JPS63245298A - 誘導性負荷駆動回路 - Google Patents
誘導性負荷駆動回路Info
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- JPS63245298A JPS63245298A JP7871287A JP7871287A JPS63245298A JP S63245298 A JPS63245298 A JP S63245298A JP 7871287 A JP7871287 A JP 7871287A JP 7871287 A JP7871287 A JP 7871287A JP S63245298 A JPS63245298 A JP S63245298A
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- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 10
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
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- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 1
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- Control Of Stepping Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野
本発明は、たとえばステッピングモ−９の：コイルやソ
レ，／イドコイルなどの誘導性負荷を１〜ランジスタス
イツヂによるブリッジ回路によ・）で駆動する誘導性負
荷駆動回路に係り，特にパルス幅変調信号によって疑似
正弦波駆動を行な・）駆動回路に関する、、 （従来の技術） ステッピングモータを滑らかに駆動する目的でステップ
角を２分解ずる１−２相駆動方式は、第３図に示すよう
に４個のコイルＡ．Ｂ，Ａ．８のうち１ｍまたは隣合う
２ｆｌｉｌを順次励磁するものである。この場合、たと
えばＡ相のコイルＡを励磁したとぎの駆動ベクトルｉｔ
Ａ，Ｂ相のコイルＢを励磁したときの駆動ベクトルＪＩ
Ｂをそれぞれ１とすれば、Ａ相の」イルＡおよびＢ相の
コイルＢ＠同時に励磁したときの駆動ベクトルＩ（Ａ＋
８）はｒゴとなる，したがって、上線・タの１回転中に
駆動ベクトル−の大さ，恣が１−・（−７−１の４５４
（７ルを繰返すことになり、理想ベクトル量の軌跡（第
４図に破線で示ブ′ように常に１である，）とのＶｖン
ブ（オーバーパワー領域であり、第４図にＢで示す）が
あり、このギャップはモータの澗らかな回転動作の妨げ
になるとともに、モータの回翫に伴い大きな雑音が発生
する要因となる。
レ，／イドコイルなどの誘導性負荷を１〜ランジスタス
イツヂによるブリッジ回路によ・）で駆動する誘導性負
荷駆動回路に係り，特にパルス幅変調信号によって疑似
正弦波駆動を行な・）駆動回路に関する、、 （従来の技術） ステッピングモータを滑らかに駆動する目的でステップ
角を２分解ずる１−２相駆動方式は、第３図に示すよう
に４個のコイルＡ．Ｂ，Ａ．８のうち１ｍまたは隣合う
２ｆｌｉｌを順次励磁するものである。この場合、たと
えばＡ相のコイルＡを励磁したとぎの駆動ベクトルｉｔ
Ａ，Ｂ相のコイルＢを励磁したときの駆動ベクトルＪＩ
Ｂをそれぞれ１とすれば、Ａ相の」イルＡおよびＢ相の
コイルＢ＠同時に励磁したときの駆動ベクトルＩ（Ａ＋
８）はｒゴとなる，したがって、上線・タの１回転中に
駆動ベクトル−の大さ，恣が１−・（−７−１の４５４
（７ルを繰返すことになり、理想ベクトル量の軌跡（第
４図に破線で示ブ′ように常に１である，）とのＶｖン
ブ（オーバーパワー領域であり、第４図にＢで示す）が
あり、このギャップはモータの澗らかな回転動作の妨げ
になるとともに、モータの回翫に伴い大きな雑音が発生
する要因となる。
上記ギャップを少なくするために、モータの」イルに流
れる電流を検知し、この１！流をモータの理想の駆動電
流（たとえば疑似的な正弦波信号）と実時間で大きさを
比較し、理想の大きさに達したら上記コイルの励磁電流
を遮所することが考え゛られる。この考えを従来の駆動
回路にそのまま採用すると、第５図に示すようになる．
、１ｊなわち、直流電源５０の正槓端と負極端（接地端
）との面に、Ｈ型のトランジスタブリッジ回路とモ・一
タコーイル５１どコイル電流検出用抵抗Ｒとが直列に接
続されでいる。なお、第５図はモータコイルの１相分の
駆動回路を示しているウ上記Ｈ型のブリッジ回路は、出
力用のＮＰＮトランジスタＱｌ。
れる電流を検知し、この１！流をモータの理想の駆動電
流（たとえば疑似的な正弦波信号）と実時間で大きさを
比較し、理想の大きさに達したら上記コイルの励磁電流
を遮所することが考え゛られる。この考えを従来の駆動
回路にそのまま採用すると、第５図に示すようになる．
、１ｊなわち、直流電源５０の正槓端と負極端（接地端
）との面に、Ｈ型のトランジスタブリッジ回路とモ・一
タコーイル５１どコイル電流検出用抵抗Ｒとが直列に接
続されでいる。なお、第５図はモータコイルの１相分の
駆動回路を示しているウ上記Ｈ型のブリッジ回路は、出
力用のＮＰＮトランジスタＱｌ。
Ｑ２の直列回路とトランジスタＱ３，Ｑ４の直列回路と
が並列接続されており、トランジスタＱ１。
が並列接続されており、トランジスタＱ１。
Ｑ２の接続点とトランジスタＱ３，Ｑ４の接続点との間
にモータコイル！）１が接続されている。さらに、トラ
ンジスタＱ１．Ｑ２には、それｅれコレクタ・エミッタ
間に放電用のダイオードＤ１、Ｄ２が接続され、トラン
ジスタＱ２，Ｑ４の各コレクタと接地端との間には、そ
れぞれ放電用のダイオードＤ３．Ｄ４が接続されている
。そして、抵抗Ｒの両端の電圧が電圧比較器５２の比較
入力となり、基準入力として基準電圧８ｉ５３の疑似正
弦波信号（段階状に正弦波的に変化する信号）Ｖｒｅ
ｆに高速くたとえば２５にセ）の鋸歯状波信号ΔＳが重
畳ざれたものが与えられる。そして、この電圧比較器５
２の比較出力（パルス幅変調信号）と相励磁信号く相駆
動時にアクティブになるパルス信号》とがアンド回路５
４に入力し・、このアンド回路５４の出力がトランジス
タＱ１のベースに与えられる。このとき、トランジスタ
Ｑ２。
にモータコイル！）１が接続されている。さらに、トラ
ンジスタＱ１．Ｑ２には、それｅれコレクタ・エミッタ
間に放電用のダイオードＤ１、Ｄ２が接続され、トラン
ジスタＱ２，Ｑ４の各コレクタと接地端との間には、そ
れぞれ放電用のダイオードＤ３．Ｄ４が接続されている
。そして、抵抗Ｒの両端の電圧が電圧比較器５２の比較
入力となり、基準入力として基準電圧８ｉ５３の疑似正
弦波信号（段階状に正弦波的に変化する信号）Ｖｒｅ
ｆに高速くたとえば２５にセ）の鋸歯状波信号ΔＳが重
畳ざれたものが与えられる。そして、この電圧比較器５
２の比較出力（パルス幅変調信号）と相励磁信号く相駆
動時にアクティブになるパルス信号》とがアンド回路５
４に入力し・、このアンド回路５４の出力がトランジス
タＱ１のベースに与えられる。このとき、トランジスタ
Ｑ２。
Ｑ３はオフとなるＪ、うに相励磁信号により制御される
。
。
上記駆動回路においては、コイル駆動電流Ｉｔが図示矢
印の経路に流れて電圧比較出力が低レベルになったとき
、アンド回路５４の出力が低レベルになってトランジス
タＱ１がオフになる。このとき、コイル５１に蓄えられ
でいたエネルギに図示矢印のごとくコイル５１→トラン
ジスタＱ４→抵抗Ｒ→ダイオードＤ２の経路に過渡電流
Ｉ２が流れて上記エネルギが引き汰かれる。
印の経路に流れて電圧比較出力が低レベルになったとき
、アンド回路５４の出力が低レベルになってトランジス
タＱ１がオフになる。このとき、コイル５１に蓄えられ
でいたエネルギに図示矢印のごとくコイル５１→トラン
ジスタＱ４→抵抗Ｒ→ダイオードＤ２の経路に過渡電流
Ｉ２が流れて上記エネルギが引き汰かれる。
しかし、上記電流Ｉ２は、コイル５１のインダクタンス
の値、抵抗Ｒの値、ダイオードＤ２の順方向インピーダ
ンスの値、トランジスタＱ４のオン抵抗に大きく依存し
、これらの温度特性を含むばらつきによって大きくばら
つく。
の値、抵抗Ｒの値、ダイオードＤ２の順方向インピーダ
ンスの値、トランジスタＱ４のオン抵抗に大きく依存し
、これらの温度特性を含むばらつきによって大きくばら
つく。
したがって、疑似正弦波信号を高速化したい場合、上記
電流Ｉ２によるエネルギの引き抜きが間に合わず、コイ
ル駆動電流Ｉｒの疑似正弦波信号に対する追従性が低下
し、待に疑似正弦波信号のステップレートが高い場合に
は追従が不能になるおそれがある。
電流Ｉ２によるエネルギの引き抜きが間に合わず、コイ
ル駆動電流Ｉｒの疑似正弦波信号に対する追従性が低下
し、待に疑似正弦波信号のステップレートが高い場合に
は追従が不能になるおそれがある。
（発明が解決しようとする問題点）
本発明は、上記したように誘導性負荷を疑似正弦波信号
で高速に駆動しようとすると、駆動電流の追従性が低下
するという問題点ｆ解決すべくなされたもので、負荷を
ａｍでき、疑似正弦波信号で高速に駆動することが可能
になる１！導性負荷駆動回路を提供することを目的とす
る。
で高速に駆動しようとすると、駆動電流の追従性が低下
するという問題点ｆ解決すべくなされたもので、負荷を
ａｍでき、疑似正弦波信号で高速に駆動することが可能
になる１！導性負荷駆動回路を提供することを目的とす
る。
［発明の構成］
（問題点を解決するための手段）
本発明の誘導性負荷駆動回路は、４個の駆動用トランジ
スタＱ１．Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４がブリッジ接続され、一対
の出力、端子間に誘導性負荷が接続されるブリッジ回路
と、このブリッジ回路の一対の入力端子と直流電源の両
端との間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２と、前記
ブリッジ回路における一方の入力端子側のトランジスタ
Ｑ１゜Ｑ３にそれぞれ接続された放電用のダイオードＤ
ｉ、Ｄ３と、前記ブリッジ回路における他方の入力端子
側のトランジスタＱ２．Ｑ４の各一端とｆｉＪ記抵抗抵
抗Ｒ２端との間にそれぞれ接続された放電用のダイオー
ドＤ２．Ｄ４と、前記抵抗Ｒ１の電圧降下が所望の疑似
正弦波信号の′Ｒ電圧レベルりも大きいか否かを比較す
る第１の電圧比較器と、前記抵抗Ｒ２の電圧降下が所望
の疑似正弦波信号の電圧レベルよりも大きいか否かを比
較する第２の電圧比較器と、この第２の重圧比較器の出
力と前記第１の電圧比較器の出力とを論理ｔＢ理し、前
記ブリッジ回路における１組のトランジスタＱ１．Ｑ４
（またはＱ２．Ｑ３）を同時にオン状態またはオフ状
態に１ｉｌＪ ｉｌｌ Ｌ、このオン／オフυＪｌＩ１
期間は残りの１組のトランジスタＱ２．Ｑ３ （または
Ｑ１、Ｑ４）をオフ状態に制御するようにしてなること
を特徴とする。
スタＱ１．Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４がブリッジ接続され、一対
の出力、端子間に誘導性負荷が接続されるブリッジ回路
と、このブリッジ回路の一対の入力端子と直流電源の両
端との間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２と、前記
ブリッジ回路における一方の入力端子側のトランジスタ
Ｑ１゜Ｑ３にそれぞれ接続された放電用のダイオードＤ
ｉ、Ｄ３と、前記ブリッジ回路における他方の入力端子
側のトランジスタＱ２．Ｑ４の各一端とｆｉＪ記抵抗抵
抗Ｒ２端との間にそれぞれ接続された放電用のダイオー
ドＤ２．Ｄ４と、前記抵抗Ｒ１の電圧降下が所望の疑似
正弦波信号の′Ｒ電圧レベルりも大きいか否かを比較す
る第１の電圧比較器と、前記抵抗Ｒ２の電圧降下が所望
の疑似正弦波信号の電圧レベルよりも大きいか否かを比
較する第２の電圧比較器と、この第２の重圧比較器の出
力と前記第１の電圧比較器の出力とを論理ｔＢ理し、前
記ブリッジ回路における１組のトランジスタＱ１．Ｑ４
（またはＱ２．Ｑ３）を同時にオン状態またはオフ状
態に１ｉｌＪ ｉｌｌ Ｌ、このオン／オフυＪｌＩ１
期間は残りの１組のトランジスタＱ２．Ｑ３ （または
Ｑ１、Ｑ４）をオフ状態に制御するようにしてなること
を特徴とする。
（作用）
負荷の過渡電流が直流電源に運流し、抵抗Ｒ１，Ｒ２の
値をブリッジ回路のトランジスタのオン抵抗、ダイオー
ドの順方向インピーダンスの値に比べて充分に大きく設
定しておくことにより、上記トランジスタやダイオード
の温度特性を含むばらつきに対して負荷電流のばらつき
が小さくなり、負荷電流の立上がり、立下がりが速くな
る。
値をブリッジ回路のトランジスタのオン抵抗、ダイオー
ドの順方向インピーダンスの値に比べて充分に大きく設
定しておくことにより、上記トランジスタやダイオード
の温度特性を含むばらつきに対して負荷電流のばらつき
が小さくなり、負荷電流の立上がり、立下がりが速くな
る。
したがって、疑似正弦波信号の高速化、そのステップレ
ートの高速化（高分解能化）に際して負荷に流れる電流
の追従性が向上する。負荷が１−２相励磁方式のステッ
プモータのコイルであれば、疑似正弦波信号による駆動
によって滑らかな回転動作（低撮動）が得られるととも
に回転時の低雑音化を実現でき、しかも理想の正弦波に
近い波形で高速駆動することができる。
ートの高速化（高分解能化）に際して負荷に流れる電流
の追従性が向上する。負荷が１−２相励磁方式のステッ
プモータのコイルであれば、疑似正弦波信号による駆動
によって滑らかな回転動作（低撮動）が得られるととも
に回転時の低雑音化を実現でき、しかも理想の正弦波に
近い波形で高速駆動することができる。
（実施例）
以下、図面を参照して本発明の一実施例を訂細に説明す
る。
る。
第１図は、１−２相励磁方式のステッピングモータを駆
動するバイポーラ型の駆動回路の１つのコイル（Ａ相分
）に対応する回路を示している。
動するバイポーラ型の駆動回路の１つのコイル（Ａ相分
）に対応する回路を示している。
４Ｎの駆動用のＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２゜Ｑ３．
Ｑ４がブリッジ接続されたＨ型のブリッジ回路の一対の
出力端子１，２間にはモータのコイル３が接続されてい
る。上記ブリッジ回路の一対の入力端子４．５と直流電
源６の両端との間にはそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２が接続さ
れており、この直Ｒ電源６の負極端は接地されている。
Ｑ４がブリッジ接続されたＨ型のブリッジ回路の一対の
出力端子１，２間にはモータのコイル３が接続されてい
る。上記ブリッジ回路の一対の入力端子４．５と直流電
源６の両端との間にはそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２が接続さ
れており、この直Ｒ電源６の負極端は接地されている。
上記ブリッジ回路において、１組のトランジスタＱ１゜
Ｑ４はコイル３に正方向の電流を流すためにＦＰ用され
、残りの１組のトランジスタＱ２．Ｑ３はコイル３に逆
方向の電流を流すために使用されるものであり、ステッ
ピングモータの正転または逆転に対応していずれか一方
の組のトランジスタが同時に後述するようにオン／オフ
制御され、残りの組のトランジスタはオフ状態に制御さ
れる。一方の入力端子４側のトランジスタＱ１．Ｑ３は
それぞれコレクタ・エミッタ間に放電用のダイオードＤ
１．Ｄ３が接続され、他方の入力端子５側のトランジス
タＱ２．Ｑ４のそれぞれの一端（本例ではコレクタ）と
抵抗Ｒ２の他ｔｍ（本例では接地端）との間には放電用
のダイオード０２．０４が接続されている。
Ｑ４はコイル３に正方向の電流を流すためにＦＰ用され
、残りの１組のトランジスタＱ２．Ｑ３はコイル３に逆
方向の電流を流すために使用されるものであり、ステッ
ピングモータの正転または逆転に対応していずれか一方
の組のトランジスタが同時に後述するようにオン／オフ
制御され、残りの組のトランジスタはオフ状態に制御さ
れる。一方の入力端子４側のトランジスタＱ１．Ｑ３は
それぞれコレクタ・エミッタ間に放電用のダイオードＤ
１．Ｄ３が接続され、他方の入力端子５側のトランジス
タＱ２．Ｑ４のそれぞれの一端（本例ではコレクタ）と
抵抗Ｒ２の他ｔｍ（本例では接地端）との間には放電用
のダイオード０２．０４が接続されている。
７は第１の電圧比較器であり、その比較入力〈−）とし
て一方の入力端子４の電圧が入力し、その基準人力（＋
）として第１の基準電圧源８の出力（￥＆似正正弦波信
号３１にトリガ用信＠１ｌｉ９からの微小振幅の高周波
（たとえば２５ＫＨｚ）の鋸歯状波信号が重畳された信
号が入力する。すなわち、第１の電圧比較器７は、抵抗
Ｒ１の電圧降下が疑似正弦波信号Ｓ１の電圧レベルより
も大きいか否かを比較し、前者が後者よりも小さいとき
には低レベルを出力し、大きいときには高レベルを出力
する。１０は第２の電圧比較器であり、その比較入力（
−）として他方の入力端子５の電圧が入力し、その基準
入力（＋）として第２の基準電圧源１１の出力（疑似正
弦波信号８２）に上記鋸歯状波信号が重畳された信号が
入力する。すなわち、第２の電圧比較器１０は、抵抗Ｒ
２の電圧降下が疑似正弦波信号Ｓ２の電圧レベルよりも
大きいか否かを比較し、前者が後者よりも小さいときに
は高レベルを出力し、大きいときには低レベルを出力す
る。この第２の電圧比較器１０の比較出力と相励磁信号
とは、それぞれ２人力の第１のアンド回路１２および第
２のアンド回路１３に入力する。第１のアンド回路１２
の出力と第１の電圧比較器７の出力とは第１の排他的オ
ア回路１４の入力となり、このオア回路１４の出力はト
ランジスタＱ１のペース入力となる。また、第２のアン
ド回路１３の出力と第１の電圧比較器７の出力とは第２
の排他的オア回路１５の入力となり、このオア回路１５
の出力はトランジスタＱ４のペース入力となる。
て一方の入力端子４の電圧が入力し、その基準人力（＋
）として第１の基準電圧源８の出力（￥＆似正正弦波信
号３１にトリガ用信＠１ｌｉ９からの微小振幅の高周波
（たとえば２５ＫＨｚ）の鋸歯状波信号が重畳された信
号が入力する。すなわち、第１の電圧比較器７は、抵抗
Ｒ１の電圧降下が疑似正弦波信号Ｓ１の電圧レベルより
も大きいか否かを比較し、前者が後者よりも小さいとき
には低レベルを出力し、大きいときには高レベルを出力
する。１０は第２の電圧比較器であり、その比較入力（
−）として他方の入力端子５の電圧が入力し、その基準
入力（＋）として第２の基準電圧源１１の出力（疑似正
弦波信号８２）に上記鋸歯状波信号が重畳された信号が
入力する。すなわち、第２の電圧比較器１０は、抵抗Ｒ
２の電圧降下が疑似正弦波信号Ｓ２の電圧レベルよりも
大きいか否かを比較し、前者が後者よりも小さいときに
は高レベルを出力し、大きいときには低レベルを出力す
る。この第２の電圧比較器１０の比較出力と相励磁信号
とは、それぞれ２人力の第１のアンド回路１２および第
２のアンド回路１３に入力する。第１のアンド回路１２
の出力と第１の電圧比較器７の出力とは第１の排他的オ
ア回路１４の入力となり、このオア回路１４の出力はト
ランジスタＱ１のペース入力となる。また、第２のアン
ド回路１３の出力と第１の電圧比較器７の出力とは第２
の排他的オア回路１５の入力となり、このオア回路１５
の出力はトランジスタＱ４のペース入力となる。
上記駆動回路においては、たとえば図示矢印のごとく電
源６→抵抗Ｒ１→トランジスタＱ１→コイル３→トラン
ジスタＱ４→抵抗Ｒ２の経路でコイル３に正方向の駆動
電流が流れる場合、この駆動電流が小さくて抵抗Ｒ１，
Ｒ２の電圧降下が小さい場合には、第１の電圧比較器７
の出力が低レベル、第２の電圧比較器１０の出力が高レ
ベルになる。このとき、相励磁信号と第２の電圧比較器
１ｏの出力とのアンド出りは高レベルであり、第１、第
２の排他的オア回路１４．１５の各出力はそれぞれ高レ
ベルであり、トランジスタＱ１゜Ｑ４はオンのままであ
る。しかし、上記駆動電流が大きくなり、抵抗Ｒ２の一
端の電圧が第２の電圧比較器１０の基準入力電圧よりも
高くなれば、その比較出力は低レベルになる。この場合
、抵抗Ｒ１の電圧降下は第１の電圧比較器７の基準入り
電圧よりも大きくならないように、その値が選定されて
いる。したがって、第１のアンド回路１２、第２のアン
ド回路１３の各出力は低レベルになり、第１．第２の排
他的オア回路１４．１５の各出力は低レベルになり、ト
ランジスタＱ１．Ｑ４は同時にオフ状態になる。このと
き、コイル３に蓄えられていたエネルギにより図示矢印
のごとくコイル３→ダイオードＤ３→抵抗Ｒ１→電源６
→ダイオードＤ２の経路で過渡電流が流れ、この放電電
流は電源６に還流して吸収される。このとき、抵抗Ｒ１
の電圧降下が大きくなり、第１の電圧比較器７の比較出
力は高レベルになる。また、トランジスタＱ１．Ｑ４が
オフになると同時に抵抗Ｒ２の電圧降下が生じなくなり
、第２の電圧比較器１０の比較出力は高レベルになり、
第１．第２のアンド回路１２．１３の各出力は高レベル
になっているので、第１．第２の排他的オア回路１４゜
１５の各出力は低レベルのままである。次に、前記過渡
電流が流れなくなると、抵抗Ｒ１の電圧降下が小さくな
り、第１の電圧比較器７の比較出力は低レベルになり、
第１．第２の排他的オア回路１４．１５の各出力は高レ
ベルになり、トランジスタＱ１．Ｑ４は同時にオン状態
になる。
源６→抵抗Ｒ１→トランジスタＱ１→コイル３→トラン
ジスタＱ４→抵抗Ｒ２の経路でコイル３に正方向の駆動
電流が流れる場合、この駆動電流が小さくて抵抗Ｒ１，
Ｒ２の電圧降下が小さい場合には、第１の電圧比較器７
の出力が低レベル、第２の電圧比較器１０の出力が高レ
ベルになる。このとき、相励磁信号と第２の電圧比較器
１ｏの出力とのアンド出りは高レベルであり、第１、第
２の排他的オア回路１４．１５の各出力はそれぞれ高レ
ベルであり、トランジスタＱ１゜Ｑ４はオンのままであ
る。しかし、上記駆動電流が大きくなり、抵抗Ｒ２の一
端の電圧が第２の電圧比較器１０の基準入力電圧よりも
高くなれば、その比較出力は低レベルになる。この場合
、抵抗Ｒ１の電圧降下は第１の電圧比較器７の基準入り
電圧よりも大きくならないように、その値が選定されて
いる。したがって、第１のアンド回路１２、第２のアン
ド回路１３の各出力は低レベルになり、第１．第２の排
他的オア回路１４．１５の各出力は低レベルになり、ト
ランジスタＱ１．Ｑ４は同時にオフ状態になる。このと
き、コイル３に蓄えられていたエネルギにより図示矢印
のごとくコイル３→ダイオードＤ３→抵抗Ｒ１→電源６
→ダイオードＤ２の経路で過渡電流が流れ、この放電電
流は電源６に還流して吸収される。このとき、抵抗Ｒ１
の電圧降下が大きくなり、第１の電圧比較器７の比較出
力は高レベルになる。また、トランジスタＱ１．Ｑ４が
オフになると同時に抵抗Ｒ２の電圧降下が生じなくなり
、第２の電圧比較器１０の比較出力は高レベルになり、
第１．第２のアンド回路１２．１３の各出力は高レベル
になっているので、第１．第２の排他的オア回路１４゜
１５の各出力は低レベルのままである。次に、前記過渡
電流が流れなくなると、抵抗Ｒ１の電圧降下が小さくな
り、第１の電圧比較器７の比較出力は低レベルになり、
第１．第２の排他的オア回路１４．１５の各出力は高レ
ベルになり、トランジスタＱ１．Ｑ４は同時にオン状態
になる。
上記したような動作により、コイル３には第２図に示し
たＡ相信号のような疑似正弦波に追従した正弦波状の駆
ＤＩ流を供給することができ、図示しないＢ相分のコイ
ルはＢ相信号に示すようなタイミングで正弦波状のコイ
ル駆動電流が供給される。なお、第２図中、クロックは
疑似正弦波信号のステップレートを定めるものであり、
たとえば５ Ｋ Ｒ２である。
たＡ相信号のような疑似正弦波に追従した正弦波状の駆
ＤＩ流を供給することができ、図示しないＢ相分のコイ
ルはＢ相信号に示すようなタイミングで正弦波状のコイ
ル駆動電流が供給される。なお、第２図中、クロックは
疑似正弦波信号のステップレートを定めるものであり、
たとえば５ Ｋ Ｒ２である。
上記駆動回路によれば、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値をブリッジ
回路のトランジスタのオン抵抗、ダイオードの順方向イ
ンピーダンスの１直に比べて充分に大きく設定しておく
ことにより、上記トランジスタやダイオードの温度特性
を含むばらつきに対して、コイルの駆動電流や過渡電流
のばらつきが小さくなるとともに電流の立上がり、立下
がりが速くなる。したがって、疑似正弦波信号の高速化
、そのステップレートの高速化（高分解能化）に際して
コイルに流れる電流の応答性が向上するので、ステッピ
ングモータの滑らかなく低振動で）回転とともに低雑音
化を実現でき、高速駆動することができる。
回路のトランジスタのオン抵抗、ダイオードの順方向イ
ンピーダンスの１直に比べて充分に大きく設定しておく
ことにより、上記トランジスタやダイオードの温度特性
を含むばらつきに対して、コイルの駆動電流や過渡電流
のばらつきが小さくなるとともに電流の立上がり、立下
がりが速くなる。したがって、疑似正弦波信号の高速化
、そのステップレートの高速化（高分解能化）に際して
コイルに流れる電流の応答性が向上するので、ステッピ
ングモータの滑らかなく低振動で）回転とともに低雑音
化を実現でき、高速駆動することができる。
なお、前記実施例では、ステッピングモータの駆動回路
を示したが、たとえばソレノイドコイルを正弦波駆動す
る場合にも本発明を適用できる。
を示したが、たとえばソレノイドコイルを正弦波駆動す
る場合にも本発明を適用できる。
［発明の効果コ
上述したように本発明の誘導性負荷駆動回路によれば、
負荷を疑似正弦波信号で高速に駆動することができるの
で、１−２相励磁方式のステッピングモータなどの駆動
回路に用いて好適である。
負荷を疑似正弦波信号で高速に駆動することができるの
で、１−２相励磁方式のステッピングモータなどの駆動
回路に用いて好適である。
第１図は本発明の誘導性負荷駆動回路の一実施例である
ステッピングモータ駆動回路の１相分を示す回路図、第
２図は第１図の回路の動作説明のために示す信号波形図
、第３図は１−２相励磁方式のステッピングモータのコ
イル配置を示す図、第４図は第３図のステッピングモー
タの回転中の駆動ベクトル量の大きさの変化を示す図、
第５図は第３図のステッピングモータを正弦波駆動する
ために従来考えられている駆動回路を示す回路図である
。 Ｑ１〜Ｑ４・・・・・・トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ４・・
・・・・ダイオード、Ｒ１，Ｒ２・・・・・・抵抗、１
．２・・・・・・出力端子、３・・・・・・コイル、４
．５・・・・・・入力端子、６・・・・・・直流電源、
７，１０・・・・・・電圧比較器、８．１１・・・・・
・基準電圧源（疑似正弦波信号′＃り、１２〜１５・・
・・・・論理回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第３図
第４図 第５図
ステッピングモータ駆動回路の１相分を示す回路図、第
２図は第１図の回路の動作説明のために示す信号波形図
、第３図は１−２相励磁方式のステッピングモータのコ
イル配置を示す図、第４図は第３図のステッピングモー
タの回転中の駆動ベクトル量の大きさの変化を示す図、
第５図は第３図のステッピングモータを正弦波駆動する
ために従来考えられている駆動回路を示す回路図である
。 Ｑ１〜Ｑ４・・・・・・トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ４・・
・・・・ダイオード、Ｒ１，Ｒ２・・・・・・抵抗、１
．２・・・・・・出力端子、３・・・・・・コイル、４
．５・・・・・・入力端子、６・・・・・・直流電源、
７，１０・・・・・・電圧比較器、８．１１・・・・・
・基準電圧源（疑似正弦波信号′＃り、１２〜１５・・
・・・・論理回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第３図
第４図 第５図
Claims (4)
- （１）４個の駆動用トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ
４がブリッジ接続され、一対の出力端子間に誘導性負荷
が接続されるブリッジ回路と；このブリッジ回路の一対
の入力端子と直流電源の両端との間にそれぞれ接続され
た抵抗Ｒ１、Ｒ２と； 前記ブリッジ回路における一方の入力端子側のトランジ
スタＱ１、Ｑ３にそれぞれ接続された放電用のダイオー
ドＤ１、Ｄ３と； 前記ブリッジ回路における他方の入力端子側のトランジ
スタＱ２、Ｑ４の各一端と前記抵抗Ｒ２の他端との間に
それぞれ接続された放電用のダイオードＤ２、Ｄ４と； 前記抵抗Ｒ１の電圧降下が所望の疑似正弦波信号の電圧
レベルよりも大きいか否かを比較する第１の電圧比較器
と； 前記抵抗Ｒ２の電圧降下が所望の疑似正弦波信号の電圧
レベルよりも大きいか否かを比較する第２の電圧比較器
と； この第２の電圧比較器の出力と前記第１の電圧比較器の
出力とを論理処理し、前記ブリッジ回路における１組の
トランジスタＱ１、Ｑ４（またはＱ２、Ｑ３）を同時に
オン状態またはオフ状態に制御し、このオン／オフ制御
期間は残りの１組のトランジスタＱ２、Ｑ３（またはＱ
１、Ｑ４）をオフ状態に制御するようにしてなることを
特徴とする誘導性負荷駆動回路。 - （２）前記誘導性負荷は１−２相励磁方式のステッピン
グモータのコイルであることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の誘導性負荷駆動回路。 - （３）前記コイルの駆動電流による前記抵抗Ｒ２の電圧
降下が前記疑似正弦波信号の電圧レベルよりも大きくな
ったときの前記第２の電圧比較器の比較出力により前記
トランジスタＱ１、Ｑ４（またはＱ２、Ｑ３）を同時に
オフ状態に制御し、前記コイルに蓄えられたエネルギに
より前記抵抗Ｒ１に流れる電流による電圧降下が前記疑
似正弦波信号の電圧レベルよりも小さくなったときの前
記第１の電圧比較器の比較出力により前記トランジスタ
Ｑ１、Ｑ４（またはＱ２、Ｑ３）を同時にオン状態に制
御するようにしてなることを特徴とする特許請求の範囲
第２項記載の誘導性負荷駆動回路。 - （４）前記誘導性負荷はソレノイドコイルであることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導性負荷駆動
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7871287A JPS63245298A (ja) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | 誘導性負荷駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7871287A JPS63245298A (ja) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | 誘導性負荷駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63245298A true JPS63245298A (ja) | 1988-10-12 |
Family
ID=13669481
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7871287A Pending JPS63245298A (ja) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | 誘導性負荷駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63245298A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04121099A (ja) * | 1990-09-10 | 1992-04-22 | Hitachi Ltd | 誘導負荷駆動装置 |
| JP2007504797A (ja) * | 2003-09-05 | 2007-03-01 | エレクトロニック シアター コントロールス インコーポレイテッド | ステッパモータをドライブする回路及びステッパモータドライバを制御する方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5067918A (ja) * | 1973-10-20 | 1975-06-06 | ||
| JPS5869499A (ja) * | 1981-10-20 | 1983-04-25 | Fuji Xerox Co Ltd | ステツプモ−タ励磁方式 |
| JPS5996897A (ja) * | 1982-11-20 | 1984-06-04 | Fuji Xerox Co Ltd | ステツプモ−タ励磁回路 |
| JPS6091899A (ja) * | 1983-10-21 | 1985-05-23 | Tokyo Electric Co Ltd | ステツビングモ−タの駆動方法 |
-
1987
- 1987-03-31 JP JP7871287A patent/JPS63245298A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5067918A (ja) * | 1973-10-20 | 1975-06-06 | ||
| JPS5869499A (ja) * | 1981-10-20 | 1983-04-25 | Fuji Xerox Co Ltd | ステツプモ−タ励磁方式 |
| JPS5996897A (ja) * | 1982-11-20 | 1984-06-04 | Fuji Xerox Co Ltd | ステツプモ−タ励磁回路 |
| JPS6091899A (ja) * | 1983-10-21 | 1985-05-23 | Tokyo Electric Co Ltd | ステツビングモ−タの駆動方法 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04121099A (ja) * | 1990-09-10 | 1992-04-22 | Hitachi Ltd | 誘導負荷駆動装置 |
| JP2007504797A (ja) * | 2003-09-05 | 2007-03-01 | エレクトロニック シアター コントロールス インコーポレイテッド | ステッパモータをドライブする回路及びステッパモータドライバを制御する方法 |
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