JPH0728200B2 - オクタ−ブ多重フイルタ - Google Patents
オクタ−ブ多重フイルタInfo
- Publication number
- JPH0728200B2 JPH0728200B2 JP9449187A JP9449187A JPH0728200B2 JP H0728200 B2 JPH0728200 B2 JP H0728200B2 JP 9449187 A JP9449187 A JP 9449187A JP 9449187 A JP9449187 A JP 9449187A JP H0728200 B2 JPH0728200 B2 JP H0728200B2
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- JP
- Japan
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- filter
- digital
- characteristic
- low
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は複数のバンドパス特性及びローパス特性のディ
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タの改良に関する。
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タの改良に関する。
［発明の概要］ 直列に接続されたローパス特性を有するディジタルフィ
ルタ群のそれぞれの出力に対し、２個以上を１組とする
バンドパス特性を有するディジタルフィルタ群が並列に
接続されそれぞれの組のフィルタの出力信号が振幅位相
係数器を介して加算されて取り出されるようになってお
り、上記各振幅位相係数器の振幅係数及び位相係数がそ
れぞれの入力に応じてアダプティブに制御されるように
構成されたオクターブ多重フィルタで、周波数領域で広
帯域にわたり、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定で
きるようになっている。
ルタ群のそれぞれの出力に対し、２個以上を１組とする
バンドパス特性を有するディジタルフィルタ群が並列に
接続されそれぞれの組のフィルタの出力信号が振幅位相
係数器を介して加算されて取り出されるようになってお
り、上記各振幅位相係数器の振幅係数及び位相係数がそ
れぞれの入力に応じてアダプティブに制御されるように
構成されたオクターブ多重フィルタで、周波数領域で広
帯域にわたり、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定で
きるようになっている。
［従来の技術］ 従来のオクターブ多重フィルタとしては、例えば、先に
特願昭61−194039号で提案したものがあり、その主要部
の構成は直列に接続されたローパス特性のディジタル群
の夫々の出力に対し、バンドパス特性のディジタルフィ
ルタ群の各フィルタが並列に接続されるものとなってい
た。
特願昭61−194039号で提案したものがあり、その主要部
の構成は直列に接続されたローパス特性のディジタル群
の夫々の出力に対し、バンドパス特性のディジタルフィ
ルタ群の各フィルタが並列に接続されるものとなってい
た。
［発明が解決しようとする問題点］ 上述した構成のため先願のオクターブ多重フィルタでは
１つの通過帯域の振幅周波数特性は１個のバンドパス特
性のディジタルフィルタで制御されている。このため制
御できる振幅周波数特性の形状は１つに限定されてお
り、帯域内を画一的な特性の制御しかできなかった。
１つの通過帯域の振幅周波数特性は１個のバンドパス特
性のディジタルフィルタで制御されている。このため制
御できる振幅周波数特性の形状は１つに限定されてお
り、帯域内を画一的な特性の制御しかできなかった。
従って本発明の目的は各通過帯域内の振幅周波数特性及
び位相周波数特性をきめ細く制御できる構成とすること
により上述した問題点の解決を図るにある。
び位相周波数特性をきめ細く制御できる構成とすること
により上述した問題点の解決を図るにある。
［問題点を解決するための手段］ 本発明のオクターブ多重フィルタは上記目的を達成する
ため、入力信号のサンプリング時間間隔に対し、その時
間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性とロー
パス特性のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパス
特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ直列に接続さ
れ、バンドパス特性のディジタルフィルタは各ローパス
特性のディジタルフィルタの出力に対し２個以上を１組
としてそれぞれ並列に接続され、ローパス特性のそれぞ
れのディジタルフィルタの出力信号が各組のバンドパス
特性の各ディジタルフィルタに与えられかつそれぞれの
出力信号が振幅位相係数器を介して加算されて取り出さ
れるようになっており、各フィルタ群のそれぞれのフィ
ルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号のディ
ジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入
力信号のサンプリング時間間隔以上に設定され、それぞ
れのフィルタ群においてフィルタの番号が一つ減少する
毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がAB
（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のローパス特
性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタルフ
ィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍で動
作するようになっており、各バンドパス特性のディジタ
ルフィルタの出力信号に応じて前記各振幅位相係数器の
振幅係数及び位相係数を制御する制御手段を備えたこと
を特徴とする。
ため、入力信号のサンプリング時間間隔に対し、その時
間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性とロー
パス特性のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパス
特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ直列に接続さ
れ、バンドパス特性のディジタルフィルタは各ローパス
特性のディジタルフィルタの出力に対し２個以上を１組
としてそれぞれ並列に接続され、ローパス特性のそれぞ
れのディジタルフィルタの出力信号が各組のバンドパス
特性の各ディジタルフィルタに与えられかつそれぞれの
出力信号が振幅位相係数器を介して加算されて取り出さ
れるようになっており、各フィルタ群のそれぞれのフィ
ルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号のディ
ジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入
力信号のサンプリング時間間隔以上に設定され、それぞ
れのフィルタ群においてフィルタの番号が一つ減少する
毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がAB
（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のローパス特
性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタルフ
ィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍で動
作するようになっており、各バンドパス特性のディジタ
ルフィルタの出力信号に応じて前記各振幅位相係数器の
振幅係数及び位相係数を制御する制御手段を備えたこと
を特徴とする。
［作用］ 本発明の上述した構成のオクターブ多重フィルタにおい
て、ローパス特性の各ディジタルフィルタの出力信号は
直列に該それぞれのフィルタを通過することによって順
次帯域が狭められてゆくと共にそれぞれのローパス出力
信号に各組の複数のバンドパス特性が乗算されて振幅位
相係数器に与えられ、各信号の振幅及び位相がアダプテ
ィブに制御される。
て、ローパス特性の各ディジタルフィルタの出力信号は
直列に該それぞれのフィルタを通過することによって順
次帯域が狭められてゆくと共にそれぞれのローパス出力
信号に各組の複数のバンドパス特性が乗算されて振幅位
相係数器に与えられ、各信号の振幅及び位相がアダプテ
ィブに制御される。
［実施例］ 以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（４オク
ターブ）の一実施例を示す。同図において、INは入力端
子、OUTは出力端子、A/DはＡ−Ｄ変換器、D/AはＤ−Ａ
変換器、LPFは通常のアナログタイプのローパスフィル
タ、LP1〜LP3は例えばFIR型フィルタを用いて成るロー
パス特性を有するディジタルフィルタ、BP1−ａ〜BP4−
ｃは同様のフィルタを用いて成るバンドパス特性を有す
るディジタルフィルタ、Ｄは加算回路、COE1−ａ〜COE4
−ｃは振幅位相係数器、CONTはアダプティブ制御回路で
ある。
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（４オク
ターブ）の一実施例を示す。同図において、INは入力端
子、OUTは出力端子、A/DはＡ−Ｄ変換器、D/AはＤ−Ａ
変換器、LPFは通常のアナログタイプのローパスフィル
タ、LP1〜LP3は例えばFIR型フィルタを用いて成るロー
パス特性を有するディジタルフィルタ、BP1−ａ〜BP4−
ｃは同様のフィルタを用いて成るバンドパス特性を有す
るディジタルフィルタ、Ｄは加算回路、COE1−ａ〜COE4
−ｃは振幅位相係数器、CONTはアダプティブ制御回路で
ある。
アダプティブ制御回路CONTは例えば第２図に示す如く構
成される。同図において、DETは帯域の成分の検波器、P
ROCはマイクロプロセッサ、COMは制御信号発生回路であ
る。
成される。同図において、DETは帯域の成分の検波器、P
ROCはマイクロプロセッサ、COMは制御信号発生回路であ
る。
而して前記FIR型フィルタは第３図に示す如く遅延素子S
R、係数乗算器ML、加算器ADから成り、第４図に示すDFT
（離散型フーリエ変換）の手法により目的とする周波数
特性が得られるように係数乗算器MLの係数a-5〜a6を設
定してある。
R、係数乗算器ML、加算器ADから成り、第４図に示すDFT
（離散型フーリエ変換）の手法により目的とする周波数
特性が得られるように係数乗算器MLの係数a-5〜a6を設
定してある。
第４図（ａ）は目的とする周波数特性（ローパス特性）
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
このような構成のバンドパス特性及びローパス特性を有
するディジタルフィルタ群BP1−ａ〜BP4−c,LP1〜LP3か
ら構成され、ローパス特性を有するディジタルフィルタ
群LP1〜LP3はそれぞれ直列に接続され、バンドパス特性
を有するディジタルフィルタ群は例えば３個ずつを１組
として各LP1〜LP3に対しそれぞれ各組のフィルタが並列
に接続されていて、LP1〜LP3の各出力はBP1−ａ〜BP4−
ｃのそれぞれに与えられ、BP1−ａ〜BP4−ｃの各出力は
振幅位相係数器COE1−ａ〜COE4−ｃを介して加算回路Ｄ
で加算されて取り出されかつアダプティブ制御回路CONT
にも与えられ、該回路CONTによりBP1−ａ〜BP4−ｃの各
出力に応じてそれぞれの振幅位相係数器COE1−ａ〜COE4
−ｃの振幅係数及び位相係数がアダプティブに制御され
るように構成されている。
するディジタルフィルタ群BP1−ａ〜BP4−c,LP1〜LP3か
ら構成され、ローパス特性を有するディジタルフィルタ
群LP1〜LP3はそれぞれ直列に接続され、バンドパス特性
を有するディジタルフィルタ群は例えば３個ずつを１組
として各LP1〜LP3に対しそれぞれ各組のフィルタが並列
に接続されていて、LP1〜LP3の各出力はBP1−ａ〜BP4−
ｃのそれぞれに与えられ、BP1−ａ〜BP4−ｃの各出力は
振幅位相係数器COE1−ａ〜COE4−ｃを介して加算回路Ｄ
で加算されて取り出されかつアダプティブ制御回路CONT
にも与えられ、該回路CONTによりBP1−ａ〜BP4−ｃの各
出力に応じてそれぞれの振幅位相係数器COE1−ａ〜COE4
−ｃの振幅係数及び位相係数がアダプティブに制御され
るように構成されている。
そして上記各ディジタルフィルタ群において、それぞれ
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタLP3,BP4−ｃの単位遅延素子一段
当りの遅延時間nTが入力信号のサンプリング時間間隔Ｔ
以上に設定され、かつそれぞれのフィルタの番号が一つ
減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のロ
ーパス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディ
ジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整
数倍で動作するようになっている。
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタLP3,BP4−ｃの単位遅延素子一段
当りの遅延時間nTが入力信号のサンプリング時間間隔Ｔ
以上に設定され、かつそれぞれのフィルタの番号が一つ
減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のロ
ーパス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディ
ジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整
数倍で動作するようになっている。
更にアダプティブ制御回路CONTはバンドパス特性のディ
ジタルフィルタの各出力BP1−ａ〜BP4−ｃを帯域成分の
検波器DETで検波することにより、例えばBP1−ａ〜BP4
−ｃの12帯域内成分に分離し、それぞれの帯域内の成分
に応じてマイクロプロセッサPROCが各振幅位相係数器CO
E1−ａ〜COE4−ｃの振幅及び位相の係数を演算し、その
演算結果に応答して制御信号発生回路COMが所定の制御
信号を上記各係数器に送ってそれぞれの係数を制御す
る。
ジタルフィルタの各出力BP1−ａ〜BP4−ｃを帯域成分の
検波器DETで検波することにより、例えばBP1−ａ〜BP4
−ｃの12帯域内成分に分離し、それぞれの帯域内の成分
に応じてマイクロプロセッサPROCが各振幅位相係数器CO
E1−ａ〜COE4−ｃの振幅及び位相の係数を演算し、その
演算結果に応答して制御信号発生回路COMが所定の制御
信号を上記各係数器に送ってそれぞれの係数を制御す
る。
なお、上記係数器は、例えば、第５図に示す如く、RAM
と乗算器MULと遅延素子SRとから成り、前記制御信号に
応答してこの遅延素子SRより出力を取り出すタイミング
のオフセットによりその位相を変化させ、またRAMには
各係数がセットされていて取り出された係数を乗算器MU
LでBP1−ａ〜BP4−ｃの各出力に乗算することにより振
幅を変化させており、上記遅延素子SRは、バンドパス特
性のディジタルフィルタの遅延素子SRと共用させること
も可能である。この実施例では上述の如く各係数をBP1
−ａ〜BP4−ｃの出力に応じて変化させて各係数器の出
力を変化させているが、第１図の構成では帰還がかかる
ことはなく、系は安定である。
と乗算器MULと遅延素子SRとから成り、前記制御信号に
応答してこの遅延素子SRより出力を取り出すタイミング
のオフセットによりその位相を変化させ、またRAMには
各係数がセットされていて取り出された係数を乗算器MU
LでBP1−ａ〜BP4−ｃの各出力に乗算することにより振
幅を変化させており、上記遅延素子SRは、バンドパス特
性のディジタルフィルタの遅延素子SRと共用させること
も可能である。この実施例では上述の如く各係数をBP1
−ａ〜BP4−ｃの出力に応じて変化させて各係数器の出
力を変化させているが、第１図の構成では帰還がかかる
ことはなく、系は安定である。
さて、上述した構成のオクターブ多重フィルタにおい
て、入力端子INに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器A/
Dによりサンプリング周波数f0（サンプリングレート1/f
0sec）でＡ−Ｄ変換され、ローパス特性及びバンドパス
特性の最大番号のディジタルフィルタLP3,BP4−ａ〜BP4
−ｃに加えられる。このフィルタ、例えばLP1はそれを
構成する遅延素子一段当りの遅延時間が1/（f0・2-2）s
ecである。通常この構成のディジタルフィルタはクロッ
ク周波数をf02-2Hzとして使用され、入力信号のサンプ
リング周波数もf02-2Hzとして使用される。しかるに上
記ディジタルフィルタはクロック周波数と上記サンプリ
ング周波数が異なるため、このままでは目的とする処理
ができない。このためまず前述のように単位遅延時間を
1/（f0・2-2）secとしてFIR型フィルタの係数を定め、
次に実際のサンプリング間隔1/f0secの入力信号に対
し、クロック周波数をf0Hzにし、かつその係数のままそ
の単位遅延素子一段当りの遅延時間nT＝1/（f0・2-2）s
ecとなるように設定する。同様にして他の段のディジタ
ルフィルタも設定する。
て、入力端子INに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器A/
Dによりサンプリング周波数f0（サンプリングレート1/f
0sec）でＡ−Ｄ変換され、ローパス特性及びバンドパス
特性の最大番号のディジタルフィルタLP3,BP4−ａ〜BP4
−ｃに加えられる。このフィルタ、例えばLP1はそれを
構成する遅延素子一段当りの遅延時間が1/（f0・2-2）s
ecである。通常この構成のディジタルフィルタはクロッ
ク周波数をf02-2Hzとして使用され、入力信号のサンプ
リング周波数もf02-2Hzとして使用される。しかるに上
記ディジタルフィルタはクロック周波数と上記サンプリ
ング周波数が異なるため、このままでは目的とする処理
ができない。このためまず前述のように単位遅延時間を
1/（f0・2-2）secとしてFIR型フィルタの係数を定め、
次に実際のサンプリング間隔1/f0secの入力信号に対
し、クロック周波数をf0Hzにし、かつその係数のままそ
の単位遅延素子一段当りの遅延時間nT＝1/（f0・2-2）s
ecとなるように設定する。同様にして他の段のディジタ
ルフィルタも設定する。
各ディジタルフィルタBP4−ｃ〜BP1−ａ及びLP3〜LP1に
より順次帯域が狭められて行くそれぞれのローパス特性
のディジタルフィルタLP3〜LP1の出力信号に、第６図に
示すBP4−ｃ〜BP1−ａの各バンドパス特性及び各係数器
の係数が乗算され、目的の出力が得られる。
より順次帯域が狭められて行くそれぞれのローパス特性
のディジタルフィルタLP3〜LP1の出力信号に、第６図に
示すBP4−ｃ〜BP1−ａの各バンドパス特性及び各係数器
の係数が乗算され、目的の出力が得られる。
［発明の効果］ 以上説明した所から明らかなように本発明によれば、上
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、しかも１
つのローパス特性のディジタルフィルタの各通過帯域に
対し、複数個のバンドパス特性のディジタルフィルタを
設けているので、よりきめ細い通過帯域の振幅位相制御
を実現でき、更には位相を変化させる場合、隣り合う帯
域の位相が異なるとクロスオーバー部の振幅特性におい
て谷を生じてもこれに対し通過帯域を細く分割すること
によって問題のないように対処することが可能になる。
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、しかも１
つのローパス特性のディジタルフィルタの各通過帯域に
対し、複数個のバンドパス特性のディジタルフィルタを
設けているので、よりきめ細い通過帯域の振幅位相制御
を実現でき、更には位相を変化させる場合、隣り合う帯
域の位相が異なるとクロスオーバー部の振幅特性におい
て谷を生じてもこれに対し通過帯域を細く分割すること
によって問題のないように対処することが可能になる。
かくしてこれらの効果を組み合わせれば、係数演算プロ
グラムを種々用意することにより、種々のノイズ低減、
エンハンサー等のシステムに対応でき、更には自動音場
補正、サラウンド音場等の特殊な効果、機能をもたせる
ことができる。
グラムを種々用意することにより、種々のノイズ低減、
エンハンサー等のシステムに対応でき、更には自動音場
補正、サラウンド音場等の特殊な効果、機能をもたせる
ことができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるFIR型フィルタの一構成
例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は係
数器の一構成例を示す図、第６図は上記実施例における
各バンドパス特性のディジタルフィルタの出力特性図で
ある。 LP1〜LP3……ローパス特性を有するディジタルフィル
タ、 BP1−ａ〜BP4−ｃ……バンドパス特性を有するディジタ
ルフィルタ、 COE1−ａ〜COE4−ｃ……振幅位相係数器、 Ｄ……加算回路、
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるFIR型フィルタの一構成
例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は係
数器の一構成例を示す図、第６図は上記実施例における
各バンドパス特性のディジタルフィルタの出力特性図で
ある。 LP1〜LP3……ローパス特性を有するディジタルフィル
タ、 BP1−ａ〜BP4−ｃ……バンドパス特性を有するディジタ
ルフィルタ、 COE1−ａ〜COE4−ｃ……振幅位相係数器、 Ｄ……加算回路、
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号のサンプリング時間間隔に対し、
そのサンプリング時間間隔をクロックとして動作する複
数のバンドパス特性及びローパス特性のディジタルフィ
ルタ群が設けられ、ローパス特性のディジタルフィルタ
群はそれぞれ直列に接続され、バンドパス特性のディジ
タルフィルタは各ローパス特性のディジタルフィルタの
出力に対し２個以上を１組としてそれぞれ並列に接続さ
れ、ローパス特性のそれぞれのディジタルフィルタの出
力信号が各組のバンドパス特性の各ディジタルフィルタ
に与えられかつそれぞれの出力信号が振幅位相係数器を
介して加算されて取り出されるようになっており、各フ
ィルタ群のそれぞれのフィルタに接続順につけられた番
号のうち、最大番号のディジタルフィルタの単位遅延素
子一段当りの遅延時間が入力信号のサンプリング時間間
隔以上に設定され、それぞれのフィルタ群においてフィ
ルタの番号が一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素
子一段当りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、
かつある番号のローパス特性のディジタルフィルタの単
位遅延素子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバン
ドパス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当
りの遅延時間の整数倍で動作するようになっており、各
バンドパス特性のディジタルフィルタの出力信号に応じ
て前記各振幅位相係数器の振幅係数及び位相係数を制御
する制御手段を備えたことを特徴とするオクターブ多重
フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9449187A JPH0728200B2 (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9449187A JPH0728200B2 (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63260314A JPS63260314A (ja) | 1988-10-27 |
| JPH0728200B2 true JPH0728200B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=14111768
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9449187A Expired - Lifetime JPH0728200B2 (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0728200B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2541128B2 (ja) * | 1993-11-16 | 1996-10-09 | 日本電気株式会社 | マルチキャリアロ―ルオフフィルタ |
-
1987
- 1987-04-17 JP JP9449187A patent/JPH0728200B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63260314A (ja) | 1988-10-27 |
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