KR100374395B1

KR100374395B1 - 디지탈화된신호용등화장치

Info

Publication number: KR100374395B1
Application number: KR1019960033135A
Authority: KR
Inventors: 맨크호프 안드레아스
Original assignee: 미크로나스 게엠베하
Priority date: 1995-08-12
Filing date: 1996-08-09
Publication date: 2003-05-09
Also published as: EP0758817B1; EP0758817A1; US5714918A; JPH09167944A; DE59509450D1; KR970013681A; JP4259626B2

Abstract

n 개의 주파수 영역(ni)을 갖는 디지털화된 신호용 등화 장치에서, n-1 개의 캐스케이드 필터 회로(Fi; F1, F2)는 디지털 저역 통과 필터(tp)와 디지털 고역 통과 필터(hp)로 구성된 병렬 회로를 포함하고, 상기 필터들의 주파수 응답 특성은 상보형 전달 함수에 의해 연결되며, 소망하는 진폭 응답 특성(v)은 디지털 고역 통과 필터(hp) 및 저역 통과 필터(tp)의 출력을 가중시킴으로써 관련된 필터 회로(Fi; F1, F2)에 인접한 주파수 영역(fb1, fb2)의 진폭에서의 증가 또는 감소를 통해 실행되며, 제어 유닛(st)은 정보로서 소망하는 진폭 응답 특성(v)을 포함하는 등화 장치의 제어 신호(eq)로부터 각각의 가중치를 형성한다.

Description

디지털화된 신호용 등화 장치

본 발명은 인가된 신호가 미리 결정된 한계 내에서 그 진폭이 임의로 조절될 수 있는 다수의 인접한 주파수 영역을 갖는 디지털화된 신호용의 등화 장치에 관한 것이다. 이러한 회로는 오디오 장치의 음량 조절기로서 다소 복잡한 형태로 사용된다. 초기에, 이들 장치는 아날로그 신호만을 처리하였다. 등화 장치는 가변적이고, 주파수에 의존하는 레벨 제어가 요구되는 경우에 사용된다. 비디오 신호 영역에서, 예컨데 등화 장치는 특정 비디오-주파수 영역의 크기를 증가시키거나 감소시킴으로써 이미지 전송 시스템의 성능 또는 이미지를 향상시킨다. 신호 처리 회로의 디지털화가 증가함에 따라, 이러한 등화 장치도 디지털 기술에 의해 실행된다. 복잡하고 고가인 해결책은 인가된 디지털 신호를 다수의 디지털 대역 통과 필터에 의해 개별 주파수 영역으로 분할하고 대역 통과 필터된 신호의 개별 증폭에 의해 소망하는 진폭 응답을 생성하는 디지털 필터 뱅크이다. 이러한 디지털 등화 장치용 가변 대역 통과 필터를 갖는 필터 뱅크는 예컨대, 1987년 1월 No. 1의 Vol. ASSP-35에 음향, 스피치 및 신호 처리에 관한 IEEE 보고서의 P.A. 리갈리아(Regalia) 및 S.K. 미트라(Mitra)에 의한 논문의 118쪽 내지 120쪽, "동조된 디지털 주파수 응답 등화 필터"에 설명되어 있다. 여기에 사용되는 대역 통과 필터의 대역폭 및 기울기 경사도는 등화 장치에 요구되는 필요 조건을 따르는 각각의 필터 차수(filter order)및 양호도(quality factor; Q)에 의해 결정된다. 그 다음에, 주파수 응답에 대한 소망하는 변형은 개별 대역 통과 필터의 응답을 증가시키거나 감소시킴으로써 실현된다.

상기 유형의 등화 장치와 관련된 어려움은 일반적으로 사용되는 대역 통과 필터의 불만족스런 선택도(selectivity)에 기인한다. 예컨대, 개별 대역 통과 필터의 대역폭은 상대적으로 좁게, Q는 상대적으로 크게[도 2에서 Q=0.8인 곡선(vb) 참고] 선택되는 경우에, 인접 대역 통과 필터의 응답의 상호 오버랩(overlap)은 작아진다. 그러나, 두 개의 인접하는 주파수 영역의 크기가 함께 증가하거나 감소하는 경우에, 상기 영역에서 진폭 응답 특성은 평탄하지 않고 중간의 영역에서 바람직하지 못한 딥(dip) 또는 바람직하지 못한 증폭을 나타나는 단점이 발생한다. 개별 대역 통과 필터의 대역폭이 상대적으로 넓고, Q는 상대적으로 작게 선택되는 경우에 [도 2에서 Q=0.2인 (va)], 바람직하지 않은 딥을 피할 수 있다. 그러나, 이 경우에 새로운 단점이 발생한다. 대역 통과 필터의 넓은 대역폭 및 작은 Q에 의하여, Q에 대한 영향은 각 주파수 영역에 더이상 제한되지 않지만 인접 영역에 대해 영향을 미친다. 예컨대 상기 결과는 만일 인접한 대역 통과 필터의 주파수 응답이 공동으로 12 dB까지 증가되면, 큰 오버랩 영역은 2개의 필터 곡선이 겹쳐지는 곳에서 발생하여 상기 오버랩 영역에서 증폭은 상당히 증가된다(도 2의 바람직한 12 dB 대신, 대략 17 dB가 상기 영역에 도달된다). 따라서, 실제로 이들 2 개의 한계 사이의 트레이드 오프(trade-off)가 종래의 등화 장치에 요구된다.

그러나, 매우 많은 계산량과 상당량의 회로가 요구되는 경사 대역 통과 필터를 선택함으로써, 상기 문제는 경감될 수 있다. 멀티미디어 서비스용 퍼스널 컴퓨터 또는 다른 디지털 신호 처리 회로를 포함하는 사용자 섹터에서의 다수의 응용에 있어서, 특히 디지털 신호 처리 회로의 단일 칩 집적화에 적당한 디지털 등화 장치를 위한 효과적이고 저가의 해결책이 요구된다.

본 발명의 목적은 그 주파수 범위가 중간 영역에서 발생하는 오버슈트(ovsrshoot) 또는 갭(gap)이 없이 미리 결정된 진폭 응답 특성에 따라서 가능한 정확한 크기와 가능한 원활한 변화로서 증가 또는 감소될 수 있는 개선된 디지털 등화 장치용 회로를 제공하는 데에 있다.

청구항 1의 특징에 따라, 디지털화된 신호에 대해 n 주파수 영역을 갖는 등화 장치에 대한 상기 목적은 다음과 같이 실현된다.

- n 개 주파수 영역을 갖는 디지털화된 신호용 등화 장치는 소망하는 진폭 응답을 조정할 수 있는 디지털 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터를 포함하는 n-1개의 캐스케이드 필터 회로를 구비하고, 디지털 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터의 선택도 곡선(selectivity curves)의 가장자리(skirt)가 인접한 주파수 사이에서 주파수 한계를 규정한다.

- 각 n-1개의 필터 회로는 신호 흐름 방향에서 1개의 디지털 저역 통과 필터와 1개의 디지털 고역 통과 필터로 구성되는 병렬 회로를 포함하고, 상기 디지털 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터의 각각의 주파수 응답은 상보형 전달 함수에 의해 연결되며, 이들 출력은 결합단을 통해 상호 접속된다.

- 인접한 주파수 영역 사이에서의 상승하는 주파수의 방향의 진폭에 있어서 상대적 증가 및 감소는 디지털 고역 통과 필터 및 저역 통과 필터의 출력을 가중시킴으로써 관련된 필터 회로에서 실현된다.

- 진폭의 상대적 증가에 대해서는 디지털 고역 통과 필터로부터의 출력 신호가 디지털 저역 통과 필터로부터의 출력 신호보다도 큰 가중치로 할당된다.

- 진폭의 상대적 감소에 대해서는 디지털 저역 통과 필터로부터의 출력 신호가 디지털 고역 통과 필터의 출력 신호보다도 큰 가중치로 할당된다.

- 필터 회로의 캐스케이딩에 따라서, 상기 가중치는 공급된 등화 장치의 제어 신호로부터 변형된 제어 신호를 형성하는 제어 유닛에 의해 조정된다.

사용자에 의해 선택된 진폭 응답 특성은 병렬 접속되고 독립적인 대역 통과 필터를 사용하는 종래의 등화 장치 회로에 의해 가능했던 것보다, 상기 등화 장치에 의해 훨씬 더 정확하게 접근할 수 있다. 본 발명에 따른 등화 장치는 상호 의존하는 캐스케이드 필터 회로에 근거한다. 각 필터 회로는 상보형 전달 함수를 갖는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터를 포함하며, 저지 대역 감쇠와 달리 각 필터의 통과 대역 이득은 조정 가능하다. 필터 회로는 캐스케이딩을 통해, 각 주파수 영역의 절대 레벨은 모든 선행 및 후행 필터 회로에 의존한다. 통상적으로, n개의 주파수 대역은 갖는 등화 장치에 있어서, n-1 개의 캐스케이드 필터 회로 또는 캐스케이드 필터 소자가 필요하다. 개별 필터 회로의 상호 의존성은 관련된 알고리즘이 간단하더라도 소망하는 진폭 응답 특성의 조정을 복잡하게 하기 때문에, 이와 같은 방법은 특히, 완전히 수동으로 제어되는 등화 장치에 있어서 적절하지 않다. 그러나, 등화 장치가 단일칩 집적 회로 기술을 사용하여 실현된다면, 소망하는 진폭 응답 특성을 조정하는 단순한 알고리즘은 매우 쉽게 자동화될 수 있다. 즉, 작은 서브프로그램으로서 실행된다.

도 1은 등화 장치용 수동 조정 장치를 개략적으로 도시한 도면.

도 2는 소망하는 주파수 응답 특성 및 소망하지 않는 주파수 응답 특성의 일례를 도시한 도면.

도 3은 도 1 및 도 2에 속하는 주파수 영역을 개략적으로 나타내는 도면.

도 4는 본 발명에 따른 필터 회로의 블록도.

도 5는 도 4의 회로에 대한 몇 개의 진폭 응답 특성을 나타낸 그래프도.

도 6은 2 개의 필터 회로를 갖는 등화 장치의 일 실시예를 나타낸 블록도.

도 7은 도 6의 회로에 대한 몇 개의 진폭 응답 특성도.

도 8은 3 개의 필터 회로를 갖는 등화 장치를 개략적으로 나타내는 도면.

도 9 및 도 10은 도 8의 회로에 대한 몇 개의 진폭 응답 특성도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

Fi: 필터 회로

TP(tp): 저역 통과 필터

HP(hp): 고역 통과 필터

mt, mh: 승산기

ad: 가산기

st: 제어 유닛

본 발명 및 바람직한 실시예는 첨부된 도면을 참조하여 더 상세히 설명되며, 도면에서 동일한 부분 및 동일한 신호는 동일한 참조 부호에 의해 표시된다.

도 1은 오디오 신호용 등화 장치에 사용되는 수동 조정 장치를 개략적으로 도시한다. 상기 장치는 각각 하나의 주파수 영역(ni)에 할당된 6개의 슬라이더 제어부(sr)를 포함한다. 종래의 아날로그 또는 디지털 등화 장치에서, 상기 주파수 영역(ni)은 대역 통과 필터에 의해 결정되는데, 이 필터의 통과 대역 이득은 다른 대역 통과 필터의 독립적 슬라이더 제어부(sr)에 의해 조정될 수 있다. 청각의 감도는 대수적 특성을 가지기 때문에, 동일한 특성이 슬라이더 제어부에 사용됨으로써 통상의 dB 조정이 실현된다. 따라서, 도 1에서 모든 슬라이더 제어부(sr)의 위치는 도 2에 도시된 등화 장치의 소망하는 진폭 응답 특성(vs)에 대응한다.

설명의 명료성을 위하여, 진폭 응답 특성 및 주파수 축은 이하의 모든 도면에 대수적으로 도시되며, 개별적 주파수 영역(ni)은 대수적으로 동일한 폭을 갖는다.

그러나, 반드시 이에 한정될 필요는 없으며, 예컨대 FFT 기술을 사용하여 실행되는 디지털 필터 뱅크의 경우에는 특히 거의 그럴 필요가 없다. 이와 같은 필터 뱅크에서, 개별적 필터 영역(ni)은 일반적으로 절대적 주파수 크기에서 동일한 대역폭을 갖는다. 오디오 신호의 경우에도 대수적 의존도가 지배적인 주파수 효과에 적용되기 때문에, 절대적 주파수 크기에 있어서의 일정한 대역폭은 대역 통과 필터에 바람직하지 않다. 고역 통과 또는 저역 통과 필터를 사용함으로써 개별 주파수 영역(ni)의 주파수 한계는 간단한 방식으로 임의로 미리 설정(preset)될 수 있기 때문에, 전체 주파수 영역의 최적의 분할은 본 발명에 따른 등화 장치에 대해 가능하다. 또한, 일부 필터 회로의 주파수 한계가 가변적인 경우에, 추가적인 자유도를 얻을 수 있다.

도 3은 도 1의 조정 장치로서 조절된 대역 통과 필터에 의해 형성된 1부터 6까지의 6 개의 주파수 영역을 개략적으로 도시한다. 개별 이득은 동일하기 때문에, 진폭 응답 특성(v)은 작은 리플(ripple)을 제외하고는 평탄하다. 대역 통과 필터를 갖는 종래의 등화 장치에 있어서, 상기 평탄한 특성은 0 dB 세팅에 대해서만 적용한다. 모든 다른 레벨에 대해 상기 세팅이 동일하더라도 진폭에서의 증가 또는 감소가 중간 영역에서 발생하기 때문에 적용하지 않는다. 그러나, 본 발명에 따른 등화 장치를 사용하면, 진폭에서의 공동 증가 또는 감소가 상대적 주파수 응답상에 어떠한 영향도 미치지 않으며 중간의 주파수 이득 조정에 대응한다. 오디오 응용에서, 이는 주파수 왜곡이 없는 볼륨 제어에 해당한다. 도 3에서 개별적 필터 영역(ni)는 조금 오버랩한다.

도 2는 도 1에 따른 등화 장치 세팅에 대한 진폭 응답 특성(v)(dB 특징)을 개략적으로 도시한다. 진폭 응답 특성(vb)은 상대적으로 높은 Q=0.8을 갖는 대역 통과 필터에 대응한다. 주파수 영역 2 및 3(도 3 참조)에서 소망하는 12 dB는 최대에 도달하지만 대역 통과 필터의 높은 Q 때문에 상당한 리플이 존재하며, 상기 리플이 주파수 영역 2와 3 사이에 소망하는 진폭 감소를 발생시킨다는 것을 알 수 있다. 진폭 응답 특성(va)은 낮은 Q 대역 통과 필터 즉, Q=0.2인 펄터를 이용함으로써 리플을 피할 수 있다. 그러나, Q가 낮은 결과로, 개별 주파수 영역(ni)은 더 이상 서로 독립적이지 않지만, 인접한 주파수 영역의 원하지 않는 중첩이 발생한다. 따라서, 진폭 응답 특성(va)은 주파수 영역 2와 3 사이에서 설정 레벨 12 dB를 상당히 초과해 17 dB로 상승한다. 도 1의 소망하는 진폭 응답 특성에 매우 근사적인 값은 일점쇄선 라인(vs)에 의해 나타나며, 상기 라인은 주파수 영역 2 및 3에 대해 정확하게 12 dB의 레벨을 가지며, 다른 주파수 영역에 대해 0 dB 값으로 나타나고 이는 부드러우며 좁은 영역에서 이루어진다. 본 발명은 이러한 주파수 응답(vs)을 가능하게 한다.

도 4는 본 발명에 따른 등화 장치용 필터 회로(Fi)의 기본적 구조를 블록도로 나타낸다. 각 필터 회로는 전체 필터 정렬에서 하나의 스테이지를 형성하며, 주파수 한계(fg)를 규정한다. 진폭 응답 특성(v)를 제어하기 위해 상기 필터 회로(Fi)는 저역 통과 필터(tp) 및 고역 통과 필터(hp)의 병렬 결합을 이용함으로써, 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터가 동일한 이득을 가지는 경우에 가능한 평탄한 진폭 응답(v)의 결과를 얻는다. 이는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터의 주파수 응답이 상보형 전달 함수에 의해 연결되는 경우이다. 가장 간단한 경우에, 저역 통과 필터는 전달 함수 h(tp) = g1· (1+z^-1)/2 를 가지며, 고역 통과 필터는 전달 함수 h(hp) = g2· (1+z^-1)/2 를 갖는다. 여기서, 인자 g1,g2 는 가중 인자이다. 상기 인자가 동일한 경우, 즉 g1 = g2 = g 인 경우에, 2 개의 추가 전달 함수의 결합에 대한 이하의 관계식이 성립한다.

h = h(tp) + h(hp)

h = g· (1+z^-1)/2 + g· (1+z^-1)/2 = g

이는 만일 적절한 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터가 병렬로 결합하면 결과적인 진폭 응답 특성은 평탄해지며, 가중 인자(g)가 병렬 회로의 출력에서 디지털 신호의 일정한 이득 레벨이 된다. 따라서, 그 결과로 발생하는 전달 함수(h)는 진폭이 가중 인자에 의해 변할 수 있다는 것을 제외하고 디지털 신호에 어떠한 영향도 받지 않는다.

만일 더 복잡한 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터가 사용되면, 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터의 응답 곡선의 가장자리는 더 급경사가 되며, 전체 진폭 응답 특성은 가중 인자를 변화시키기 않고 최대로 평탄하게 유지된다. 이와 같은 상보형 전달 함수는 P.P Vaidyanathan 에 의한 "Multirate Systems and Filter Banks"의 제 5 장인 "Maximally Decimated Filter Banks"의 188 쪽에서 285 쪽까지에 상세히 설명되어 있다. 상기 제 5 장애 대한 소개, 즉 188 쪽 내지 191 쪽의 섹션 5.0에서 5.02에 설명되어 있는 것과 같이, 예컨대 디지털화된 신호는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터에 의해 주파수가 분할되고 순차적으로 신호의 손실 없이 재결합될 수 있음은 공지되어 있다. 영국 관용어로, 이러한 필터 결합은 "파워 대칭형 필터 뱅크", "파워 상보적 필터 뱅크", "직각 대칭 필터 뱅크(quadrature mirror filter bank)" 또는 약어로 "QMF 뱅크", 또는 "파워 대칭형 QMF 뱅크"라고도 칭해진다. 본 발명에 따른 필터 회로를 사용하지 않는 경우, 등화 장치에서 캐스케이딩의 결과로서 신호에 기인하여 왜곡이 일어나기 때문에 상기 언급된 저술의 필터의 예에서와 같이 샘플링율 변환이 발생한다.

도 4에서, 필터 회로(Fi)는 직접적으로 원래의 입력 신호 또는 이전의 필터 회로(Fi)로부터의 신호인 디지털 신호를 갖는 입력(e1)에서 공급받는다. 대체로, 저역 통과 필터(tp) 또는 고역 통과 필터(hp)의 대역폭은 디지털 신호의 값에 영향을 미치지 않으므로, 통과 대역에서 이득을 0 dB로 가정할 수 있다. 이는 도 5의 진폭 응답 특성(vt, vh)에 해당한다. 상기 저역 통과 또는 고역 통과 필터에서, 신호 크기의 소망하는 증가 또는 감소는 저역 통과 필터(tp) 뒤에 있는 승산기(mt) 및 고역 통과 필터(hp) 뒤에 오는 승산기(mh)에 의해 실현된다. 각각의 승산 계수 입력에 승산 계수 즉, 저역 통과 브랜치를 위한 승산 계수(kt) 및 고역 통과 브랜치를 위한 승산 계수(kh)로서 가중 인자(g1, g2)가 공급된다. 물론, 필터 회로(Fi)는 하드웨어, 소프트웨어 또는 상기 2 가지를 합한 형태로 실행될 수 있다. 또한, 각 통과 대역에서 진폭 응답 특성(V)이 더이상 0 dB가 아닌 각각 승산 계수(kt, kh)에 해당하는 경우에, 승산기(mt, mh)는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터의 일부분을 각각 형성할 수 있다. 도 4에서 저역 통과 및 고역 통과 신호 브랜치의 출력은 결합 스테이지[가장 간단한 경우 가산기(ad)]에 의해 재결합된다. 상기 재결합된 필터의 출력 신호는 출력(ao)에 나타나며, 다음 필터 회로(Fi)에 공급되거나데이타 또는 등화 장치의 신호 출력에 전달된다.

P.P Vaidyanathan의 상기 언급된 저술로부터 제 3.6 장인 "전역 통과 필터를 기반한 IIR 필터(IIR Filters Based on two Allpass Filters)"의 84 쪽에서 99 쪽까지에서, 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터의 상보형 전달 함수를 실행하는데 특히 적절한 디지털 QMF 뱅크가 공지되어 있다. 상기 디지털 QMF 뱅크는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터 대신에 입력단에 병렬로 접속된 2개의 필터 부회로를 포함하는데, 상기 2 개의 필터 부회로의 출력은 저역 통과 신호 및 고역 통과 신호를 획득하기 위해 각각 가산 및 감산된다. 2 개의 필터 회로 각각은 디지털 전역 통과 필터로 구성되지만, 이들 필터는 서로 다른 위상 응답을 갖는다. 제2 필터 부회로의 출력이 관련된 가산기의 전방에서 무효화되어야만 하는 경우에 2 개의 출력 신호를 감산하는 대신 가산하는 것도 실행될 수 있다. 전역 통과 필터와 함께 상보형 저역 통과/고역 통과 필터 쌍의 실행은 상보형 고역 통과 필터를 획득하기 위해 저역 통과 필터에 대한 산술 연산이 신호 감산으로 보충되어야만 하기 때문에 특히 간단하다. 따라서, 만일 이러한 전역 통과 필터가 등화 장치에 사용된다면 저역 통과 필터만이 실제적으로 계산되어야 하며, 또한 실행하기에 용이하다. 종래의 등화 장치는 순수 대역 통과 필터를 요구하며, 상기 필터의 계산은 실제적으로 비교되는 양에서 더 복잡하다. 저역 통과 및 고역 통과 브랜치에서의 신호는 가산기와 감산기 또는 2 개의 가산기 뒤에 오는 각 승산기에 의해 가중된다.

도 5는 저역 통과 필터(tp)의 진폭 응답 특성(vt) 및 고역 통과 필터(hp)의 진폭 응답 특성(vh)을 개략적으로 나타낸다. 저역 통과 필터에 있어서, 가중 인자g1 = +6 dB, +3 dB 및 -3 dB인 경우의 추가적인 진폭 응답 특성이 도시된다. 관련된 주파수 한계(fg)는 전체 주파수 영역을 제1 주파수 영역 즉, 낮은 주파수 영역(fb1) 및 제2 주파수 영역 즉, 높은 주파수 영역(fb2)로 분할하며, 상기 제1 주파수 영역(fb1)은 저역 통과 필터(tp)의 통과 대역에 할당되고 상기 제2 주파수 영역(fb2)는 고역 통과 필터(hp)의 통과 대역에 할당된다. +6 dB만큼 증폭된 저역 통과신호의 예에서, 관련된 진폭 응답 특성(vt')은 증폭되지 않은 고역 통과 필터의 진폭 응답 특성(vh)과 결합되어 진폭 응답 특성(vr)을 얻는다. 상기 결합된 진폭 응답 특성은 제1 주파수 영역(fb1)에서 +6 dB의 레벨을 가지며, 제 2 주파수 영역(fb2)에서 0 dB의 레벨을 갖는다. 상기 응답 곡선의 가장자리는 원래의 주파수 한계(fg)로부터 보다 높은 주파수 방향으로 약간 시프트된다.

도 5로부터, 2 개의 주파수 영역(ni)의 레벨이 단일 필터 회로(Fi)로 제어될 수 있음을 알 수 있다. 저역 통과 신호 브랜치에서의 레벨 증가 및 감소는 제1 주파수 영역(fb1)의 레벨에 영향을 미치며, 고역 통과 필터(hp)의 레벨 증가 및 감소는 제2 주파수 영역(fb2)의 레벨에 영향을 미친다. 따라서, 어떤 소망하는 진폭 응답 특성은 몇 개의 필터 회로(Fi)의 숙련된 결합에 의해 설정될 수 있다.

도 6은 본 발명에 따라 1에서 3까지의 3개의 주파수 영역(ni)에 대한 등화 장치의 전체 블록도이다. 3개의 주파수 영역(ni)은 직렬 접속되며 각각 저역 통과 필터(tp1, tp2) 및 고역 통과 필터(hp1, hp2)를 포함하는 2 개의 필터 회로(F1, F2)를 요구한다. 제1 필터 회로(F1)의 입력은 등화 장치의 데이타 입력(E)에 접속되며, 제2 필터 회로(F2)의 출력은 등화 장치의 데이타 출력(A)에 접속된다. 등화장치의 조정 장치(q)는, 예컨대 도 1에 도시된 것과 같은 수동 조정 장치를 포함할 수 있으며 조정 장치의 출력에서 등화 장치의 제어 신호(eq)를 제어 유닛(st)에 제공한다. 등화 장치의 제어 신호는 코드 형태의 소망하는 진폭 응답 특성을 포함하며, 코딩은 예컨대 슬라이더 제어부(sr)의 각 위치에 의해 결정된다. 멀티미디어 또는 유사한 응용에서, 등화 장치의 제어 신호(eq)는 물론 스크린상의 메뉴 제어를 통해 또는 저장된 세팅을 통해 자동으로 서로 다르게 생성된다.

제어 유닛(st)은 등화 장치의 제어 신호(eq)를 변형된 제어 신호(ki)로 변환하는 알고리즘을 포함하는데, 상기 변형된 제어 신호는 결국 개별적 승산 계수 k1에서 k4까지를 대표한다. 제1 및 제2 주파수 영역(1, 2)의 소망하는 레벨이 제1 필터 회로(F1)의 진폭 응답 특성(v1)에 의해 정확하게 설정되고, 제2 필터 회로(F2)는 오직 제2 주파수 영역(2)과 제3 주파수 영역(3) 사이에서 진폭 응답 특성(v2)에 의해 이루어지는 상대적 레벨 변화를 18 dB로 실행해야 한다면 알고리즘은 특히 단순하고 명확해진다. 진폭 응답 특성(v1, v2 및 v)은 도 7에 나타난다. 제2 필터 회로(F2)에서 0 dB로 저역 통과 브랜치를 설정함으로써, 오직 3 개의 레벨값 -3 dB, +6 dB 및 -6 dB으로부터의 4 개의 승산 계수(k1에서 k4까지)의 수학적 다수 결정(overdeter- mination)의 문제가 잘 해결된다. 이는 도 9 및 도 10을 참조하여 더 상세히 설명된다.

등화 장치의 진폭 응답 특성(v)의 소망하는 레벨 값은 개별적 승산 계수를 제공한다.

제1 필터 회로(F1)의 저역 통과 브랜치에서, k1 = -3 dB = 0.707

제1 필터 회로(F1)의 고역 통과 브랜치에서, k2 = +6 dB = 2

제2 필터 회로(F2)의 저역 통과 브랜치에서, k3 = 0 dB = 1

제2 필터 회로(F2)의 고역 통과 브랜치에서, k4 = -18 dB = 1/8

다수의 신호는 제1 및 제2 필터 회로(F1,F2)에서 각각 제1 가산기(ad1) 및 제2 가산기(ad2)에 의해 결합된다. 데이타 입력(E)와 데이타 출력(A)과의 사이의 개별적 필터 회로(Fi)의 정렬은 임의적이며, 필터 회로(Fi)의 개수도 임의적이다.

도 6의 실시예에서 각 주파수 영역(ni)에 대해 진폭 응답 특성(v)의 결과적인 레벨은 또는 관련된 저역 통과 및 고역 통과 필터의 가중 인자 또는 승산 계수로부터 나온다. 관련된 승산 계수들의 곱은 각 주파수 영역(ni)에 대해 결과적인 레벨을 제공한다. "각각의 주파수 영역에서의 관련된 승산 계수"는 상기 영역에서 저역 통과 필터 또는 고역 통과 필터의 통과 대역에 할당된 승산 계수임을 의미한다. 관련된 저지 대역에 할당된 다른 승산 계수는 고려하지 않는다. 따라서 다음 승산은 도 6 및 도 7에 나타난 3 개의 주파수 영역에 적용된다.

ni = 1 : k1· k3= 1/(SQR2)· 1 = 0.707 = -3 dB

를 갖는 제1 주파수 영역.

ni = 2 : k2 · k3 = 2· 1 = 2 = +6 dB

를 갖는 제2 주파수 영역.

ni = 3 : k2· k4 = 2· 1/8 = 0.25 = -12 dB

를 갖는 제3 주파수 영역.

도 8은 본 발명에 따라 3 개의 필터 회로(F1, F2, F3)를 필요로 하며 4개의주파수 영역을 갖는 등화 장치의 일실시예를 개략적으로 나타낸다. 도 7과는 다르게, 개별적 승산 계수는 상이한 차수로 형성된다. 제1 필터 회로(F1)는 제1 주파수 한계(f1)의 소망하는 레벨을 수신하지 않지만, 제2 주파수 한계(f2)의 소망하는 레벨은 수신한다. 저역 통과 브랜치는 -3 dB(제2 주파수 영역)로 가중되며, 고역 통과 브랜치는 +6 dB(제 3 주파수 영역)로 가중된다. 제1 필터 회로(F1)의 관련된 진폭 응답 특성(v1)은 도 9에 나타난다.

제2 필터 회로(F2)는 제3 주파수 한계(f3)에서 제3 및 제4 주파수 영역에 할당된다. 제3 주파수 영역이 이미 정확한 값 즉, +6 dB를 가지기 때문에 상기 값은 변화되지 않으며, 제3 필터 회로(F3)에서 저역 통과 브랜치는 가중 인자(0 dB)로 할당된다. 고역 통과 브랜치는 반드시 +6 dB와 -6 dB 사이의 상대적 레벨 변화를 실행해야 하기 때문에 가중치 -12 dB에 할당된다. 그 결과의 진폭 응답 특성(v2)은 도 9에 도시되어 있다.

제1 주파수 한계(f1)에서 + 3dB에서 -3 dB까지의 레벨 변화는 제3 필터 회로(F)를 사용하여 실행된다. 제2 주파수 영역의 레벨은 이미 소망하는 값 즉, -3 dB를 가지기 때문에 제3 필터 회로(F3)의 고역 통과 브랜치가 가중치 0 dB로 할당되기 의해 상기 값은 변화되지 않아야 한다. 관련된 저역 통과 브랜치는 반드시 상승하는 주파수 방향으로 제1 주파수 한계(f1)에서 +3 dB에서 -3 dB까지의 진폭 감소를 실행하여야 하며 이는 -6 dB에 의한 상대적 레벨 변화에 해당한다. 이는 가중치의 제3 필터 회로(F3)의 저역 통과 브렌치를 + 6 dB로 설정함으로써 이루어진다.

등화 장치의 소망하는 결과적인 진폭 응답 특성(v)은 도 8의 상부에 나타나며 도 9는 3개의 필터 회로(F1, F2, F3)의 관련된 진폭 응답 특성(v1, v2, v3)을 나타낸다. 명확하게 어떠한 제어 유닛도 도 8에는 없으며, 각 승산 계수는 dB값으로 주어진다. 각 가중 인자에 대해 소망하는 진폭 응답 특성(v)을 발생시키는 괄호로 묶은 대안들이 도 8에 주어진다. 3 개의 필터 회로(F1, F2, F3)의 상기 관련된 진폭 응답 특성(v1, v2, v3)은 도 10에 나타난다. 도 7 및 도 10의 진폭 응답 특성 사이의 비교에서 상대적 레벨 변화의 크기 및 방향이 동일하다는 것이 나타난다. 진폭 응답 특성(v1, v3)은 +3 dB 및 -3 dB의 일정한 레벨 쉬프트에 의해 차이가 난다.

도 6에서와 같이 도 8에서, 4 개의 소망하는 레벨 +3 dB, -3 dB, +6 dB 및 -6 dB로부터 계산되어야 하는 6 개의 승산 계수는 다수 결정된다(overdetermined). 따라서, 단지 DC 레벨에서만 틀리며 기본적인 곡선 형태에서는 동일한 한정적인 서로 다른 해결책이 있다. 수학적으로, 이들 해결책은 동일하지만 특정 실행동안 내부 동적 영역 즉, 내부 비트수는 어떤 합리적인 측정을 초과하지 않으며 상기 불필요한 레벨 변화는 디지털화 잡음을 증가시키는 것으로부터 문제가 발생할 수 있다. 따라서 도 9에 도시된 것과 같이 오디오 신호의 경우 근사적으로 3000 Hz에서 주관적인 감도가 제일 큰 절대적인 저역 통과/고역 통과 필터 설정으로 시작하는 것이 적절하다. 따라서, 주파수 영역이 0 dB에서 변화되지 않도록 양쪽 주파수 방향으로 조작한다. 이와 같은 방식으로, 불필요한 레벨 스위칭을 피한다. 도 10의 실시예는 제 3 주파수 영역 ni = 3에서 가중 인자 +9 dB 및 -3 db가 최종적으로 결과적인 레벨 +6 dB를 형성하기 위해 서로 만나기 때문에 최적이 아니다.

본 발명은 대역 통과 필터에서의 주파수의 중간 영역 대신, 오버슛 또는 갭이 없는 가능한 평탄한 변이를 가지며 소망하는 진폭 응답 특성에 따라 가능한 정확하게 크기에서 증가되거나 감소될 수 있는 주파수 영역을 갖는 디지털 등화 장치를 위한 개선된 회로를 제공함으로써, 멀티미디어 서비스를 위한 개인용 컴퓨터 또는 다른 디지털 신호 처리 회로를 또한 포함하는 사용자 섹터에서의 많은 응용을 위한 효과적이고, 특히 디지털 처리 회로에서 원칩의 집적화에 적당한 디지털 등화 장치를 위한 저가의 해결책이 제공된다.

Claims

n개의 주파수 영역을 갖는 디지털 신호용 등화 장치에 있어서,

소망하는 진폭 응답(v)이 디지털 저역 통과 필터(tp) 및 디지털 고역 통과 필터(hp)를 포함하는 n-1 개의 캐스케이드 필터 회로에 의해 조정되며, 상기 디지털 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터의 선택도 곡선의 가장자리(skirt)가 인접한 주파수 영역(fb1, fb2) 사이의 주파수 한계(fg)를 규정하고,

상기 n-1 개의 필터 회로(Fi; F1, F2) 각각은 신호 흐름의 방향에서 1개의 디지털 저역 통과 필터(tp)와 1개의 디지털 고역 통과 필터(hp)를 포함하는 병렬 회로를 구비하고, 상기 디지털 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터의 각 주파수 응답은 상보형 전달 함수에 의해 연결되며, 상기 필터의 출력은 결합단(ad; ad1, ad2)을 통해 상호 접속되고,

상기 인접한 주파수 영역(fb1, fb2) 사이에서 주파수가 증가하는 방향에서 진폭의 상대적인 증가 및 감소는 상기 디지털 고역 통과 필터(hp) 및 저역 통과 필터(tp)의 출력을 가중시킴으로써 관련된 필터 회로(Fi; F1, F2)에서 실현되고,

진폭이 상대적으로 증가하는 경우에, 상기 디지털 고역 통과 필터(hp)로부터의 출력 신호가 상기 디지털 저역 통과 필터(tp)로부터의 출력 신호보다도 큰 가중치로 할당되고,

진폭이 상대적으로 감소하는 경우에, 상기 디지털 저역 통과 필터(tp)로부터의 출력 신호가 상기 디지털 고역 통과 필터(hp)의 출력 신호보다도 큰 가중치로할당되며,

상기 필터 회로(Fi: F1, F2)의 캐스케이딩에 따라서, 상기 가중치는 인가된 등화 장치의 제어 신호(eq)로부터 변형된 제어 신호(kt, kh; k1∼k4)를 형성하는 제어 유닛(st)에 의해 조정되는 것인 등화 장치.
제1항에 있어서, 상기 제어 유닛(st)은 상기 디지털 저역 통과 필터(tp) 및 고역 통과 필터(hp)로부터의 출력 신호를 승산함으로써 승산 계수(kt, kh; ki)로서 각각의 가중치를 형성하고, 각 주파수 영역(ni)에서 관련된 가중치의 곱은 진폭 응답(v)의 설계된 레벨값에 대응하는 것인 등화 장치.
제2항에 있어서, 상기 디지털 저역 통과 필터(tp) 및 고역 통과 필터(hp)의 통과 대역에서, 후자인 상기 고역 통과 필터의 각 내부 이득은 1이며, 각 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터의 출력 이득은 관련된 승산기(mt, mh)에 의해 조정 가능하며, 그 승산 계수 입력에는 제어 신호로서 관련된 승산 계수(kt, kh; ki)가 공급되는 것인 등화 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 디지털 저역 통과 필터(tp) 및 고역 통과 필터(hp)는 직각 대칭 필터(QMF) 뱅크로서 구현되는 것인 등화 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서, 상기 필터 회로(Fi; F1; F2,F3) 중 적어도 1개의 필터에서, 저역 통과 필터(tp)용 승산 계수(kt) 및/또는 디지털 고역 통과 필터(hp)용 승산 계수(kh)의 값은 1인 것인 등화 장치.
제4항에 있어서, 상기 필터 회로(Fi; F1; F2, F3) 중 적어도 1개의 필터에서, 저역 통과 필터(tp)용 승산 계수(kt) 및/또는 디지털 고역 통과 필터(hp)용 승산 계수(kh)의 값은 1인 것인 등화 장치.