JPS6351713A - オクタ−ブ多重フイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は複数のバンドパス特性及びローパス特性のディ
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タに関する。

［発明の概要］ 直列に接続されたローパス特性を有するディジタルフィ
ルタ群のそれぞれのフィルタ出力が、並列に接続された
バンドパス特性を有するディジタルフィルタ群のそれぞ
れのフィルタに与えられ、該フィルタの出力が振幅位相
系数器を介して加算されて取り出されるようになってお
り、上記各振幅位相係数器の振幅及び位相定数がそれぞ
れの入力に応じてアダプティブに制御されるように構成
されたオクターブ多重フィルタで１周波数領域で広帯域
にわたり、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定できる
ようになっている。

［従来の技術］ 従来のディジタルフィルタは等時間間隔の離散的なサン
プル値を処理するため、所定クロック周波数で動作する
ようになっているので１周波数領域での特性の指定は等
周波数間隔で行おれていた。

このため広帯域にわたり対数的間隔で特性を指定する従
来のフィルタとしては、複数のアナログフィルタを組合
せて実現しているに過ぎなかった。

［発明が解決しようとする問題点コ 前者のディジタルフィルタは上述したように等周波数間
隔での特性指定方式をとるため、低域の分解能が粗過ぎ
る一方、高域の分解能が必要以上に細か過ぎ、広帯域化
は非常に困難である。

一般にオーディオ機器の特性の評価あるいは指定は周波
数領域で対数間隔で行われるため、従来のディジタルフ
ィルタ、例えばＦＩＲ型（有限インパルス応答型）フィ
ルタを用いる場合、上述した理由で低域では精度の良い
特性を指定できず。

高域では逆に必要以上の高精度の特性指定となってしま
い、回路実現上、非常に能率が悪かった。

特に従来のＦＩＲ型フィルタでグラフィックイコライザ
のような複雑な周波数特性のものを実現しようとする場
合、かかる制約は免れ得す、実際にもＦＩＲ型フィルタ
を用いたグラフィックイコライザはまだ実用化されてい
ない。

これに対し後者のフィルタはアナログのアクティブフィ
ルタの加算あるいは乗算方式をとるため、フィルタ間の
干渉があったり、位相と振幅を独立に指定することが困
難であった。特にその位相特性は任意に指定することが
非常に困難であった。

本発明の目的はこのような従来技術の問題点を解決する
ため、周波数領域で広帯域にわたり対数的に均一な間隔
で特性を指定できるオクターブ多重フィルタを提供する
にある。

ｃ問題点を解決するための手段］ 本発明のオクターブ多重フィルタは上記目的を達成する
ため、入力信号のサンプリング時間間隔に対し、その時
間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性とロー
パス特性のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパス
特性のディジタル群はそれぞれ直列に接続され、バンド
パス特性のディジタルフィルタはそれぞれ並列に接続さ
れ、ローパス特性のそれぞれのディジタルフィルタの出
力信号がバンドパス特性の各ディジタルフィルタに与え
られかつそれぞれの出力信号が振幅位相係数器を介して
加算されて取り出されるようになっており、各フィルタ
群のそれぞれのフィルタに接続順につけられた番号のう
ち、最大番号のディジタルフィルタの単位遅延素子一段
当りの遅延時間が入力信号のサンプリング時間間隔以下
に設定され、それぞれのフィルタ群においてフィルタ番
号が一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間がＡＢ　（Ａ＞１．Ｂ＞０）倍となり、か
つある番号のローパス特性のディジタルフィルタの単位
遅延素子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンド
パス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当り
の遅延時間の整数倍で動作するようになっており、各バ
ンドパス特性のディジタルフィルタの出力信号に応じて
前記各振幅位相系数器の振幅位相定数を制御する制御手
段を備えたことを特徴とする。

［作用コ 本発明の上述した構成のオクターブ多重フィルタにおい
て、ローパス特性の各ディジタルフィルタの出力信号は
直列に該それぞれのフィルタを通過することによって順
次帯域が狭められてゆくと共に夫々のローパス出力信号
にバンドパス特性が乗算されて振幅位相係数器に与えら
れ、各信号の振幅及び位相がアダプティブに制御される
。

［発明の実施例コ 以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、
第１図は本発明によるオクターブ多重）ィルタ（５オク
ターブ）の一実施例を示す。同図において、ＩＮは入力
端子、ＯＵＴは出力端子、Ａ　／　ＤはＡ−Ｄ変換器、
Ｄ／ＡはＤ−Ａ変換器、ＬＰＦは通常のアナログタイプ
のローパスフィルタ、ＬＰ１〜ＬＰ４は例えばＦＩＲ型
フィルタを用いて成るローパス特性を有するディジタル
フィルタ、ＢＰＩ〜ＢＰ５は同様のフィルタを用いて成
るバンドパス特性を有するディジタルフィルタ、Ｄは加
算回路、Ｃ０Ｅ１．〜Ｃ０Ｅ５は振幅位相係数器、Ｃ０
ＮＴはアダプティブ制御回路である。

アダプティブ制御回路ＣＯＮ　Ｔは例えば第２図に示す
如く構成される。同図において、ＤＥＴは帯域の成分の
検波器、ＰＲＯＣはマイクロプロセッサ、ＣＯＭは制御
信号発生回路である。

而して前記ＦＩＲ型フィルタは第３図に示す如く遅延素
子ＳＲ１係数乗算器ＭＬ、加算器ＡＤから成り、第４図
に示すＤＦＴ　（離散型フーリエ変換）の手法により目
的とする周波数特性が得られるように係数乗算器ＭＬの
係数ａ−ｓ〜ａ６を設定しである。

第４図（ａ）は目的とする周波数特性（ローパス特性）
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。

このような構成のバンドパス特性及びローパス特性を有
するディジタルフィルタ群ＢＰＩ〜ＢＰ５、ＬＰＩ〜Ｌ
Ｐ４から構成され、ローパス特性を有するディジタルフ
ィルタ群ＬＰＩ〜ＬＰ４はそれぞ九直列に接続され、バ
ンドパス特性を有するディジタルフィルタ群ＢＰＩ〜Ｂ
Ｐ５はそれぞれ並列に接続されていて、ＬＰＩ〜ＬＰ４
の各出力はＢＰＩ〜ＢＰ５のそれぞれに与えられ、ＢＰ
１〜ＢＰ５の各出力は振幅位相係数器Ｃ０Ｅ１〜Ｃ０Ｅ
５を介して加算回路りで加算されて取り出されかつアダ
プティブ制御回路Ｃ０ＮＴにも与えられ、該回路Ｃ０Ｎ
ＴによりＢＰＩ〜ＢＰ５の各出力に応じてそれぞれの振
幅位相係数器ＣＯＥ　］〜Ｃ０Ｅ５の振幅及び位相定数
がアダプティブに制御されるように構成されている。

そして上記各ディジタルフィルタ群において、それぞれ
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタＬＰ４．ＢＰ５の単位遅延素子一
段当りの遅延時間ｎＴが入力信号のサンプリング時間間
隔Ｔ以下に設定され、かつそれぞれのフィルタの番号が
一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間がＡＢ　（Ａ＞ｌ、Ｂｏｏ）倍となり、かつあ
る番号のローパス特性のディジタルフィルタの単位遅延
素子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス
特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅
延時間の整数倍で動作するようになっている。

更にアダプティブ制御回路Ｃ０ＮＴはバンドパス特性の
ディジタルフィルタの各出力ＢＰ１〜ＢＰ５を帯域の成
分の検波器ＤＥＴで検波することにより、例えばＢＰｌ
とＢＦ２、ＢＦ２、ＢＦ２とＢＦ２の３帯域内成分に分
離し、それぞれの帯域内の成分に応じてマイクロプロセ
ッサＰＲＯＣが各振幅位相係数器Ｃ０Ｅ１〜Ｃ０Ｅ５の
振幅及び位相の係数を演算し、その演算結果に応答して
制御信号発生回路ＣＯＭが所定の制御信号を上記各係数
器に送ってそれぞれの係数を制御する。

なお、上記係数器は、例えば、第５図に示す如く、ＲＡ
Ｍと乗算器ＭＵＬとから成り、ＲＡＭには各係数がセッ
トされていて、前記制御信号に応答してこのＲＡＭより
係数を取り出すタイミングのオフセットによりその位相
を変化させ、また取り出された係数を乗算器ＭＵＬでＢ
ＰＩ〜ＢＰ５の各出力に乗算することにより振幅を変化
させており、上記ＲＡＭは、バンドパス特性のディジタ
ルフィルタのＲＡ　Ｍと共用させることも可能である。

この実施例では上述の如く各係数をＢＰＩ〜ＢＰ５の出
力に応じて変化させて各係数器の出力を変化させている
が、第１図の構成では帰還がかかることはなく、系は安
定である。

さて、上述した構成のオクターブ多重フィルタにおいて
、入力端子ＩＮに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器Ａ
／Ｄによりサンプリング周波数ｆ、（サンプリングレー
ト１　／　ｆ　ｏｓｅｃ）でＡ−Ｄ変換され、ローパス
特性及びバンドパス特性の最大番号のディジタルフィル
タＬＰ４．ＢＰ５に加えられる、このフィルタ、例えば
ＬＰ４はそれを構成する遅延素子−段当りの遅延時間が
１／ｆ、２−’Ｓｅｅである６通常この構成のディジタ
ルフィルタはクロック周波数をｆ０２−’Ｈｚとして使
用され、入力信号のサンプリング周波数もｆ０２−’Ｈ
ｚｋして使用される。しかるに上記ディジタルフィルタ
はクロック周波数と上記サンプリング周波数が異なるた
め、このままでは目的とする処理ができない。このため
まず前述のように単位遅延時間を１／ｆ０２−’ｓｅｅ
としてＦＩＲ型フィルタの係数を定め、次に実際のサン
プリング間隔１／ｆ、ｓｅｅの入力信号に対し、クロッ
ク周波数をｆ、Ｈｚにし。

かつその係数のままその単位遅延素子一段当りの遅延時
間ｎＴ＝１／ｆ、２−’ｓｅｃとなるように設定する。

同様にして他の段のディジタルフィルタも設定する。

各ディジタルフィルタＢＰ５〜ＢＰＩ及びＬＰ４〜ＬＰ
Ｉの特性は第６図（ａ）〜（ｉ）のようになっており、
順次帯域が狭められて行くそれぞれのローパス特性のデ
ィジタルフィルタＬＰ４〜ＬＰ１の出力信号に、ＢＰ５
〜ＢＰＩの各バンドパス特性及び各係数器の係数が乗算
され、第６図（ｊ）に示すような目的の出力が得られる
。

［発明の効果コ 以上説明した所から明らかなように本発明によれば、上
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、しかも振
幅と位相を独立に指定できると共に各ディジタルフィル
タ間の干渉を任意に小さくすることができる。

特に位相と振幅を入力信号に応じてアダプティブに制御
する構成となっているので、下記の効果が得られる。

一つは振幅特性をアダプティブに変化させることにより
アナログの磁気テープシステム用のノイズ低減システム
と等価なシステムを容易に構成できる。

他は位相をアダプティブに変化させることにより急激な
変化をする入力信号の立上り特性等の波形整形、補償等
ができる。

かくしてこれらの効果を組合せれば、係数演算プログラ
ムを種々用意することにより、種々のノイズ低減、エン
ハンサ−等のシステムに対応でき、更には自動音場補正
、サラウンド音場等の特殊な効果、機能をもたせること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図。 第２図はアダプティブ制御回路の一構成例を示すブロッ
ク図、第３図は上記実施例に用いられるＦＩＲ型フィル
タの一構成例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、
第５図は係数器の一構成例を示す図、第６図は上記実施
例における各ディジタルフィルタの出力特性図である。 ＬＰＩ〜ＬＰ４・・・ローパス特性を有するディジタル
フィルタ、 ＢＰＩ〜ＢＰ５・・・バンドパス特性を有するディジタ
ルフィルタ Ｃ０Ｅ１〜Ｃ０Ｅ５・・・振幅位相係数器、Ｄ・・・加
算回路、 Ｃ０ＮＴ・・・アダプティブ制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力信号のサンプリング時間間隔に対し、そのサンプリ
   ング時間間隔をクロックとして動作する複数のバンドパ
   ス特性及びローパス特性のディジタルフィルタ群が設け
   られ、ローパス特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ
   直列に接続され、バンドパス特性のディジタルフィルタ
   はそれぞれ並列に接続され、ローパス特性のそれぞれの
   ディジタルフィルタの出力信号がバンドパス特性の各デ
   ィジタルフィルタに与えられかつそれぞれの出力信号が
   振幅位相係数器を介して加算されて取り出されるように
   なっており、各フィルタ群のそれぞれのフィルタに接続
   順につけられた番号のうち、最大番号のディジタルフィ
   ルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入力信号のサ
   ンプリング時間間隔以下に設定され、それぞれのフィル
   タ群においてフィルタの番号が一つ減少する毎に該フィ
   ルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がＡ＾Ｂ（Ａ＞
   １、Ｂ＞０）倍となり、かつある番号のローパス特性の
   ディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間
   がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタルフィル
   タの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍で動作す
   るようになっており、各バンドパス特性のディジタルフ
   ィルタの出力信号に応じて前記各振幅位相系数器の振幅
   位相定数を制御する制御手段を備えたことを特徴とする
   オクターブ多重フィルタ。