さ
れる。さらに上記トランジスタ12のコレクタ、
ベース間には抵抗16が接続される。上記トラン
ジスタ11のコレクタと負荷抵抗14との接続点
Aの電圧は、演算増幅回路17の反転入力端子
(−)に供給されるとともに、上記トランジスタ
13のコレクタと負荷抵抗15との接続点Bの電
圧は非反転入力端子(+)に供給される。上記演
算増幅回路17は供給されるA点とB点との電圧
を比較し、その差に応じて正極性あるいは負極性
の電圧を出力する。上記演算増幅回路17の電圧
出力端子は定電圧出力端子18に接続され、さら
にこの端子18は抵抗19を介して上記トランジ
スタ13のベースに接続される。
すなわち、上記トランジスタ11,13、演算
増幅回路17、抵抗19は帰還ループを構成して
いる。
増幅回路17、抵抗19は帰還ループを構成して
いる。
次に上記のように構成された回路の動作を説明
する。まず、トランジスタ12に流れる電流が微
少であり、抵抗16における降下電圧が極めて低
い場合には、トランジスタ11にはトランジスタ
13のほぼN倍のコレクタ電流が流れるため、負
荷抵抗14における降下電圧は負荷抵抗15にお
けるものよりも大きなものとなる。したがつてこ
のとき、B点の電圧はA点の電圧よりも高いもの
となり、演算増幅回路17の出力電圧は正極性と
なる。演算増幅回路17の出力電圧が正極性のと
き、この出力電圧はトランジスタ11〜13のベ
ースバイアスとなるため、上記帰還ループによつ
て、各トランジスタ11〜13のコレクタ電流は
順次増加する。また抵抗16にはトランジスタ1
2に流れる電流に応じた電圧降下が生じるため、
トランジスタ11のベース、エミツタ間電圧はト
ランジスタ13のそれに比較して、抵抗16の電
圧降下分だけ低くなる。この結果、演算増幅回路
17の出力電圧が高くなるにつれて、トランジス
タ11のコレクタ電流の増加率は小さくなり、一
方トランジスタ13のコレクタ電流は指数的に増
加する。
する。まず、トランジスタ12に流れる電流が微
少であり、抵抗16における降下電圧が極めて低
い場合には、トランジスタ11にはトランジスタ
13のほぼN倍のコレクタ電流が流れるため、負
荷抵抗14における降下電圧は負荷抵抗15にお
けるものよりも大きなものとなる。したがつてこ
のとき、B点の電圧はA点の電圧よりも高いもの
となり、演算増幅回路17の出力電圧は正極性と
なる。演算増幅回路17の出力電圧が正極性のと
き、この出力電圧はトランジスタ11〜13のベ
ースバイアスとなるため、上記帰還ループによつ
て、各トランジスタ11〜13のコレクタ電流は
順次増加する。また抵抗16にはトランジスタ1
2に流れる電流に応じた電圧降下が生じるため、
トランジスタ11のベース、エミツタ間電圧はト
ランジスタ13のそれに比較して、抵抗16の電
圧降下分だけ低くなる。この結果、演算増幅回路
17の出力電圧が高くなるにつれて、トランジス
タ11のコレクタ電流の増加率は小さくなり、一
方トランジスタ13のコレクタ電流は指数的に増
加する。
第3図は上記トランジスタ11,13のコレク
タ電流の変化を示すものであり、横軸には演算増
幅回路17の出力電圧(正極性)Vputを、縦軸に
はトランジスタ11,13のコレクタ電流I11,
I13をとつたものである。図示するように演算増
幅回路17の出力電圧が所定電圧Vput(eq)に達
すると、トランジスタ11,13のコレクタ電流
I11,I13が一致して上記帰還ループは安定する。
タ電流の変化を示すものであり、横軸には演算増
幅回路17の出力電圧(正極性)Vputを、縦軸に
はトランジスタ11,13のコレクタ電流I11,
I13をとつたものである。図示するように演算増
幅回路17の出力電圧が所定電圧Vput(eq)に達
すると、トランジスタ11,13のコレクタ電流
I11,I13が一致して上記帰還ループは安定する。
ここで上記安定時におけるトランジスタ11,
13のベース、エミツタ間電圧の差をΔVBEとす
ると、ΔVBEは次式で与えられる。
13のベース、エミツタ間電圧の差をΔVBEとす
ると、ΔVBEは次式で与えられる。
ΔVBE=KT/qlnN …(1)
K:ボルツマン定数
T:絶対温度
q:電子の電荷量
N:トランジスタ11,13のエミツタ面積比
またトランジスタ11〜13のベース電流を無
視すれば、抵抗16,19に流れる電流は等しい
から、抵抗19における降下電圧V19は次式で与
えられる。
視すれば、抵抗16,19に流れる電流は等しい
から、抵抗19における降下電圧V19は次式で与
えられる。
V19=R19/R16・ΔVBE …(2)
R16:抵抗16の抵抗値
R19:抵抗19の抵抗値
ここで上記(2)式に上記(1)式のΔVBEを代入する
と次式が得られる。
と次式が得られる。
V19=R19/R16・KT/qlnN …(3)
また定電圧出力端子18の−Vに対する電圧す
なわち出力電圧は、トランジスタ13のベース、
エミツタ間電圧VBE13と上記抵抗19における降
下電圧V19との和であるから、端子18の出力電
圧V0は次式で与えられる。
なわち出力電圧は、トランジスタ13のベース、
エミツタ間電圧VBE13と上記抵抗19における降
下電圧V19との和であるから、端子18の出力電
圧V0は次式で与えられる。
V0=R19/R16・KT/qlnN+VBE13 …(4)
ここで上記(4)式において右辺の1項目は絶対温
度Tの関数で、正の温度特性をもち、2項目はこ
れとは逆に負の温度特性をもつため、R19,R16、
Nの値の設定によつて1項目における温度特性と
2項目における温度特性とを互いに打ち消すこと
が可能である。したがつてV0の温度変化に対す
変動を極めて小さくすることができる。
度Tの関数で、正の温度特性をもち、2項目はこ
れとは逆に負の温度特性をもつため、R19,R16、
Nの値の設定によつて1項目における温度特性と
2項目における温度特性とを互いに打ち消すこと
が可能である。したがつてV0の温度変化に対す
変動を極めて小さくすることができる。
このように上記実施例では正の温度特性をもつ
電圧と負の温度特性をもつ電圧との和によつて定
電圧出力を得るようにしたので、出力電圧の温度
依存性は極めて少なくすることができる。
電圧と負の温度特性をもつ電圧との和によつて定
電圧出力を得るようにしたので、出力電圧の温度
依存性は極めて少なくすることができる。
第4図はこの発明の他の実施例の構成図であ
る。この実施例回路では前記抵抗19の抵抗値を
第2図に示すものの2倍に設定し、さらに前記端
子18と抵抗19との間にNPN型のトランジス
タ20のベース、エミツタ接合を接続したもので
ある。このような構成とすることにより、端子1
8の出力電圧V0は次式で与えられる。
る。この実施例回路では前記抵抗19の抵抗値を
第2図に示すものの2倍に設定し、さらに前記端
子18と抵抗19との間にNPN型のトランジス
タ20のベース、エミツタ接合を接続したもので
ある。このような構成とすることにより、端子1
8の出力電圧V0は次式で与えられる。
V0=2・R19/R16・KT/q・N+(VBE13+VBE20)…(5
) VBE20:トランジスタ20のベース、エミツタ間
電圧 ここでVBE13=VBE20とすれば、出力電圧V0は第
2図に示す回路の場合の2倍のものを得ることが
できる。またこの場合にも上記(5)式の1項目にお
ける温度特性と2項目における温度特性とを互い
に打ち消すことが可能である。
) VBE20:トランジスタ20のベース、エミツタ間
電圧 ここでVBE13=VBE20とすれば、出力電圧V0は第
2図に示す回路の場合の2倍のものを得ることが
できる。またこの場合にも上記(5)式の1項目にお
ける温度特性と2項目における温度特性とを互い
に打ち消すことが可能である。
さらに上記第4図に示す回路を応用して、抵抗
19の抵抗値を第2図に示すもののm倍に設定
し、さらに端子18と抵抗19との間に(m−
1)個のNPN型のトランジスタのベース、エミ
ツタ接合を直列接続して、第3図に示す回路のm
倍の定電圧出力を得ることも可能である。
19の抵抗値を第2図に示すもののm倍に設定
し、さらに端子18と抵抗19との間に(m−
1)個のNPN型のトランジスタのベース、エミ
ツタ接合を直列接続して、第3図に示す回路のm
倍の定電圧出力を得ることも可能である。
第5図は上記第2図に示す回路を具体的に示す
ものである。図においてカレントミラー回路を構
成する一対のPNP型のトランジスタ21,22、
上記トランジスタ21のコレクタ出力をベース入
力とするPNP型のトランジスタ23および抵抗
24〜26は前記演算増幅回路17に相当するも
のである。
ものである。図においてカレントミラー回路を構
成する一対のPNP型のトランジスタ21,22、
上記トランジスタ21のコレクタ出力をベース入
力とするPNP型のトランジスタ23および抵抗
24〜26は前記演算増幅回路17に相当するも
のである。
第6図は上記第2図に示す回路を具体的に示す
もう一つの例である。図において差動増幅対を構
成する一対のPNP型のトランジスタ27,28
とNPN型のトランジスタ29、抵抗30、NPN
型のトランジスタ31,32および抵抗33,3
4は前記演算増幅回路17に相当するものであ
る。
もう一つの例である。図において差動増幅対を構
成する一対のPNP型のトランジスタ27,28
とNPN型のトランジスタ29、抵抗30、NPN
型のトランジスタ31,32および抵抗33,3
4は前記演算増幅回路17に相当するものであ
る。
なお、この発明は上記した実施例に限定される
ものではなく、たとえば第4図の実施例回路にお
いて、トランジスタ20のベース、エミツタ接合
は端子18と抵抗19との間に接続する場合につ
いて説明したが、これは抵抗19とトランジスタ
13のベースとの間に接続するようにしてもよ
い。さらに上記トランジスタ20の代わりに通常
のダイオード等のPN接合素子を用いてもよい。
ものではなく、たとえば第4図の実施例回路にお
いて、トランジスタ20のベース、エミツタ接合
は端子18と抵抗19との間に接続する場合につ
いて説明したが、これは抵抗19とトランジスタ
13のベースとの間に接続するようにしてもよ
い。さらに上記トランジスタ20の代わりに通常
のダイオード等のPN接合素子を用いてもよい。
また上記実施例ではトランジスタ11,13が
異なるエミツタ面積化を有する場合について説明
したが、これは両トランジスタのエミツタ面積比
を1とし、抵抗14および15の値を異ならせる
ことにより両トランジスタのコレクタ電流比を
1:Nとし、これによつて前記1式で示される
ΔVBEを生じさせるようにしても良い。
異なるエミツタ面積化を有する場合について説明
したが、これは両トランジスタのエミツタ面積比
を1とし、抵抗14および15の値を異ならせる
ことにより両トランジスタのコレクタ電流比を
1:Nとし、これによつて前記1式で示される
ΔVBEを生じさせるようにしても良い。
そしてこの場合のΔVBEは下記の第6式のよう
になる。
になる。
ΔVBE=KT/qln(I13/I11)=KT/qlnN…(6
) 以上、説明したようにこの発明によれば、正の
温度特性をもつ電圧と負の温度特性をもつ電圧と
の和によつて定電圧出力を得るようにしたので、
温度依存性の少ない定電圧回路を提供することが
できる。
) 以上、説明したようにこの発明によれば、正の
温度特性をもつ電圧と負の温度特性をもつ電圧と
の和によつて定電圧出力を得るようにしたので、
温度依存性の少ない定電圧回路を提供することが
できる。
第1図は従来の定電圧回路の構成図、第2図は
この発明の一実施例の回路構成図、第3図は上記
実施例回路の動作を説明するための特性図、第4
図ないし第6図はそれぞれこの発明の他の実施例
の回路構成図である。 11,12,13……NPN型のトランジスタ、
14,15……負荷抵抗、16,19……抵抗、
17……演算増幅回路。
この発明の一実施例の回路構成図、第3図は上記
実施例回路の動作を説明するための特性図、第4
図ないし第6図はそれぞれこの発明の他の実施例
の回路構成図である。 11,12,13……NPN型のトランジスタ、
14,15……負荷抵抗、16,19……抵抗、
17……演算増幅回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 互いにエミツタが共通接続され異なつたエミ
ツタ電流密度で動作する第1、第2のトランジス
タと、コレクタが上記第1のトランジスタのベー
スに、ベースが上記第2のトランジスタのベース
に接続されかつエミツタが上記第1、第2のトラ
ンジスタのエミツタ共通接続点に接続される第3
のトランジスタと、上記第1、第2のトランジス
タの各コレクタ電流を検出比較し両電流が所定の
比になるまでその出力電圧を上昇させ、その電圧
出力端が定電圧出力端に接続される手段と、上記
第3のトランジスタのコレクタ、ベース間に接続
される第1の抵抗と、上記第2のトランジスタの
ベースと上記定電圧出力端との間に接続される第
2の抵抗とを具備したことを特徴とする定電圧回
路。 2 互いにエミツタが共通接続され異なつたエミ
ツタ電流密度で動作する第1、第2のトランジス
タと、コレクタが上記第1のトランジスタのベー
スに、ベースが上記第2のトランジスタのベース
に接続されかつエミツタが上記第1、第2のトラ
ンジスタのエミツタ共通接続点に接続される第3
のトランジスタと、上記第1、第2のトランジス
タの各コレクタ電流を検出比較し両電流が所定の
比になるまでその出力電圧を上昇させ、その電圧
出力端が定電圧出力端に接続される手段と、上記
第3のトランジスタのコレクタ、ベース間に接続
される第1の抵抗と、上記第2のトランジスタの
ベースと上記定電圧出力端との間に接続される第
2の抵抗と、上記第2の抵抗に直列接続される少
なくとも1個以上のPN接合素子とを具備したこ
とを特徴とする定電圧回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6725180A JPS56164413A (en) | 1980-05-21 | 1980-05-21 | Constant voltage circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6725180A JPS56164413A (en) | 1980-05-21 | 1980-05-21 | Constant voltage circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS56164413A JPS56164413A (en) | 1981-12-17 |
JPS6346845B2 true JPS6346845B2 (ja) | 1988-09-19 |
Family
ID=13339513
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6725180A Granted JPS56164413A (en) | 1980-05-21 | 1980-05-21 | Constant voltage circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS56164413A (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3348377C2 (de) * | 1983-08-17 | 1999-09-09 | Temic Semiconductor Gmbh | Schaltung zum Umwandeln von Gleichsignalen |
US4590419A (en) * | 1984-11-05 | 1986-05-20 | General Motors Corporation | Circuit for generating a temperature-stabilized reference voltage |
JPH0766303B2 (ja) * | 1986-12-08 | 1995-07-19 | 株式会社東芝 | 微少電流生成回路とこの回路を用いた発振回路 |
JP5767855B2 (ja) * | 2011-05-17 | 2015-08-19 | ローム株式会社 | レギュレータ回路 |
-
1980
- 1980-05-21 JP JP6725180A patent/JPS56164413A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS56164413A (en) | 1981-12-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US3914683A (en) | Current stabilizing arrangement with resistive-type current amplifier and a differential amplifier | |
US4399399A (en) | Precision current source | |
US4085359A (en) | Self-starting amplifier circuit | |
US4349778A (en) | Band-gap voltage reference having an improved current mirror circuit | |
US4348633A (en) | Bandgap voltage regulator having low output impedance and wide bandwidth | |
US4578633A (en) | Constant current source circuit | |
JPS635923B2 (ja) | ||
JPS6148168B2 (ja) | ||
JPS6155288B2 (ja) | ||
EP0088477B1 (en) | Current-discrimination arangement | |
JPS6346845B2 (ja) | ||
US4251778A (en) | Circuit with electrically controlled gain | |
JPH0690656B2 (ja) | 基準電圧の形成回路 | |
US5155429A (en) | Threshold voltage generating circuit | |
JPS6154286B2 (ja) | ||
US6316995B1 (en) | Input stage for constant gm amplifier circuit and method | |
JP2748414B2 (ja) | 電圧源回路 | |
JPS5931081B2 (ja) | 基準電圧源回路 | |
JPH0434567Y2 (ja) | ||
JPS5842886B2 (ja) | 定電圧装置 | |
JPS645369Y2 (ja) | ||
JPS5879312A (ja) | カレントミラ−回路 | |
JP2629234B2 (ja) | 低電圧基準電源回路 | |
JPH0453125B2 (ja) | ||
JPS63173107A (ja) | 定電流回路 |