JPS5842962B2 - 自動利得制御方式 - Google Patents
自動利得制御方式Info
- Publication number
- JPS5842962B2 JPS5842962B2 JP52127747A JP12774777A JPS5842962B2 JP S5842962 B2 JPS5842962 B2 JP S5842962B2 JP 52127747 A JP52127747 A JP 52127747A JP 12774777 A JP12774777 A JP 12774777A JP S5842962 B2 JPS5842962 B2 JP S5842962B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- variable
- bandpass filter
- output signal
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/16—Automatic control
Landscapes
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、予め定められた周波数帯域の信号成分につい
て良好な自動利得制御が行なわれ、また、無制御時にお
いては自動利得側両系の伝達関数が1となされ、さらに
、従来の自動利得制御方式よりも構成の簡単な自動利得
制御方式を提供することを目的としてなされたものであ
る。
て良好な自動利得制御が行なわれ、また、無制御時にお
いては自動利得側両系の伝達関数が1となされ、さらに
、従来の自動利得制御方式よりも構成の簡単な自動利得
制御方式を提供することを目的としてなされたものであ
る。
信号中における特定な周波数帯域の信号成分について自
動利得制御が行なわれるようになされた自動利得制御方
式は、例えば雑音減少回路、その他の諸装置において従
来から広く知られている。
動利得制御が行なわれるようになされた自動利得制御方
式は、例えば雑音減少回路、その他の諸装置において従
来から広く知られている。
第1図及び第3図は、それぞれ従来の各界なる自動利得
制御方式の構成例を示すブロック図である。
制御方式の構成例を示すブロック図である。
まず、第1図示の従来例の自動利得制御方式において、
1は信号の入力端子、29は出力端子であって、入力端
子1に加えられた入力信号は、バッファ増幅器2及び可
変減衰網VNならびにバッファ増幅器20を介して出力
端子29より出力信号として送出される。
1は信号の入力端子、29は出力端子であって、入力端
子1に加えられた入力信号は、バッファ増幅器2及び可
変減衰網VNならびにバッファ増幅器20を介して出力
端子29より出力信号として送出される。
上記した可変減衰網VNは、図中では抵抗3、コイル4
,7、コンデンサ5,8、制御素子6゜9、抵抗10.
l’1などで構成されたflを帯域の中心周波数とする
特定な周波数帯域の信号成分に対する可変減衰網部分と
、抵抗3、コイル12゜15、コンデンサ13.16、
制御素子14゜17、抵抗18.19などで構成された
fnを帯域の中心周波数とする特定な周波数帯域の信号
成分に対する可変減衰網部分とだけを示しているが、必
要に応じて各界なる中心周波数を有する多くの周波数帯
域の信号成分に対する多くの可変減衰網部分が設けられ
るのである。
,7、コンデンサ5,8、制御素子6゜9、抵抗10.
l’1などで構成されたflを帯域の中心周波数とする
特定な周波数帯域の信号成分に対する可変減衰網部分と
、抵抗3、コイル12゜15、コンデンサ13.16、
制御素子14゜17、抵抗18.19などで構成された
fnを帯域の中心周波数とする特定な周波数帯域の信号
成分に対する可変減衰網部分とだけを示しているが、必
要に応じて各界なる中心周波数を有する多くの周波数帯
域の信号成分に対する多くの可変減衰網部分が設けられ
るのである。
また、SGは制御信号発生装置であって、この制御信号
発生装置SGには、前記した可変減衰網VNにおける各
界なる可変減衰網部分に対してそれぞれ個別に制御信号
を供給しうるようになされた制御信号発生回路が設けら
れるのであり、図示の例では、帯域濾波器21、増幅器
22、両波整流回路23、積分回路24などで構成され
た制御信号発生回路と、帯域濾波器25、増幅器26、
両波整流回路21、積分回路28などで構成された制御
信号発生回路とを例示している。
発生装置SGには、前記した可変減衰網VNにおける各
界なる可変減衰網部分に対してそれぞれ個別に制御信号
を供給しうるようになされた制御信号発生回路が設けら
れるのであり、図示の例では、帯域濾波器21、増幅器
22、両波整流回路23、積分回路24などで構成され
た制御信号発生回路と、帯域濾波器25、増幅器26、
両波整流回路21、積分回路28などで構成された制御
信号発生回路とを例示している。
この制御信号発生装置SGでは、可変減衰網VNにおけ
る各可変減衰網部分においてそれぞれ減衰の対象として
いる周波数帯域と対応する周波数帯域の信号を、出力信
号中から帯域濾波器21゜25によって抽出し、それを
増幅器22.26によって増幅してから両波整流回路2
3.27で整流し、積分回路24.28で積分すること
により、出力信号のエンベロープと対応する制御信号を
発生して、各対応する可変減衰網部分における制御素子
6.9(14,17)へ抵抗10 、11(18゜19
)を介して与えるのである。
る各可変減衰網部分においてそれぞれ減衰の対象として
いる周波数帯域と対応する周波数帯域の信号を、出力信
号中から帯域濾波器21゜25によって抽出し、それを
増幅器22.26によって増幅してから両波整流回路2
3.27で整流し、積分回路24.28で積分すること
により、出力信号のエンベロープと対応する制御信号を
発生して、各対応する可変減衰網部分における制御素子
6.9(14,17)へ抵抗10 、11(18゜19
)を介して与えるのである。
この第1図示の従来例の自動利得制御方式では、可変減
衰網VNとしてコイル4,7・・・とコンデンサ5,8
・・・と制御素子6,9・・・との直列接続回路からな
る直列共振回路の共振の鋭るどさQが、制御信号発生器
SGからの制御信号が与えられる制御素子6,9・・・
の内部抵抗(チャネル抵抗)の変化に応じて変えられる
ことによって、所定の周波数帯域の信号成分の減衰量が
変えられるようになされているから、減衰の対象とされ
る周波数帯域中が第2図に例示した曲線図に示されてい
るように制御に応じて大巾に変化すると共に、帯域内に
おける周波数レスポンス特性も一様とはならないという
問題点があり、また、広い周波数帯域にわたって制御を
行なう場合には、そのために必要とされる多くの直列共
振回路中のコイルによって、装置が大型化し、かつ、高
価になるという欠点がある他、広い周波数帯域にわたり
平坦な周波数レスポンス特性を示すような状態で制御が
行なわれるようにするためには、多くの直列共振回路中
にそれぞれ使用されているコイルとコンデンサの損失抵
抗のばらつきによる各直列共振回路の共振の鋭るどさQ
のばらつきを調整しなければならないという極めて面倒
な調整工程が必要とされるという欠点があった。
衰網VNとしてコイル4,7・・・とコンデンサ5,8
・・・と制御素子6,9・・・との直列接続回路からな
る直列共振回路の共振の鋭るどさQが、制御信号発生器
SGからの制御信号が与えられる制御素子6,9・・・
の内部抵抗(チャネル抵抗)の変化に応じて変えられる
ことによって、所定の周波数帯域の信号成分の減衰量が
変えられるようになされているから、減衰の対象とされ
る周波数帯域中が第2図に例示した曲線図に示されてい
るように制御に応じて大巾に変化すると共に、帯域内に
おける周波数レスポンス特性も一様とはならないという
問題点があり、また、広い周波数帯域にわたって制御を
行なう場合には、そのために必要とされる多くの直列共
振回路中のコイルによって、装置が大型化し、かつ、高
価になるという欠点がある他、広い周波数帯域にわたり
平坦な周波数レスポンス特性を示すような状態で制御が
行なわれるようにするためには、多くの直列共振回路中
にそれぞれ使用されているコイルとコンデンサの損失抵
抗のばらつきによる各直列共振回路の共振の鋭るどさQ
のばらつきを調整しなければならないという極めて面倒
な調整工程が必要とされるという欠点があった。
一方、第3図に示す従来例の自動利得制御方式は、入力
端子30に供給された入力信号を、それぞれ所要の周波
数帯域中及び中心周波数を有するn個の帯域濾波器31
〜33によってn個の周波数帯域の信号に分割し、次い
で前記した各信号を、各別に設けられている自動利得制
御回路34〜36によってそれぞれ自動利得制御し、前
記した各自動利得制御回路34〜36からの出力信号を
ミキシング抵抗37.39よりなるミキシング回路で混
合して、それを出力信号として出力端子40に送出する
ようにしているものであるが こ蔦 の第3図示の自動利得制御方式では、制御の対象とされ
ている周波数帯域がn個の帯域濾波器31〜33によっ
てn分割されているために、各隣接する帯域濾波器によ
る( n −i )個のクロスホーバー周波数付近にお
いてそれぞれ位相まわりが生シ、シたがって、利得制御
が行なわれない低い信号レベルの状態においても人、出
力端子30゜40間の伝達関数が1とはならず、高い忠
実度で信号を伝送することができないという欠点があっ
た。
端子30に供給された入力信号を、それぞれ所要の周波
数帯域中及び中心周波数を有するn個の帯域濾波器31
〜33によってn個の周波数帯域の信号に分割し、次い
で前記した各信号を、各別に設けられている自動利得制
御回路34〜36によってそれぞれ自動利得制御し、前
記した各自動利得制御回路34〜36からの出力信号を
ミキシング抵抗37.39よりなるミキシング回路で混
合して、それを出力信号として出力端子40に送出する
ようにしているものであるが こ蔦 の第3図示の自動利得制御方式では、制御の対象とされ
ている周波数帯域がn個の帯域濾波器31〜33によっ
てn分割されているために、各隣接する帯域濾波器によ
る( n −i )個のクロスホーバー周波数付近にお
いてそれぞれ位相まわりが生シ、シたがって、利得制御
が行なわれない低い信号レベルの状態においても人、出
力端子30゜40間の伝達関数が1とはならず、高い忠
実度で信号を伝送することができないという欠点があっ
た。
本発明は、上記のような従来の自動利得制御方式におけ
る諸欠点のない自動利得制御方式を提供しようとするも
のであって、以下、添付図面を参照してその具体的な内
容を明らかにする。
る諸欠点のない自動利得制御方式を提供しようとするも
のであって、以下、添付図面を参照してその具体的な内
容を明らかにする。
第4図は、本発明の自動利得制御方式の一実施態様のも
ののブロック図であって、第4図において、41は信号
の入力端子、42は出力端子、vAは特定な周波数帯域
の信号に対する可変減衰器(以下、可変減衰器と記載す
る)、C8Gは制御信号発生器である。
ののブロック図であって、第4図において、41は信号
の入力端子、42は出力端子、vAは特定な周波数帯域
の信号に対する可変減衰器(以下、可変減衰器と記載す
る)、C8Gは制御信号発生器である。
入力端子41に供給された信号は可変減衰器VAに加え
られ、また、可変減衰器VAの第2の帯域濾波器の出力
信号が制御信号発生器C8Gに加えられており、可変減
衰器VAではそれに制御信号発生器C8Gから与えられ
た制御信号に応じて特定な周波数帯域の信号成分に対し
て利得側のを行ない、出力信号を出力端子42に送出す
る。
られ、また、可変減衰器VAの第2の帯域濾波器の出力
信号が制御信号発生器C8Gに加えられており、可変減
衰器VAではそれに制御信号発生器C8Gから与えられ
た制御信号に応じて特定な周波数帯域の信号成分に対し
て利得側のを行ない、出力信号を出力端子42に送出す
る。
第4図示の本発明の自動利得側聞方式において、可変減
衰器VAは減算器SUB、増幅器AMP。
衰器VAは減算器SUB、増幅器AMP。
第1の帯域濾波器BPF1、利得定数回路GC1第2の
帯域濾波器BPF2、加算器ADD、利得可変回路VG
などで構成されており、また、制御信号発生器C8Gは
、増幅器AMP1、両波整流回路WR,積分回路ITC
1動作開始信号レベルの設定回路SCなどで構成されて
いる。
帯域濾波器BPF2、加算器ADD、利得可変回路VG
などで構成されており、また、制御信号発生器C8Gは
、増幅器AMP1、両波整流回路WR,積分回路ITC
1動作開始信号レベルの設定回路SCなどで構成されて
いる。
可変減衰器VAにおいて、第1の帯域濾波器BPF1は
、遮断周波数値がfhであるような1次の高域濾波器H
PF1と、遮断周波数値がf7(ただし、周波数値fl
は、前記した周波数値fhとの間で、fh<flの関係
を満足するような周波数値である)であるような1次の
低域濾波器LPF1との直列接続によって構成されてい
るものであって、その通過帯域巾が前記した1次の低域
濾波器L P Flにおける遮断周波数f、5と、1次
の高域濾波器HPF1における遮断周波数fhとの間で
あり、また、通過帯域から遮断域へかけての周波数レス
ポンス特性曲線の傾斜が1オクターブ轟り6dBである
ような通過帯域特性を示すものである。
、遮断周波数値がfhであるような1次の高域濾波器H
PF1と、遮断周波数値がf7(ただし、周波数値fl
は、前記した周波数値fhとの間で、fh<flの関係
を満足するような周波数値である)であるような1次の
低域濾波器LPF1との直列接続によって構成されてい
るものであって、その通過帯域巾が前記した1次の低域
濾波器L P Flにおける遮断周波数f、5と、1次
の高域濾波器HPF1における遮断周波数fhとの間で
あり、また、通過帯域から遮断域へかけての周波数レス
ポンス特性曲線の傾斜が1オクターブ轟り6dBである
ような通過帯域特性を示すものである。
また、前記した第2の帯域濾波器BPF2は、遮断周波
数値が前記したfhであるような2次の高域濾波器HP
F2と、遮断周波数値が前記したflであるような2次
の低域濾波器LPF2との直列接続によって構成されて
いるものであって、その通過帯域巾が前記した2次の低
域濾波器LPF2における遮断周波数flと、2次の高
域濾波器HPF2における遮断周波数fhとの間であり
、また、通過帯域から遮断域へかけての周波数レスポン
ス特性曲線の傾斜が1オクターブ当り12dBであるよ
うな通過帯域特性を示すものである。
数値が前記したfhであるような2次の高域濾波器HP
F2と、遮断周波数値が前記したflであるような2次
の低域濾波器LPF2との直列接続によって構成されて
いるものであって、その通過帯域巾が前記した2次の低
域濾波器LPF2における遮断周波数flと、2次の高
域濾波器HPF2における遮断周波数fhとの間であり
、また、通過帯域から遮断域へかけての周波数レスポン
ス特性曲線の傾斜が1オクターブ当り12dBであるよ
うな通過帯域特性を示すものである。
上述の記載においては、各低域濾波器の遮断周波数値を
flで表わし、また、各高域濾波器の遮断周波数値をf
hで表わしたが、これらの周波数値f、g、 fhは、
帯域濾波器の通過帯域の中心周波数が1となるように基
準化して、前記した周波数値f、5をnl fhを1
/ nで表わしてもよいのであり、後述の記載中におい
ては、前記した周波数値fl、fhを、それぞれ基準化
された周波数値n。
flで表わし、また、各高域濾波器の遮断周波数値をf
hで表わしたが、これらの周波数値f、g、 fhは、
帯域濾波器の通過帯域の中心周波数が1となるように基
準化して、前記した周波数値f、5をnl fhを1
/ nで表わしてもよいのであり、後述の記載中におい
ては、前記した周波数値fl、fhを、それぞれ基準化
された周波数値n。
1 / nとして表わされることがある。
前記した第1.第2の帯域濾波器BPF1.BPF2に
減算器SUBからの出力信号が増幅器AMPを介して加
えられているが、前記、第1の帯域濾波器BPF1から
の出力信号は、利得定数回路GCにおいて適当な信号レ
ベルに設定された後に、加算器ADDへその一方信号と
して加えられる。
減算器SUBからの出力信号が増幅器AMPを介して加
えられているが、前記、第1の帯域濾波器BPF1から
の出力信号は、利得定数回路GCにおいて適当な信号レ
ベルに設定された後に、加算器ADDへその一方信号と
して加えられる。
また、前記した第2の帯域濾波器BPF2からの出力信
号は、前記した加算器ADDへその他方の入力信号とし
て加えられると共に、後述する制御信号発生器C8Gへ
与えられる。
号は、前記した加算器ADDへその他方の入力信号とし
て加えられると共に、後述する制御信号発生器C8Gへ
与えられる。
前記した加算器ADDからの出力信号は、利得可変回路
VGを介して減算器SUBへ、その減数信号として加え
られる。
VGを介して減算器SUBへ、その減数信号として加え
られる。
第5図は、上記した可変減衰器VAの構成原理及び動作
原理の説明に使用されるブロック図であって、この第5
図示のブロック図の各ブロック中には、それぞれのブロ
ックの特性が例示されている。
原理の説明に使用されるブロック図であって、この第5
図示のブロック図の各ブロック中には、それぞれのブロ
ックの特性が例示されている。
第5図示のブロック図において、増幅器AMPは利得が
1であるとされており、また、利得定数回路GCは利得
定数かに1であるとされており、さらに、利得可変回路
VGは、その利得定数かに2であるとされており、さら
にまた、第1の帯域濾波器BPF1は、それの上、下の
遮断周波数値をそれぞれ既述した基準化された周波数値
nl王で表列接続されたものとなされており、したがっ
て、可変減衰器VAの人、出力端子41,42間の伝達
関数G(S)は次の(1)式で示されるものとなる。
1であるとされており、また、利得定数回路GCは利得
定数かに1であるとされており、さらに、利得可変回路
VGは、その利得定数かに2であるとされており、さら
にまた、第1の帯域濾波器BPF1は、それの上、下の
遮断周波数値をそれぞれ既述した基準化された周波数値
nl王で表列接続されたものとなされており、したがっ
て、可変減衰器VAの人、出力端子41,42間の伝達
関数G(S)は次の(1)式で示されるものとなる。
第6図は、上記した(1)式で示されるような伝達関数
G(S)の周波数−振幅特性の一例を示す特性曲線図で
あって、この第6図示の周波数レスホンス特性曲線群は
、−例として、第2の帯域濾波器BPF2を構成してい
る2次の高域濾波器HPF2と2次の低域濾波器LPF
2とにおけるダンピング係数ζを0.4とし、利得定数
回路GCで設定された利得定数に1を0.7とし、第1
.第2の帯域濾波器BPF1.BPF2における通過帯
域の中心周波数が1となるように基準化された遮断周波
数nが2.1/nが1/2であるようになされた場合に
、利得可変回路VGにおける利得定数に2を可変した状
態で得られる特性曲線群を例示したものである。
G(S)の周波数−振幅特性の一例を示す特性曲線図で
あって、この第6図示の周波数レスホンス特性曲線群は
、−例として、第2の帯域濾波器BPF2を構成してい
る2次の高域濾波器HPF2と2次の低域濾波器LPF
2とにおけるダンピング係数ζを0.4とし、利得定数
回路GCで設定された利得定数に1を0.7とし、第1
.第2の帯域濾波器BPF1.BPF2における通過帯
域の中心周波数が1となるように基準化された遮断周波
数nが2.1/nが1/2であるようになされた場合に
、利得可変回路VGにおける利得定数に2を可変した状
態で得られる特性曲線群を例示したものである。
第6図示の特性曲線群から判かるように、第4図中及び
第5図に示されている可変減衰器VAは、第1.第2の
帯域濾波器BPF1.BPF2中でそれぞれ使用されて
いる低域濾波器LPF1.LPF2の遮断周波数nと、
高域濾波器HPF1.HPF2 の遮断周波数17 n
との間の周波数範囲が平坦な状態のままで、利得可変回
路VGの利得定数に2の大きさに従って上下方向に平行
移動したものとなる。
第5図に示されている可変減衰器VAは、第1.第2の
帯域濾波器BPF1.BPF2中でそれぞれ使用されて
いる低域濾波器LPF1.LPF2の遮断周波数nと、
高域濾波器HPF1.HPF2 の遮断周波数17 n
との間の周波数範囲が平坦な状態のままで、利得可変回
路VGの利得定数に2の大きさに従って上下方向に平行
移動したものとなる。
上記した可変減衰器VAにおいて、平坦な状態のままで
減衰量が可変となされる周波数帯域は、第1.第2の帯
域濾波器BPF1.BPF2の構成に用いられている各
高域濾波器HPF1.HPF2における遮断周波数17
nと、各低域濾波器LPF1゜LP11における遮断
周波数nとによって決定されるのであり、また、前記し
た遮断周波数17 n付近及びn付近における減衰特性
の周波数レスポンス特性曲線の形状Xは、第2の帯域濾
波器BPF2の構成に用いられている低域濾波器L P
F、と高域濾波器HPF2とにおけるダンピング係数
この値によって定まり、さらに、減衰量が可変となされ
る周波数帯域と減衰されない周波数帯域との境界付近に
おける減衰特性の周波数レスポンス特性曲線の形状Yは
、利得定数回路GCにおいて設定される利得定数に1の
値によって決定される。
減衰量が可変となされる周波数帯域は、第1.第2の帯
域濾波器BPF1.BPF2の構成に用いられている各
高域濾波器HPF1.HPF2における遮断周波数17
nと、各低域濾波器LPF1゜LP11における遮断
周波数nとによって決定されるのであり、また、前記し
た遮断周波数17 n付近及びn付近における減衰特性
の周波数レスポンス特性曲線の形状Xは、第2の帯域濾
波器BPF2の構成に用いられている低域濾波器L P
F、と高域濾波器HPF2とにおけるダンピング係数
この値によって定まり、さらに、減衰量が可変となされ
る周波数帯域と減衰されない周波数帯域との境界付近に
おける減衰特性の周波数レスポンス特性曲線の形状Yは
、利得定数回路GCにおいて設定される利得定数に1の
値によって決定される。
第7図は、上記した可変減衰器VAの具体的な回路例を
示すブロック回路図であって、この第7図中の各ブロッ
クにおいて、既述した第4図及び第5図中の各ブロック
と対応するブロックには、第4図、第5図中で使用した
図面符号と同じ図面符号を付して互いの対応関係を明ら
かにしている。
示すブロック回路図であって、この第7図中の各ブロッ
クにおいて、既述した第4図及び第5図中の各ブロック
と対応するブロックには、第4図、第5図中で使用した
図面符号と同じ図面符号を付して互いの対応関係を明ら
かにしている。
第7図示のブロック回路図において、増幅器44と抵抗
49,50とからなる回路SUB。
49,50とからなる回路SUB。
AMPは、第4図及び第5図中における減算器SUBの
ブロックと増幅器AMPのブロックとの双方のブロック
の機能を有するように構成された負帰還増幅器であって
、その出力信号は、出力端子42と、第1.第2の帯域
濾波器BPF1.BPF2とに与えられる。
ブロックと増幅器AMPのブロックとの双方のブロック
の機能を有するように構成された負帰還増幅器であって
、その出力信号は、出力端子42と、第1.第2の帯域
濾波器BPF1.BPF2とに与えられる。
第1の帯域濾波器BPF1は、バッファ増幅器45及び
コンデンサ64ならびに抵抗51とからなる1次の高域
濾波器HPF1と、バッファ増幅器46及び抵抗52な
らびにコンデンサ65とからなる1次の低域濾波器LP
F、とによって構成されており、また、第2の帯域濾波
器BPF2は、バッファ増幅器47及び抵抗53,54
ならびにコンデンサ60.66とからなる2次の高域濾
波器HPF2と、バッファ増幅器48及び抵抗55,5
6ならびにコンデンサ62,63とからなる2次の低域
濾波器LPF2とによって構成されている。
コンデンサ64ならびに抵抗51とからなる1次の高域
濾波器HPF1と、バッファ増幅器46及び抵抗52な
らびにコンデンサ65とからなる1次の低域濾波器LP
F、とによって構成されており、また、第2の帯域濾波
器BPF2は、バッファ増幅器47及び抵抗53,54
ならびにコンデンサ60.66とからなる2次の高域濾
波器HPF2と、バッファ増幅器48及び抵抗55,5
6ならびにコンデンサ62,63とからなる2次の低域
濾波器LPF2とによって構成されている。
また、反転増幅器61と抵抗57〜59とからなる回路
ADD、GCは、第4図及び第5図中における加算器A
DDのブロックと利得定数回路GCのブロックとの双方
のブロックの機能を有するように構成された回路である
。
ADD、GCは、第4図及び第5図中における加算器A
DDのブロックと利得定数回路GCのブロックとの双方
のブロックの機能を有するように構成された回路である
。
さらに、掛算器からなる利得可変回路VGは、制御信号
の入力端子43に供給される制御信号によって前記した
(1)式中の利得定数に2が変化されるようになされて
いる。
の入力端子43に供給される制御信号によって前記した
(1)式中の利得定数に2が変化されるようになされて
いる。
この第7図示のブロック回路図中における第1.第2の
帯域濾波器BPF1.BPF2は、それらの構成に当っ
てコイルが使用されていないから、このような構成によ
って特性のばらつきの少ない可変減衰器VAが容易に得
られることは直ちに理解されるところであろう。
帯域濾波器BPF1.BPF2は、それらの構成に当っ
てコイルが使用されていないから、このような構成によ
って特性のばらつきの少ない可変減衰器VAが容易に得
られることは直ちに理解されるところであろう。
これまでの説明から明らかなように、第4図中の可変減
衰器VAは、減算器SUBに対する入力信号が被減数信
号となり、また、減算器SUBの出力信号における特定
な周波数帯域の信号成分が減数信号として減算器SUB
に供給されるという負帰還回路形態のものとして構成さ
れており、その負帰還路中に設けられている周波数選択
特性を備えた回路配置は、それが1オクターブ当り12
dBの傾斜の遮断特性を示す第2の帯域濾波器B P
F2と、1オクターブ当り6dBの傾斜の遮断特性を示
す第1の帯域濾波器B P Flとを並列的に設けた構
成のものとなされていることによって、所定の周波数範
囲の信号成分に対する減衰量が、制御信号発生器C8G
から供給される制御信号に応じて安定に制御され得るの
である。
衰器VAは、減算器SUBに対する入力信号が被減数信
号となり、また、減算器SUBの出力信号における特定
な周波数帯域の信号成分が減数信号として減算器SUB
に供給されるという負帰還回路形態のものとして構成さ
れており、その負帰還路中に設けられている周波数選択
特性を備えた回路配置は、それが1オクターブ当り12
dBの傾斜の遮断特性を示す第2の帯域濾波器B P
F2と、1オクターブ当り6dBの傾斜の遮断特性を示
す第1の帯域濾波器B P Flとを並列的に設けた構
成のものとなされていることによって、所定の周波数範
囲の信号成分に対する減衰量が、制御信号発生器C8G
から供給される制御信号に応じて安定に制御され得るの
である。
さて、第4図示のブロック図中の制御信号発生器C8G
は、既述のように可変減衰器VAにおいて減衰の対象と
される周波数帯域と対応する周波数帯域の信号を通過さ
せる第2の帯域濾波器BPF。
は、既述のように可変減衰器VAにおいて減衰の対象と
される周波数帯域と対応する周波数帯域の信号を通過さ
せる第2の帯域濾波器BPF。
の出力信号を増幅する増幅器AMP1と、両波整流回路
WRと、前記した両波整流回路WRからの出力信号を積
分(平滑)する積分回路ITCと、動作開始信号レベル
の設定回路SCなどで構成されており、この制御信号発
生器C8Gでは可変減衰器VAで減衰の対象とされる特
定な周波数帯域の信号成分を両波整流回路WR,積分回
路ITCなどによって整流濾波して得た信号の信号レベ
ルが、動作開始信号レベルの設定回路SCで設定された
信号レベル以上となった時に、それを制御信号として可
変減衰器VAにおける制御信号の入力端子43に供給す
る。
WRと、前記した両波整流回路WRからの出力信号を積
分(平滑)する積分回路ITCと、動作開始信号レベル
の設定回路SCなどで構成されており、この制御信号発
生器C8Gでは可変減衰器VAで減衰の対象とされる特
定な周波数帯域の信号成分を両波整流回路WR,積分回
路ITCなどによって整流濾波して得た信号の信号レベ
ルが、動作開始信号レベルの設定回路SCで設定された
信号レベル以上となった時に、それを制御信号として可
変減衰器VAにおける制御信号の入力端子43に供給す
る。
第8図は、本発明の自動利得制御方式の一実症態様のも
のの周波数レスポンス特性曲線倒置であり、第8図中の
曲線において、図中のα、βで示す部分の傾斜は、可変
減衰器VAにおける第2の帯域濾波器BPF2を構成す
る低域濾波器LPF2と高域濾波器HPF2とにおける
ダンピング係数ζを等しく選ぶことにより、自動利得制
御動作時において等しくすることができることは既述し
たところから明らかであろう。
のの周波数レスポンス特性曲線倒置であり、第8図中の
曲線において、図中のα、βで示す部分の傾斜は、可変
減衰器VAにおける第2の帯域濾波器BPF2を構成す
る低域濾波器LPF2と高域濾波器HPF2とにおける
ダンピング係数ζを等しく選ぶことにより、自動利得制
御動作時において等しくすることができることは既述し
たところから明らかであろう。
また、本発明の自動利得制御方式によれば、特定な周波
数帯域(図示の例では、周波数値がn−1/ nの周波
数帯域)において良好な利得制御が行なわれるのであり
、本発明方式においては既述した従来例方式において問
題となった諸点が存在しないことは明らかである。
数帯域(図示の例では、周波数値がn−1/ nの周波
数帯域)において良好な利得制御が行なわれるのであり
、本発明方式においては既述した従来例方式において問
題となった諸点が存在しないことは明らかである。
次に、第9図は、第4図示のブロック図及び第9図示の
ブロック図における可変減衰器VAと制御信号発生器C
8Gとを複数個用いることにより、広い周波数帯域にわ
たる信号に対して自動利得制御が行なわれうるようにし
た本発明の自動利得制御方式の実施態様のもののブロッ
ク図であって、第9図において、VAl、VA2・・・
VAnは、それぞれ各界なる中心周波数f1.f2・・
・fnを有する周波数帯域(第10図参照)の信号の減
衰量が可変となされるように構成された可変減衰器であ
り、また、C8G1.C8G2・ C3Gnは、前記し
た各可変減衰器vA1.vA2・・・VAnに対して、
それぞれ個別に所要の制御信号を供給しうるように構成
された制御信号発生器である。
ブロック図における可変減衰器VAと制御信号発生器C
8Gとを複数個用いることにより、広い周波数帯域にわ
たる信号に対して自動利得制御が行なわれうるようにし
た本発明の自動利得制御方式の実施態様のもののブロッ
ク図であって、第9図において、VAl、VA2・・・
VAnは、それぞれ各界なる中心周波数f1.f2・・
・fnを有する周波数帯域(第10図参照)の信号の減
衰量が可変となされるように構成された可変減衰器であ
り、また、C8G1.C8G2・ C3Gnは、前記し
た各可変減衰器vA1.vA2・・・VAnに対して、
それぞれ個別に所要の制御信号を供給しうるように構成
された制御信号発生器である。
第9図において、前記した複数個の可変減衰器VA1.
VA2・・・vAnは信号の伝送路に縦続的に接続さ
れており、また、各可変減衰器vA1゜■A2・・・v
〜はそれらに個別に付属する制御信号発生器C8G1.
C8G2・・・C3Gnからの制御信号によって個別に
制御されることにより、全帯域が一様に制御されるよう
になされたり、あるいは個別の帯域毎にそれぞれ異なっ
た制御が行なわれるようになされたりすることができる
。
VA2・・・vAnは信号の伝送路に縦続的に接続さ
れており、また、各可変減衰器vA1゜■A2・・・v
〜はそれらに個別に付属する制御信号発生器C8G1.
C8G2・・・C3Gnからの制御信号によって個別に
制御されることにより、全帯域が一様に制御されるよう
になされたり、あるいは個別の帯域毎にそれぞれ異なっ
た制御が行なわれるようになされたりすることができる
。
以上、詳細に説明したところから明らかなように、本発
明の自動利得制御方式においては、従来の帯域制御型自
動利得制御方式の構成において必要とされていた高価な
コイルを使用しなくてもよく、またコイルの不使用によ
って大きなスペースも不要となるから小型かつ安価な装
置を提供することができ、さらに、調整が容易で安定な
制御が実現できると共に、制御帯域中の設定も容易で、
かつ、利得側脚時の周波数レスポンス特性も良好な、し
かも、無制御時においても人、出力端子間の伝達関数が
1、すなわち、平坦な周波数レスポンス特性と位相回転
の生じない伝送特性が容易に得られるなどの優れた特徴
を有する自動利得制御方式を提供することができるので
あり、また、制御信号発生器C8Gに供給する信号を可
変減衰器VAにおける第2の帯域濾波器の出力側から与
えるようにしたから、制御信号発生器C8Gに特別な帯
域濾波器を設けることが必要とされず、したがって、全
体の構成が一層簡単化されるなどの諸特徴を有する自動
利得制御方式を提供することができる。
明の自動利得制御方式においては、従来の帯域制御型自
動利得制御方式の構成において必要とされていた高価な
コイルを使用しなくてもよく、またコイルの不使用によ
って大きなスペースも不要となるから小型かつ安価な装
置を提供することができ、さらに、調整が容易で安定な
制御が実現できると共に、制御帯域中の設定も容易で、
かつ、利得側脚時の周波数レスポンス特性も良好な、し
かも、無制御時においても人、出力端子間の伝達関数が
1、すなわち、平坦な周波数レスポンス特性と位相回転
の生じない伝送特性が容易に得られるなどの優れた特徴
を有する自動利得制御方式を提供することができるので
あり、また、制御信号発生器C8Gに供給する信号を可
変減衰器VAにおける第2の帯域濾波器の出力側から与
えるようにしたから、制御信号発生器C8Gに特別な帯
域濾波器を設けることが必要とされず、したがって、全
体の構成が一層簡単化されるなどの諸特徴を有する自動
利得制御方式を提供することができる。
第1図及び第3図は従来の自動利得制御方式のブロック
図、第2図は第1図示の自動利得制御方式の周波数レス
ポンス特性曲線倒置、第4図及び第9図は本発明の自動
利得制御方式の各界なる実施態様のもののブロック図、
第5図は可変減衰器のブロック図、第6図は可変減衰器
の周波数レスポンス特性曲線倒覆、第7図は可変減衰器
のブロック回路図、第8図及び第10図は本発明の自動
利得制御方式の周波数レスポンス特性曲線倒覆である。 1.41・・・・・・入力端子、29,42・・・・・
・出力端子、vN・・・・・・可変減衰網、SG・・・
・・・制御信号発生装置、vA・・・・・・可変減衰器
、C8G・・・・・・制御信号発生器、SUB・・・・
・・減算器、AMP、AMPl・・・・・・増幅器、B
PFl・・・・・・第1の帯域濾波器、BrF3・・・
・・・第2の帯域濾波器、GC・・・・・・利得定数回
路、ADD・・・・・・加算器、VG・・・・・・利得
可変回路、WR・・・・・・両波整流回路、ITC・・
・・・・積分回路、SC・・・・・・動作開始信号レベ
ルの設定回路。
図、第2図は第1図示の自動利得制御方式の周波数レス
ポンス特性曲線倒置、第4図及び第9図は本発明の自動
利得制御方式の各界なる実施態様のもののブロック図、
第5図は可変減衰器のブロック図、第6図は可変減衰器
の周波数レスポンス特性曲線倒覆、第7図は可変減衰器
のブロック回路図、第8図及び第10図は本発明の自動
利得制御方式の周波数レスポンス特性曲線倒覆である。 1.41・・・・・・入力端子、29,42・・・・・
・出力端子、vN・・・・・・可変減衰網、SG・・・
・・・制御信号発生装置、vA・・・・・・可変減衰器
、C8G・・・・・・制御信号発生器、SUB・・・・
・・減算器、AMP、AMPl・・・・・・増幅器、B
PFl・・・・・・第1の帯域濾波器、BrF3・・・
・・・第2の帯域濾波器、GC・・・・・・利得定数回
路、ADD・・・・・・加算器、VG・・・・・・利得
可変回路、WR・・・・・・両波整流回路、ITC・・
・・・・積分回路、SC・・・・・・動作開始信号レベ
ルの設定回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 人力信号を被減数信号として減算器へ与える手段と
、減算器からの出力信号を出力端子に与えると共に、前
記した減算器からの出力信号を、周波数値fl、fhが
fl>fhの関係にある如き、遮断周波数がf、2の1
次の低域濾波器と遮断周波数がfhの1次の高域濾波器
とからなる第1の帯域濾波器、及び、遮断周波数がfl
の2次の低域濾波器と遮断周波数がfhの2次の高域濾
波器とからなる第2の帯域濾波器とに与える手段と、前
記した第1の帯域濾波器の出力信号を利得定数回路を介
して加算器の一方入力信号として与える手段と、前記し
た第2の帯域濾波器の出力信号を前記した加算器の他方
入力信号として与える手段と、前記した加算器の出力信
号を利得可変回路に与える手段と、前記した利得可変回
路の出力信号を前記した減算器に対して減数信号として
与える手段とからなり、入力信号中の特定な周波数帯域
の信号の減衰量を可変できるようにした可変減衰器と、
前記した可変減衰器における第2の帯域濾波器の出力信
号を必要に応じて増幅してから両波整流する手段と、前
記の両波整流手段からの出力信号を積分回路に与える手
段と、前記の積分回路からの出力信号における予め定め
られた信号レベル以上の信号を取出してそれを制御信号
とする手段とからなる制御信号発生器とを備え、前記し
た可変減衰器における利得可変回路の利得を、前記した
制御信号発生器からの制御信号によって制御するように
した自動利得制御方式。 2 それぞれ異なる特定な周波数帯域の信号について、
前記それぞれの周波数帯域の信号の減衰量が個別に可変
できるようになされている複数個の可変減衰器を縦続的
に接続すると共に、前記した各界なる複数個の可変減衰
器におけるそれぞれの利得可変回路に対して各別の制御
信号発生器からの制御信号を与えるようにした特許請求
の範囲第1項記載の自動利得制御方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP52127747A JPS5842962B2 (ja) | 1977-10-25 | 1977-10-25 | 自動利得制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP52127747A JPS5842962B2 (ja) | 1977-10-25 | 1977-10-25 | 自動利得制御方式 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5460848A JPS5460848A (en) | 1979-05-16 |
JPS5842962B2 true JPS5842962B2 (ja) | 1983-09-22 |
Family
ID=14967678
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP52127747A Expired JPS5842962B2 (ja) | 1977-10-25 | 1977-10-25 | 自動利得制御方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5842962B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01130581U (ja) * | 1988-03-01 | 1989-09-05 | ||
JPH0429584Y2 (ja) * | 1984-07-31 | 1992-07-17 | ||
US11592198B2 (en) | 2018-01-19 | 2023-02-28 | Lg Electronics Inc. | Air purifier |
-
1977
- 1977-10-25 JP JP52127747A patent/JPS5842962B2/ja not_active Expired
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0429584Y2 (ja) * | 1984-07-31 | 1992-07-17 | ||
JPH01130581U (ja) * | 1988-03-01 | 1989-09-05 | ||
US11592198B2 (en) | 2018-01-19 | 2023-02-28 | Lg Electronics Inc. | Air purifier |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5460848A (en) | 1979-05-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4207543A (en) | Adaptive filter network | |
JPS6144420B2 (ja) | ||
JPS5744338A (en) | Noise reduction device | |
US4238744A (en) | Frequency band dividing filter using delay-line filter | |
JPH04245807A (ja) | フィルタ装置 | |
JPH07177386A (ja) | 画像輪郭強調装置 | |
JPS5842962B2 (ja) | 自動利得制御方式 | |
JP3120394B2 (ja) | トーンコントロール回路 | |
US4271398A (en) | Tone control device | |
JP3092968B2 (ja) | 電子的に制御可能な伝達特性を持つ回路装置 | |
JPS5928289B2 (ja) | 特定な周波数帯域の信号に対する可変減衰器 | |
JPS605677Y2 (ja) | マルチウエイスピ−カシステム | |
JPS5842961B2 (ja) | 自動利得制御方式 | |
JPS636799Y2 (ja) | ||
JP2959138B2 (ja) | 帯域フィルタ回路 | |
JPS6040211B2 (ja) | デイバイデイングネツトワ−ク | |
JP3635201B2 (ja) | 帯域調整型の帯域通過型フィルター | |
JPS61281613A (ja) | アクテイブフイルタの自動調整装置 | |
JPS58124315A (ja) | 帯域分割型音質調整回路 | |
JPS5923484B2 (ja) | ト−ン・コントロ−ル回路 | |
JP3321822B2 (ja) | ディ・エンファシス回路 | |
JPS6114210Y2 (ja) | ||
JPS6363126B2 (ja) | ||
JP2549449B2 (ja) | 雑音低減回路 | |
JPS5552643A (en) | Noise reduction unit |