JPS63260314A - オクタ−ブ多重フイルタ - Google Patents
オクタ−ブ多重フイルタInfo
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- JPS63260314A JPS63260314A JP9449187A JP9449187A JPS63260314A JP S63260314 A JPS63260314 A JP S63260314A JP 9449187 A JP9449187 A JP 9449187A JP 9449187 A JP9449187 A JP 9449187A JP S63260314 A JPS63260314 A JP S63260314A
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- band
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 12
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
- 239000003623 enhancer Substances 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は複数のバンドパス特性及びローパス特性のディ
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タの改良に関する。
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タの改良に関する。
［発明の概要］
直列に接続されたローパス特性を有するディジタルフィ
ルタ群のそれぞれの出力に対し、２個以上を１組とする
バンドパス特性を有するディジタルフィルタ群が並列に
接続されそれぞれの組のフィルタの出力信号が振幅位相
係数器を介して加算されて取り出されるようになってお
り、上記各振幅位相係数器の振幅及び位相係数がそれぞ
れの入力に応じてアダプティブに制御されるように構成
されたオクターブ多重フィルタで１周波数領域で広帯域
にわたり、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定できる
ようになっている。
ルタ群のそれぞれの出力に対し、２個以上を１組とする
バンドパス特性を有するディジタルフィルタ群が並列に
接続されそれぞれの組のフィルタの出力信号が振幅位相
係数器を介して加算されて取り出されるようになってお
り、上記各振幅位相係数器の振幅及び位相係数がそれぞ
れの入力に応じてアダプティブに制御されるように構成
されたオクターブ多重フィルタで１周波数領域で広帯域
にわたり、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定できる
ようになっている。
［従来の技術］
従来のオクターブ多重フィルタとしては、例えば、先に
特願昭６１−１９４０３９号で提案したものがあり、そ
の主要部の構成は直列に接続されたローパス特性のディ
ジタル群の夫々の出力に対し、バンドパス特性のディジ
タルフィルタ群の各フィルタが並列に接続されるものと
なっていた。
特願昭６１−１９４０３９号で提案したものがあり、そ
の主要部の構成は直列に接続されたローパス特性のディ
ジタル群の夫々の出力に対し、バンドパス特性のディジ
タルフィルタ群の各フィルタが並列に接続されるものと
なっていた。
［発明が解決しようとする問題点］
上述した構成のため先願のオクターブ多重フィルタでは
１つの通過帯域の振幅周波数特性は１個のバンドパス特
性のディジタルフィルタで制御されている。このため制
御できる振幅周波数特性の形状は１つに限定されており
、帯域内を画一的な特性の制御しかできなかった°。
１つの通過帯域の振幅周波数特性は１個のバンドパス特
性のディジタルフィルタで制御されている。このため制
御できる振幅周波数特性の形状は１つに限定されており
、帯域内を画一的な特性の制御しかできなかった°。
従って本発明の目的は各通過帯域内の振幅周波数特性を
きめ細く制御できる構成とすることにより上述した問題
点の解決を図るにある。
きめ細く制御できる構成とすることにより上述した問題
点の解決を図るにある。
［問題点を解決するための手段］
本発明のオクターブ多重フィルタは上記目的を達成する
ため、入力信号のサンプリング時間間隔に対し、その時
間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性とロー
パス特性のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパス
特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ直列に接続され
、バンドパス特性のディジタルフィルタは各ローパス特
性のディジタルフィルタの出力に対し２個以上を１組と
してそれぞれ並列に接続され、ローパス特性のそれぞれ
のディジタルフィルタの出力信号が各組のバンドパス特
性の各ディジタルフィルタに与えられかつそれぞれの出
力信号が振幅位相係数器を介して加算されて取り出され
るようになっており、各フィルタ群のそれぞれのフィル
タに接続順につけられた番号のうち、最大番号のディジ
タルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入力
信号のサンプリング時間・間隔以上に設定され、それぞ
れのフィルタ群においてフィルタの番号が一つ減少する
毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がＡ
Ｂ （Ａ＞ｌ、Ｂ＞０）倍となり、かつある番号のロー
パス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当り
の遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジ
タルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数
倍で動作するようになっており、各バンドパス特性のデ
ィジタルフィルタの出力信号に応じて前記各振幅位相係
数器の振幅及び位相係数を制御する制御手段を備えたこ
とを特徴とする。
ため、入力信号のサンプリング時間間隔に対し、その時
間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性とロー
パス特性のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパス
特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ直列に接続され
、バンドパス特性のディジタルフィルタは各ローパス特
性のディジタルフィルタの出力に対し２個以上を１組と
してそれぞれ並列に接続され、ローパス特性のそれぞれ
のディジタルフィルタの出力信号が各組のバンドパス特
性の各ディジタルフィルタに与えられかつそれぞれの出
力信号が振幅位相係数器を介して加算されて取り出され
るようになっており、各フィルタ群のそれぞれのフィル
タに接続順につけられた番号のうち、最大番号のディジ
タルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入力
信号のサンプリング時間・間隔以上に設定され、それぞ
れのフィルタ群においてフィルタの番号が一つ減少する
毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がＡ
Ｂ （Ａ＞ｌ、Ｂ＞０）倍となり、かつある番号のロー
パス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当り
の遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジ
タルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数
倍で動作するようになっており、各バンドパス特性のデ
ィジタルフィルタの出力信号に応じて前記各振幅位相係
数器の振幅及び位相係数を制御する制御手段を備えたこ
とを特徴とする。
［作用］
本発明の上述した構成のオクターブ多重フィルタにおい
て、ローパス特性の各ディジタルフィルタの出力信号は
直列に該それぞれのフィルタを通過することによって順
次帯域が狭められてゆくと共にそれぞれのローパス出力
信号に各組の複数のバンドパス特性が乗算されて振幅位
相係数器に与えられ、各信号の振幅及び位相がアダプテ
ィブに制御される。
て、ローパス特性の各ディジタルフィルタの出力信号は
直列に該それぞれのフィルタを通過することによって順
次帯域が狭められてゆくと共にそれぞれのローパス出力
信号に各組の複数のバンドパス特性が乗算されて振幅位
相係数器に与えられ、各信号の振幅及び位相がアダプテ
ィブに制御される。
［実施例］
以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（５オク
ターブ）の一実施例を示す、同図において、ＩＮは入力
端子、ＯＵＴは出力端子。
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（５オク
ターブ）の一実施例を示す、同図において、ＩＮは入力
端子、ＯＵＴは出力端子。
Ａ／ＤはＡ−Ｄ変換器、Ｄ／ＡはＤ−Ａ変換器、ＬＰＦ
は通常のアナログタイプのローパスフィルタ、ＬＰ１〜
ＬＰ３は例えばＦＩＲ型フィルタを用いて成るローパス
特性を有するディジタルフィルタ、ＢＰＩ−ａ−ＢＦ２
−ｃは同様のフィルタを用いて成るバンドパス特性を有
するディジタルフィルタ、Ｄは加算回路、Ｃ０ＥＩ−ａ
”ｃＯＥ４−ｃは振幅位相係数器、Ｃ０ＮＴはアダプテ
ィブ制御回路である。
は通常のアナログタイプのローパスフィルタ、ＬＰ１〜
ＬＰ３は例えばＦＩＲ型フィルタを用いて成るローパス
特性を有するディジタルフィルタ、ＢＰＩ−ａ−ＢＦ２
−ｃは同様のフィルタを用いて成るバンドパス特性を有
するディジタルフィルタ、Ｄは加算回路、Ｃ０ＥＩ−ａ
”ｃＯＥ４−ｃは振幅位相係数器、Ｃ０ＮＴはアダプテ
ィブ制御回路である。
アダプティブ制御回路Ｃ０ＮＴは例えば第２図に示す如
く構成される。同図において、ＤＥＴは帯域の成分の検
波器、ＰＲＯＣはマイクロプロセッサ、ＣＯＭは制御信
号発生回路である。
く構成される。同図において、ＤＥＴは帯域の成分の検
波器、ＰＲＯＣはマイクロプロセッサ、ＣＯＭは制御信
号発生回路である。
而して前記ＦＩＲ型フィルタは第３図に示す如く遅延素
子ＳＲ１係数乗算器ＭＬ、加算器ＡＤから成り、第４図
に示すＤＦＴ （離散型フーリエ変換）の手法により目
的とする周波数特性が得られるように係数乗算器ＭＬの
係数ａ−ｓ〜ａ６を設定しである。
子ＳＲ１係数乗算器ＭＬ、加算器ＡＤから成り、第４図
に示すＤＦＴ （離散型フーリエ変換）の手法により目
的とする周波数特性が得られるように係数乗算器ＭＬの
係数ａ−ｓ〜ａ６を設定しである。
第４図（ａ）は目的とする周波数特性（ローパス特性）
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
このような構成のバンドパス特性及びローパス特性を有
するディジタルフィルタ群Ｂ Ｐ １− ａ〜ＢＰ４−
ｃ、ＬＰＩ 〜ＬＰ３から構成され、ローパス特性を有
するディジタルフィルタ群ＬＰＩ〜ＬＰ３はそれぞれ直
列に接続され、バンドパス特性を有するディジタルフィ
ルタ群は例えば３個ずつを１組として各ＬＰＩ〜ＬＰ３
に対しそれぞれ各組のフィルタが並列に接続されていて
、ＬＰＩ〜ＬＰ３の各出力はＢ Ｐ １− ａ ＝ Ｂ
Ｐ ４− ｃのそれぞれに与えられ、Ｂ Ｐ １−
ａ ＝ Ｂ Ｐ ４− ｃの各出力は振幅位相係数器Ｃ
０ＥＩ−ａ”ｃＯＥ４−Ｃを介して加算回路りで加算さ
れて取り出されかつアダプティブ制御回路Ｃ０ＮＴにも
与えられ、該回路Ｃ０ＮＴによりＢ Ｐ １− ａ ”
Ｂ Ｐ ４− ｃの各出力に応じてそれぞれの振幅位
相係数器Ｃ０Ｅ１−ａ”ｃＯＥ４−ｃの振幅及び位相係
数がアダプティブに制御されるように構成されている。
するディジタルフィルタ群Ｂ Ｐ １− ａ〜ＢＰ４−
ｃ、ＬＰＩ 〜ＬＰ３から構成され、ローパス特性を有
するディジタルフィルタ群ＬＰＩ〜ＬＰ３はそれぞれ直
列に接続され、バンドパス特性を有するディジタルフィ
ルタ群は例えば３個ずつを１組として各ＬＰＩ〜ＬＰ３
に対しそれぞれ各組のフィルタが並列に接続されていて
、ＬＰＩ〜ＬＰ３の各出力はＢ Ｐ １− ａ ＝ Ｂ
Ｐ ４− ｃのそれぞれに与えられ、Ｂ Ｐ １−
ａ ＝ Ｂ Ｐ ４− ｃの各出力は振幅位相係数器Ｃ
０ＥＩ−ａ”ｃＯＥ４−Ｃを介して加算回路りで加算さ
れて取り出されかつアダプティブ制御回路Ｃ０ＮＴにも
与えられ、該回路Ｃ０ＮＴによりＢ Ｐ １− ａ ”
Ｂ Ｐ ４− ｃの各出力に応じてそれぞれの振幅位
相係数器Ｃ０Ｅ１−ａ”ｃＯＥ４−ｃの振幅及び位相係
数がアダプティブに制御されるように構成されている。
そして上記各ディジタルフィルタ群において、それぞれ
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタＬＰ３．ＢＰ４−ｃの単位遅延素
子一段当りの遅延時間ｎＴが入力信号のサンプリング時
間間隔Ｔ以上に設定され、かつそれぞれのフィルタの番
号が一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間がＡＢ（Ａ＞１．Ｂ＞Ｏ） 倍とな’Ｊ、
カッある番号のローパス特性のディジタルフィルタの単
位遅延素子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバン
ドパス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間の整数倍で動作するようになっている。
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタＬＰ３．ＢＰ４−ｃの単位遅延素
子一段当りの遅延時間ｎＴが入力信号のサンプリング時
間間隔Ｔ以上に設定され、かつそれぞれのフィルタの番
号が一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間がＡＢ（Ａ＞１．Ｂ＞Ｏ） 倍とな’Ｊ、
カッある番号のローパス特性のディジタルフィルタの単
位遅延素子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバン
ドパス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間の整数倍で動作するようになっている。
更にアダプティブ制御回路Ｃ０ＮＴはバンドパス特性の
ディジタルフィルタの各出力ＢＰＩ−ａ〜ＢＰ４−ｃを
帯域成分の検波器ＤＥＴで検波することにより、例えば
Ｂ Ｐ １− ａ ＝ Ｂ Ｐ ４− ｃの１２帯域内
成分に分離し、それぞれの帯域内の成分に応じてマイク
ロプロセッサＰＬＯＧが各振幅位相係数器ＣＯＥ １−
ａ ” ＣＯＥ ４− ｃの振幅及び位相の係数を演
算し、その演算結果に応答して制御信号発生回路ＣＯＭ
が所定の制御信号を上記各係数器に送ってそれぞれの係
数を制御する。
ディジタルフィルタの各出力ＢＰＩ−ａ〜ＢＰ４−ｃを
帯域成分の検波器ＤＥＴで検波することにより、例えば
Ｂ Ｐ １− ａ ＝ Ｂ Ｐ ４− ｃの１２帯域内
成分に分離し、それぞれの帯域内の成分に応じてマイク
ロプロセッサＰＬＯＧが各振幅位相係数器ＣＯＥ １−
ａ ” ＣＯＥ ４− ｃの振幅及び位相の係数を演
算し、その演算結果に応答して制御信号発生回路ＣＯＭ
が所定の制御信号を上記各係数器に送ってそれぞれの係
数を制御する。
なお、上記係数器は、例えば、第５図に示す如く、ＲＡ
Ｍと乗算器ＭＵＬと遅延素子ＳＲとから成り、前記制御
信号に応答してこの遅延素子ＳＲより出力を取り出すタ
イミングのオフセットによりその位相を変化させ、また
ＲＡＭには各係数がセットされていて取り出された係数
を乗算器ＭＵＬでＢＰＩ−ａ”ＢＦ２−ｃの各出力に乗
算することにより振幅を変化させており、上記遅延素子
ＳＲは、バンドパス特性のディジタルフィルタのＲＡＭ
と共用させることも可能である。この実施例では上述の
如く各係数をＢ Ｐ １− ａ ＝ Ｂ Ｐ ４−Ｃの
出力に応じて変化させて各係数器の出力を変化させてい
るが、第１図の構成では帰還がかかることはなく、系は
安定である。
Ｍと乗算器ＭＵＬと遅延素子ＳＲとから成り、前記制御
信号に応答してこの遅延素子ＳＲより出力を取り出すタ
イミングのオフセットによりその位相を変化させ、また
ＲＡＭには各係数がセットされていて取り出された係数
を乗算器ＭＵＬでＢＰＩ−ａ”ＢＦ２−ｃの各出力に乗
算することにより振幅を変化させており、上記遅延素子
ＳＲは、バンドパス特性のディジタルフィルタのＲＡＭ
と共用させることも可能である。この実施例では上述の
如く各係数をＢ Ｐ １− ａ ＝ Ｂ Ｐ ４−Ｃの
出力に応じて変化させて各係数器の出力を変化させてい
るが、第１図の構成では帰還がかかることはなく、系は
安定である。
さて、上述した構成のオクターブ多重フィルタにおいて
、入力端子ＩＮに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器Ａ
／Ｄによりサンプリング周波数ｆ、（サンプリングレー
ト１ ／ ｆ 、５ｅｅ）でＡ−Ｄ変換され、ローパス
特性及びバンドパス特性の最大番号のディジタルフィル
タＬＰ３．ＢＰ４−ａ〜ＢＰ４−ｃに加えられる。この
フィルタ、例えばＬＰＩはそれを構成する遅延素子一段
当りの遅延時間が１／ｆ、２−”ｓｅｃである。通常こ
の構成のディジタルフィルタはクロック周波数をｆ０２
−”Ｈｚとして使用され、入力信号のサンプリング周波
数もｆ、２−”Ｈｚとして使用される。しかるに上記デ
ィジタルフィルタはクロック周波数と上記サンプリング
周波数が異なるため、こ′のままでは目的とする処理が
できない、このためまず前述のように単位遅延時間を１
／ ｆ ０Ｓ”ｓａｃとしてＦＩＲ型フィルタの係数
を定め、次に実際のサンプリング間隔１／ｆ、ｓａｃの
入力信号に対し、クロック周波数をｆ。七にし、かつそ
の係数のままその単位遅延素子一段当りの遅延時間ｎＴ
＝１／ｆ０２−”ｓｅｅとなるように設定する。同様に
して他の段のディジタルフィルタも設定する。
、入力端子ＩＮに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器Ａ
／Ｄによりサンプリング周波数ｆ、（サンプリングレー
ト１ ／ ｆ 、５ｅｅ）でＡ−Ｄ変換され、ローパス
特性及びバンドパス特性の最大番号のディジタルフィル
タＬＰ３．ＢＰ４−ａ〜ＢＰ４−ｃに加えられる。この
フィルタ、例えばＬＰＩはそれを構成する遅延素子一段
当りの遅延時間が１／ｆ、２−”ｓｅｃである。通常こ
の構成のディジタルフィルタはクロック周波数をｆ０２
−”Ｈｚとして使用され、入力信号のサンプリング周波
数もｆ、２−”Ｈｚとして使用される。しかるに上記デ
ィジタルフィルタはクロック周波数と上記サンプリング
周波数が異なるため、こ′のままでは目的とする処理が
できない、このためまず前述のように単位遅延時間を１
／ ｆ ０Ｓ”ｓａｃとしてＦＩＲ型フィルタの係数
を定め、次に実際のサンプリング間隔１／ｆ、ｓａｃの
入力信号に対し、クロック周波数をｆ。七にし、かつそ
の係数のままその単位遅延素子一段当りの遅延時間ｎＴ
＝１／ｆ０２−”ｓｅｅとなるように設定する。同様に
して他の段のディジタルフィルタも設定する。
各ディジタルフィルタＢＰ４−ｃ”ＢＰｌ−ａ及びＬＰ
３〜ＬＰＩにより順次帯域が狭められて行くそれぞれの
ローパス特性のディジタルフィルタＬＰ３〜ＬＰＩの出
力信号に、第６図に示すＢＰ ４− ｃ ＝ Ｂ Ｐ
１− ａの各バンドパス特性及び各係数器の係数が乗算
され、目的の出力が得られる。
３〜ＬＰＩにより順次帯域が狭められて行くそれぞれの
ローパス特性のディジタルフィルタＬＰ３〜ＬＰＩの出
力信号に、第６図に示すＢＰ ４− ｃ ＝ Ｂ Ｐ
１− ａの各バンドパス特性及び各係数器の係数が乗算
され、目的の出力が得られる。
［発明の効果］
以上説明した所から明らかなように本発明によれば、上
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、しかも１
つのローパス特性のディジタルフィルタの各通過帯域に
対し、複数個のバンドパス特性のディジタルフィルタを
設けているので、よりきめ細い通過帯域の振幅位相制御
を実現でき、更には位相を変化させる場合、隣り合う帯
域の位相が異なるとクロスオーバ一部の振幅特性におい
て谷を生じてもこれに対し通過帯域を細く分割すること
によって問題のないように対処することが可能になる。
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、しかも１
つのローパス特性のディジタルフィルタの各通過帯域に
対し、複数個のバンドパス特性のディジタルフィルタを
設けているので、よりきめ細い通過帯域の振幅位相制御
を実現でき、更には位相を変化させる場合、隣り合う帯
域の位相が異なるとクロスオーバ一部の振幅特性におい
て谷を生じてもこれに対し通過帯域を細く分割すること
によって問題のないように対処することが可能になる。
かくしてこれらの効果を組み合わせれば、係数演算プロ
グラムを種々用意することにより、種々のノイズ低減、
エンハンサ−等のシステムに対応でき、更には自動音場
補正、サラウンド音場等の特殊な効果１機能をもたせる
ことができる。
グラムを種々用意することにより、種々のノイズ低減、
エンハンサ−等のシステムに対応でき、更には自動音場
補正、サラウンド音場等の特殊な効果１機能をもたせる
ことができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるＦＩＲ型フィルタの一構
成例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は
係数器の一構成例を示す図、第６図は上記実施例におけ
る各バンドパス特性のディジタルフィルタの出力特性図
である。 ＬＰＩ〜ＬＰ３・・・ローパス特性を有するディジタル
フィルタ。 ＢＰＩ−ａ”ＢＰ４−ｃ・・・バンドパス特性を有する
ディジタルフィルタ、 Ｃ０Ｅ１−ａ−ＣＯＦ２−ｃ・・・振幅位相係数器。 Ｄ・・・加算回路。
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるＦＩＲ型フィルタの一構
成例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は
係数器の一構成例を示す図、第６図は上記実施例におけ
る各バンドパス特性のディジタルフィルタの出力特性図
である。 ＬＰＩ〜ＬＰ３・・・ローパス特性を有するディジタル
フィルタ。 ＢＰＩ−ａ”ＢＰ４−ｃ・・・バンドパス特性を有する
ディジタルフィルタ、 Ｃ０Ｅ１−ａ−ＣＯＦ２−ｃ・・・振幅位相係数器。 Ｄ・・・加算回路。
Claims (1)
- 入力信号のサンプリング時間間隔に対し、そのサンプリ
ング時間間隔をクロックとして動作する複数のバンドパ
ス特性及びローパス特性のディジタルフィルタ群が設け
られ、ローパス特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ
直列に接続され、バンドパス特性のディジタルフィルタ
は各ローパス特性のディジタルフィルタの出力に対し２
個以上を１組としてそれぞれ並列に接続され、ローパス
特性のそれぞれのディジタルフィルタの出力信号が各組
のバンドパス特性の各ディジタルフィルタに与えられか
つそれぞれの出力信号が振幅位相係数器を介して加算さ
れて取り出されるようになっており、各フィルタ群のそ
れぞれのフィルタに接続順につけられた番号のうち、最
大番号のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間が入力信号のサンプリング時間間隔以上に設定
され、それぞれのフィルタ群においてフィルタの番号が
一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間がＡ＾Ｂ（Ａ＞１、Ｂ＞０）倍となり、かつあ
る番号のローパス特性のディジタルフィルタの単位遅延
素子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス
特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅
延時間の整数倍で動作するようになっており、各バンド
パス特性のディジタルフィルタの出力信号に応じて前記
各振幅位相係数器の振幅係数及び位相係数を制御する制
御手段を備えたことを特徴とするオクターブ多重フィル
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9449187A JPH0728200B2 (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9449187A JPH0728200B2 (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63260314A true JPS63260314A (ja) | 1988-10-27 |
| JPH0728200B2 JPH0728200B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=14111768
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9449187A Expired - Lifetime JPH0728200B2 (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0728200B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5513223A (en) * | 1993-11-16 | 1996-04-30 | Nec Corporation | FIR digital filter and method for signal processing thereof |
-
1987
- 1987-04-17 JP JP9449187A patent/JPH0728200B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5513223A (en) * | 1993-11-16 | 1996-04-30 | Nec Corporation | FIR digital filter and method for signal processing thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0728200B2 (ja) | 1995-03-29 |
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