JPH0728198B2 - オクタ−ブ多重フイルタ - Google Patents
オクタ−ブ多重フイルタInfo
- Publication number
- JPH0728198B2 JPH0728198B2 JP19403986A JP19403986A JPH0728198B2 JP H0728198 B2 JPH0728198 B2 JP H0728198B2 JP 19403986 A JP19403986 A JP 19403986A JP 19403986 A JP19403986 A JP 19403986A JP H0728198 B2 JPH0728198 B2 JP H0728198B2
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- JP
- Japan
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- filter
- digital
- amplitude
- characteristic
- digital filters
- Prior art date
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は複数のバンドパス特性及びローパス特性のディ
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タに関する。
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タに関する。
［発明の概要］ 直列に接続されたローパス特性を有するディジタルフィ
ルタ群のそれぞれのフィルタ出力が、並列に接続された
バンドパス特性を有するディジタルフィルタ群のそれぞ
れのフィルタに与えられ、該フィルタの出力が振幅位相
系数器を介して加算されて取り出されるようになってお
り、上記各振幅位相係数器の振幅及び位相定数がそれぞ
れの入力に応じてアダプティブに制御されるように構成
されたオクターブ多重フィルタで、周波数領域で広帯域
にわたり、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定できる
ようになっている。
ルタ群のそれぞれのフィルタ出力が、並列に接続された
バンドパス特性を有するディジタルフィルタ群のそれぞ
れのフィルタに与えられ、該フィルタの出力が振幅位相
系数器を介して加算されて取り出されるようになってお
り、上記各振幅位相係数器の振幅及び位相定数がそれぞ
れの入力に応じてアダプティブに制御されるように構成
されたオクターブ多重フィルタで、周波数領域で広帯域
にわたり、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定できる
ようになっている。
［従来の技術］ 従来のディジタルフィルタは等時間間隔の離散的なサン
プル値を処理するため、所定クロック周波数で動作する
ようになっているので、周波数領域での特性の指定は等
周波数間隔で行われていた。
プル値を処理するため、所定クロック周波数で動作する
ようになっているので、周波数領域での特性の指定は等
周波数間隔で行われていた。
このため広帯域にわたり対数的間隔で特性を指定する従
来のフィルタとしては、複数のアナログフィルタを組合
せて実現しているに過ぎなかった。
来のフィルタとしては、複数のアナログフィルタを組合
せて実現しているに過ぎなかった。
［発明が解決しようとする問題点］ 前者のディジタルフィルタは上述したように等周波数間
隔での特性指定方式をとるため、低域の分解能が粗過ぎ
る一方、高域の分解能が必要以上に細か過ぎ、広帯域化
は非常に困難である。
隔での特性指定方式をとるため、低域の分解能が粗過ぎ
る一方、高域の分解能が必要以上に細か過ぎ、広帯域化
は非常に困難である。
一般にオーディオ機器の特性の評価あるいは指定は周波
数領域で対数間隔で行われるため、従来のディジタルフ
ィルタ、例えばFIR型（有限インパルス応答型）フィル
タを用いる場合、上述した理由で低域では精度の良い特
性を指定できず、高域では逆に必要以上の高精度の特性
指定となってしまい、回路実現上、非常に能率が悪かっ
た。特に従来のFIR型フィルタでグラフィックイコライ
ザのような複雑な周波数特性のものを実現しようとする
場合、かかる制約は免れ得ず、実際にもFIR型フィルタ
を用いたグラフィックイコライザはまだ実用化されてい
ない。
数領域で対数間隔で行われるため、従来のディジタルフ
ィルタ、例えばFIR型（有限インパルス応答型）フィル
タを用いる場合、上述した理由で低域では精度の良い特
性を指定できず、高域では逆に必要以上の高精度の特性
指定となってしまい、回路実現上、非常に能率が悪かっ
た。特に従来のFIR型フィルタでグラフィックイコライ
ザのような複雑な周波数特性のものを実現しようとする
場合、かかる制約は免れ得ず、実際にもFIR型フィルタ
を用いたグラフィックイコライザはまだ実用化されてい
ない。
これに対し後者のフィルタはアナログのアクティブフィ
ルタの加算あるいは乗算方式をとるため、フィルタ間の
干渉があったり、位相と振幅を独立に指定することが困
難であった。特にその位相特性は任意に指定することが
非常に困難であった。
ルタの加算あるいは乗算方式をとるため、フィルタ間の
干渉があったり、位相と振幅を独立に指定することが困
難であった。特にその位相特性は任意に指定することが
非常に困難であった。
本発明の目的はこのような従来技術の問題点を解決する
ため、周波数領域で広帯域にわたり対数的に均一な間隔
で特性を指定できるオクターブ多重フィルタを提供する
にある。
ため、周波数領域で広帯域にわたり対数的に均一な間隔
で特性を指定できるオクターブ多重フィルタを提供する
にある。
［問題点を解決するための手段］ 本発明のオクターブ多重フィルタは上記目的を達成する
ため、入力信号のサンプリング時間間隔に対し、その時
間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性とロー
パス特性のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパス
特性のディジタル群はそれぞれ直列に接続され、バンド
パス特性のディジタルフィルタはそれぞれ並列に接続さ
れ、ローパス特性のそれぞれのディジタルフィルタの出
力信号がバンドパス特性の各ディジタルフィルタに与え
られかつそれぞれの出力信号が振幅位相係数器を介して
加算されて取り出されるようになっており、各フィルタ
群のそれぞれのフィルタに接続順につけられた番号のう
ち、最大番号のディジタルフィルタの単位遅延素子一段
当りの遅延時間が入力信号のサンプリング時間間隔以下
に設定され、それぞれのフィルタ群においてフィルタ番
号が一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある
番号のローパス特性のディジタルフィルタの単位遅延素
子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特
性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間の整数倍で動作するようになっており、各バンドパ
ス特性のディジタルフィルタの出力信号に応じて前記各
振幅位相係数器の振幅位相定数を制御する制御手段を備
えたことを特徴とする。
ため、入力信号のサンプリング時間間隔に対し、その時
間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性とロー
パス特性のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパス
特性のディジタル群はそれぞれ直列に接続され、バンド
パス特性のディジタルフィルタはそれぞれ並列に接続さ
れ、ローパス特性のそれぞれのディジタルフィルタの出
力信号がバンドパス特性の各ディジタルフィルタに与え
られかつそれぞれの出力信号が振幅位相係数器を介して
加算されて取り出されるようになっており、各フィルタ
群のそれぞれのフィルタに接続順につけられた番号のう
ち、最大番号のディジタルフィルタの単位遅延素子一段
当りの遅延時間が入力信号のサンプリング時間間隔以下
に設定され、それぞれのフィルタ群においてフィルタ番
号が一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある
番号のローパス特性のディジタルフィルタの単位遅延素
子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特
性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間の整数倍で動作するようになっており、各バンドパ
ス特性のディジタルフィルタの出力信号に応じて前記各
振幅位相係数器の振幅位相定数を制御する制御手段を備
えたことを特徴とする。
［作用］ 本発明の上述した構成のオクターブ多重フィルタにおい
て、ローパス特性の各ディジタルフィルタの出力信号は
直列に該それぞれのフィルタを通過することによって順
次帯域が狭められてゆくと共に夫々のローパス出力信号
にバンドパス特性が乗算されて振幅位相係数器に与えら
れ、各信号の振幅及び位相がアダプティブに制御され
る。
て、ローパス特性の各ディジタルフィルタの出力信号は
直列に該それぞれのフィルタを通過することによって順
次帯域が狭められてゆくと共に夫々のローパス出力信号
にバンドパス特性が乗算されて振幅位相係数器に与えら
れ、各信号の振幅及び位相がアダプティブに制御され
る。
［発明の実施例］ 以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（５オク
ターブ）の一実施例を示す。同図において、INは入力端
子、OUTは出力端子、A/DはＡ−Ｄ変換器、D/AはＤ−Ａ
変換器、LPFは通常のアナログタイプのローパスフィル
タ、LP1〜LP4は例えばFIR型フィルタを用いて成るロー
パス特性を有するディジタルフィルタ、BP1〜BP5は同様
のフィルタを用いて成るバンドパス特性を有するディジ
タルフィルタ、Ｄは加算回路、COE1〜COE5は振幅位相係
数器、CONTはアダプティブ制御回路である。
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（５オク
ターブ）の一実施例を示す。同図において、INは入力端
子、OUTは出力端子、A/DはＡ−Ｄ変換器、D/AはＤ−Ａ
変換器、LPFは通常のアナログタイプのローパスフィル
タ、LP1〜LP4は例えばFIR型フィルタを用いて成るロー
パス特性を有するディジタルフィルタ、BP1〜BP5は同様
のフィルタを用いて成るバンドパス特性を有するディジ
タルフィルタ、Ｄは加算回路、COE1〜COE5は振幅位相係
数器、CONTはアダプティブ制御回路である。
アダプティブ制御回路CONTは例えば第２図に示す如く構
成される。同図において、DETは帯域の成分の検波器、P
ROCはマイクロプロセッサ、COMは制御信号発生回路であ
る。
成される。同図において、DETは帯域の成分の検波器、P
ROCはマイクロプロセッサ、COMは制御信号発生回路であ
る。
而して前記FIR型フィルタは第３図に示す如く遅延素子S
R、係数乗算器ML、加算器ADから成り、第４図に示すDFT
（離散型フーリエ変換）の手法により目的とする周波数
特性が得られるように係数乗算器MLの係数a-5〜a6を設
定してある。
R、係数乗算器ML、加算器ADから成り、第４図に示すDFT
（離散型フーリエ変換）の手法により目的とする周波数
特性が得られるように係数乗算器MLの係数a-5〜a6を設
定してある。
第４図（ａ）は目的とする周波数特性（ローパス特性）
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
このような構成のバンドパス特性及びローパス特性を有
するディジタルフィルタ群BP1〜BP5、LP1〜LP4から構成
され、ローパス特性を有するディジタルフィルタ群LP1
〜LP4はそれぞれ直列に接続され、バンドパス特性を有
するディジタルフィルタ群BP1〜BP5はそれぞれ並列に接
続されていて、LP1〜LP4の各出力はBP1〜BP5のそれぞれ
に与えられ、BP1〜BP5の各出力は振幅位相係数器COE1〜
COE5を介して加算回路Ｄで加算されて取り出されかつア
ダプティブ制御回路CONTにも与えられ、該回路CONTによ
りBP1〜BP5の各出力に応じてそれぞれの振幅位相係数器
COE1〜COE5の振幅及び位相定数がアダプティブに制御さ
れるように構成されている。
するディジタルフィルタ群BP1〜BP5、LP1〜LP4から構成
され、ローパス特性を有するディジタルフィルタ群LP1
〜LP4はそれぞれ直列に接続され、バンドパス特性を有
するディジタルフィルタ群BP1〜BP5はそれぞれ並列に接
続されていて、LP1〜LP4の各出力はBP1〜BP5のそれぞれ
に与えられ、BP1〜BP5の各出力は振幅位相係数器COE1〜
COE5を介して加算回路Ｄで加算されて取り出されかつア
ダプティブ制御回路CONTにも与えられ、該回路CONTによ
りBP1〜BP5の各出力に応じてそれぞれの振幅位相係数器
COE1〜COE5の振幅及び位相定数がアダプティブに制御さ
れるように構成されている。
そして上記各ディジタルフィルタ群において、それぞれ
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタLP4,BP5の単位遅延素子一段当り
の遅延時間nTが入力信号のサンプリング時間間隔Ｔ以下
に設定され、かつそれぞれのフィルタの番号が一つ減少
する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間
がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のローパ
ス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタ
ルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍
で動作するようになっている。
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタLP4,BP5の単位遅延素子一段当り
の遅延時間nTが入力信号のサンプリング時間間隔Ｔ以下
に設定され、かつそれぞれのフィルタの番号が一つ減少
する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間
がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のローパ
ス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタ
ルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍
で動作するようになっている。
更にアダプティブ制御回路CONTはバンドパス特性のディ
ジタルフィルタの各出力BP1〜BP5を帯域の成分の検波器
DETで検波することにより、それぞれの帯域内の成分に
応じてマイクロプロセッサPROCが各振幅位相係数器COE1
〜COE5の振幅及び位相の係数を演算し、その演算結果に
応答して制御信号発生回路COMが所定の制御信号を上記
各係数器に送ってそれぞれの係数を制御する。
ジタルフィルタの各出力BP1〜BP5を帯域の成分の検波器
DETで検波することにより、それぞれの帯域内の成分に
応じてマイクロプロセッサPROCが各振幅位相係数器COE1
〜COE5の振幅及び位相の係数を演算し、その演算結果に
応答して制御信号発生回路COMが所定の制御信号を上記
各係数器に送ってそれぞれの係数を制御する。
なお、上記係数器は、例えば、第５図に示す如く、RAM
と乗算器MULと遅延素子SRとから成り、RAMには各係数が
セットされていて、前記制御信号に応答してこの遅延素
子SRより出力を取り出すタイミングのオフセットにより
その位相を変化させ、またRAMより取り出された係数を
乗算器MULでBP1〜BP5の各出力に乗算することにより振
幅を変化させており、上記遅延素子はバンドパス特性の
ディジタルフィルタのRAMと共用させることも可能であ
る。この実施例では上述の如く各係数をBP1〜BP5の出力
に応じて変化させて各係数器の出力を変化させている
が、第１図の構成では帰還がかかることはなく、系は安
定である。
と乗算器MULと遅延素子SRとから成り、RAMには各係数が
セットされていて、前記制御信号に応答してこの遅延素
子SRより出力を取り出すタイミングのオフセットにより
その位相を変化させ、またRAMより取り出された係数を
乗算器MULでBP1〜BP5の各出力に乗算することにより振
幅を変化させており、上記遅延素子はバンドパス特性の
ディジタルフィルタのRAMと共用させることも可能であ
る。この実施例では上述の如く各係数をBP1〜BP5の出力
に応じて変化させて各係数器の出力を変化させている
が、第１図の構成では帰還がかかることはなく、系は安
定である。
さて、上述した構成のオクターブ多重フィルタにおい
て、入力端子INに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器A/
Dによりサンプリング周波数f0（サンプリングレート1/f
0sec）でＡ−Ｄ変換され、ローパス特性及びバンドパス
特性の最大番号のディジタルフィルタLP4,BP5に加えら
れる。このフィルタ、例えばBP1はそれを構成する遅延
素子一段当りの遅延時間が1/f02-4secである。通常この
構成のディジタルフィルタはクロック周波数をf02-4Hz
として使用され、入力信号のサンプリング周波数もf02
-4Hzとして使用される。しかるに上記ディジタルフィル
タはクロック周波数と上記サンプリング周波数が異なる
ため、このままでは目的とする処理ができない。このた
めまず前述のように単位遅延時間を1/f02-4secとしてFI
R型フィルタの係数を定め、次に実際のサンプリング間
隔1/f0secの入力信号に対し、クロック周波数をf0Hzに
し、かつその係数のままその単位遅延素子一段当りの遅
延時間nT＝1/f02-4secとなるように設定する。同様にし
て他の段のディジタルフィルタも設定する。
て、入力端子INに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器A/
Dによりサンプリング周波数f0（サンプリングレート1/f
0sec）でＡ−Ｄ変換され、ローパス特性及びバンドパス
特性の最大番号のディジタルフィルタLP4,BP5に加えら
れる。このフィルタ、例えばBP1はそれを構成する遅延
素子一段当りの遅延時間が1/f02-4secである。通常この
構成のディジタルフィルタはクロック周波数をf02-4Hz
として使用され、入力信号のサンプリング周波数もf02
-4Hzとして使用される。しかるに上記ディジタルフィル
タはクロック周波数と上記サンプリング周波数が異なる
ため、このままでは目的とする処理ができない。このた
めまず前述のように単位遅延時間を1/f02-4secとしてFI
R型フィルタの係数を定め、次に実際のサンプリング間
隔1/f0secの入力信号に対し、クロック周波数をf0Hzに
し、かつその係数のままその単位遅延素子一段当りの遅
延時間nT＝1/f02-4secとなるように設定する。同様にし
て他の段のディジタルフィルタも設定する。
各ディジタルフィルタBP5〜BP1及びLP4〜LP1の特性は第
６図（ａ）〜（ｉ）のようになっており、順次帯域が狭
められて行くそれぞれのローパス特性のディジタルフィ
ルタLP4〜LP1の出力信号に、BP5〜BP1の各バンドパス特
性及び各係数器の係数が乗算され、第６図（ｊ）に示す
ような目的の出力が得られる。
６図（ａ）〜（ｉ）のようになっており、順次帯域が狭
められて行くそれぞれのローパス特性のディジタルフィ
ルタLP4〜LP1の出力信号に、BP5〜BP1の各バンドパス特
性及び各係数器の係数が乗算され、第６図（ｊ）に示す
ような目的の出力が得られる。
［発明の効果］ 以上説明した所から明らかなように本発明によれば、上
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、しかも振
幅と位相を独立に指定できると共に各ディジタルフィル
タ間の干渉を任意に小さくすることができる。
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、しかも振
幅と位相を独立に指定できると共に各ディジタルフィル
タ間の干渉を任意に小さくすることができる。
特に位相と振幅を入力信号に応じてアダプティブに制御
する構成となっているので、下記の効果が得られる。
する構成となっているので、下記の効果が得られる。
一つは振幅特性をアダプティブに変化させることにより
アナログの磁気テープシステム用のノイズ低減システム
と等価なシステムを容易に構成できる。
アナログの磁気テープシステム用のノイズ低減システム
と等価なシステムを容易に構成できる。
他は位相をアダプティブに変化させることにより急激な
変化をする入力信号の立上り特性等の波形整形、補償等
ができる。
変化をする入力信号の立上り特性等の波形整形、補償等
ができる。
かくしてこれらの効果を組合せれば、係数演算プログラ
ムを種々用意することにより、種々のノイズ低減、エン
ハンサー等のシステムに対応でき、更には自動音場補
正、サラウンド音場等の特殊な効果、機能をもたせるこ
とができる。
ムを種々用意することにより、種々のノイズ低減、エン
ハンサー等のシステムに対応でき、更には自動音場補
正、サラウンド音場等の特殊な効果、機能をもたせるこ
とができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるFIR型フィルタの一構成
例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は係
数器の一構成例を示す図、第６図は上記実施例における
各ディジタルフィルタの出力特性図である。 LP1〜LP4……ローパス特性を有するディジタルフィル
タ、 BP1〜BP5……バンドパス特性を有するディジタルフィル
タ COE1〜COE5……振幅位相係数器、 Ｄ……加算回路、 CONT……アダプティブ制御回路。
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるFIR型フィルタの一構成
例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は係
数器の一構成例を示す図、第６図は上記実施例における
各ディジタルフィルタの出力特性図である。 LP1〜LP4……ローパス特性を有するディジタルフィル
タ、 BP1〜BP5……バンドパス特性を有するディジタルフィル
タ COE1〜COE5……振幅位相係数器、 Ｄ……加算回路、 CONT……アダプティブ制御回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−126309（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−155607（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−155608（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−172808（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号のサンプリング時間間隔に対し、
そのサンプリング時間間隔をクロックとして動作する複
数のバンドパス特性及びローパス特性のディジタルフィ
ルタ群が設けられ、ローパス特性のディジタルフィルタ
群はそれぞれ直列に接続され、バンドパス特性のディジ
タルフィルタはそれぞれ並列に接続され、ローパス特性
のそれぞれのディジタルフィルタの出力信号がバンドパ
ス特性の各ディジタルフィルタに与えられかつそれぞれ
の出力信号が振幅位相係数器を介して加算されて取り出
されるようになっており、各フィルタ群のそれぞれのフ
ィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号のデ
ィジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が
入力信号のサンプリング時間間隔以下に設定され、それ
ぞれのフィルタ群においてフィルタの番号が一つ減少す
る毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が
AB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のローパス
特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅
延時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタル
フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍で
動作するようになっており、各バンドパス特性のディジ
タルフィルタの出力信号に応じて前記各振幅位相係数器
の振幅位相定数を制御する制御手段を備えたことを特徴
とするオクターブ多重フィルタ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19403986A JPH0728198B2 (ja) | 1986-08-21 | 1986-08-21 | オクタ−ブ多重フイルタ |
| US06/943,448 US4779217A (en) | 1985-12-27 | 1986-12-16 | Octave multiple filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19403986A JPH0728198B2 (ja) | 1986-08-21 | 1986-08-21 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6351713A JPS6351713A (ja) | 1988-03-04 |
| JPH0728198B2 true JPH0728198B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=16317917
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19403986A Expired - Lifetime JPH0728198B2 (ja) | 1985-12-27 | 1986-08-21 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0728198B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4018612C2 (de) * | 1990-06-11 | 2003-04-30 | Audi Ag | Ansaugsystem für eine Mehrzylinder-Brennkraftmaschine |
-
1986
- 1986-08-21 JP JP19403986A patent/JPH0728198B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6351713A (ja) | 1988-03-04 |
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