JPS63234880A - 電流形コンバ−タの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電流形コンバータの制御装置に係り、特に、
電力源として直流電圧を用いる電流形コンバータの出力
電圧制御に用いて好適な電流形コンバータの制御装置に
関する。

〔従来の技術〕

電流形コンバータを用いて電動機の制御を行う機器にお
いては、交流電源の停電時にも電動機を駆動したいとい
う要求がある。このような要求を満たすための従来技術
として、例えば、特開昭６１−１０２１７２号公報等に
記載された技術が知られている。この従来技術は、電力
源として蓄電池等の直流電源を用い、この直流電源を前
記電流形コンバータあるいは別個に設けた装置をチョッ
パ動作させることにより出力電圧を制御する電力供給手
段を設けることにより、電動機等の負荷に電力を供給す
るものであった。

〔発明が解決しようとする問題点〕

前記従来技術は、チョッパ動作する電力供給手段によっ
て得られる出力電圧の出力電圧特性について配慮されて
いなかった。

すなわち、−ａに、電流形コンバータ等の電力供給手段
を構成する半導体素子等の制御素子は、その素子の特性
によって定まる最小パルス幅以下のパルス幅で駆動する
ことができない。このため、前記電力供給手段は、その
出力電圧が急激に変化する部分が生じて不連続な特性と
なるという問題点があり、かつこの不連続な出力電圧の
領域では、負荷の制御を安定に行うことができないとい
う問題点があった。

本発明の目的は、電力源として直流電源を用いた場合に
も、連続した出力電圧特性を得ることのできる電流形コ
ンバータの制御装置を提供することにある 〔問題点を解決するための手段〕 本発明によれば、前記目的は、電流形コンバータを最小
パルス幅でチョッパ動作させたときに出力される直流電
圧を打ち消すように、前記直流電圧と正負逆の直流電圧
を同一チョッピング周期内で発生させることにより達成
される。

すなわち、本発明は、電流形コンバータの動作状態をチ
ョッピング周期期間内において、次の３つの状態に制御
して目的を達成することができる。

直流電源から負荷となる電動機等に電力を供給するカ行
制御モードでは、直流電源から負荷へ電力を供給する最
小パルス幅以上の期間から成る力行通流状態、直流回路
を短絡し回路電流を環流させる環流状態、最小パルス幅
でコンバータを駆動したときの力行通流状態で出力され
る電圧を打ち消すため、負荷からの電力を直流電源に回
生ずる一定幅の回生通流状態の３つの状態にコンバータ
を制御し、これら３つの状態のチョッピング周期内での
時間比率を可変とする。

電動機等の負荷からの回生電力を制御する回生制御モー
ドでは、カ行制御モードの場合と同様に、負荷からの電
力を直流電源に回生ずる最小パルス幅以上の期間からな
る回生通流状態、直流回路を短絡し回路電流を環流させ
る環流状態、最小パルス幅でコンバータを駆動したとき
の回生通流状態で出力される電圧を打ち消すため、直流
ｔ：ａから負荷へ電力を供給する一定幅の力行通流状態
の３つの状態にコンバータを制御し、これら３つの状態
のチョッピング周期内での時間比率を可変とする。

〔作　用〕

コンバータをチョッピングする際、１つのチョッピング
周期内で前述した３つの状態の時間比率を制御すること
により、チョッピング周期毎に発生する平均出力電圧を
連続的に変化させることができるとともに、正負両頭域
にわたって連続的な出力電圧特性を得ることができるの
で、負荷となる電動機等の制御が不安定になることがな
い。

〔実施例〕

以下、本発明による電流形コンバータの制御装置の一実
施例を図面により詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図（ａ）、　
　（ｂ）は第１図における制御回路１４が作成する制御
関数とコンバータ２の出力電圧特性を説明する図、第３
図は制御回路１４の制御フローチャート、第４図（ａ）
、　　（ｂ）はカ行制御時の各駆動信号のタイムチャー
トと出力電圧を示す図、第５図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）
は第４図における３つの回路状態を説明する図、第６図
（ａ）。

（ｂ）は回生制御時の各駆動信号のタイムチャートと出
力電圧を示す図、第７図（ａ）、（ｂ）。

（ｃ）は第６図における３つの回路状態を説明する図で
ある。第１図において、１は直流電源、２は電流形コン
バータ、３はリアクトル、４はインバータ、５．６はコ
ンデンサ、７は電動機、８は負荷装置、９はエンコーダ
、１０は電流検出器、１２は運転制御回路、１３は電流
制御回路、１４はコンバータ制御回路、１５はインバー
タ制御回路、２０１〜２０４は自己消弧素子、２０５〜
２０８はダイオードである。

第１図において、コンバータ２は、通常３相交流電源を
受けこれを直流に変換し、変換した直流電力をインバー
タ４に供給するもので、３相交流電源の停電時等に直流
電源（以下蓄電池という）１を電力源として、その直流
電力を制御してインバータ４に供給するものである。第
１図は蓄電池１を電力源として用いる本発明の一実施例
の構成を示しており、コンバータ２の内部回路として、
この場合に必要な自己消弧素子２０１〜２０４とダイオ
ード２０５〜２０Ｂのみを示している。従って、このコ
ンバータ２は、直流架線からの電力で駆動される電気車
等の制御に用いるチョッパ回路と同様な構成であっても
よい。

インバータ４は、コンバータ２よりの直流電力を受け、
これを交流に変換し、負荷装置８を駆動する電動１９７
に交流電力を供給するものであり、エンコーダ９からの
速度帰還信号、運転指令１１からの電動機７に供給する
電流量及び交流周波数を指示する電流指令■＊、周波数
指令ｆ＊を受取る運転制御回路１２によりインバータ制
御回路１５を介して制御される。

コンバータ制御回路１４は、ワンチップマイクロコント
ローラで構成され、電流制御回路１３からの制御偏差値
Ｅ五を受け、この制御偏差値Ｅ。

に応じて可変される、図中に示す関数の通流パルス幅Ｔ
＊　、Ｔ菖によって、コンバータ２の各自己消弧素子２
０１〜２０４を駆動するための各自己消弧素子２０１〜
２０４に対応する駆動信号Ｐ２゜。

〜Ｐ　ｔ＠４を出力する。コンバータ制御回路１４を構
成するワンチップマイクロコントローラは、演算処理、
Ａ／Ｄ変換、Ｄ／Ａ変換、任意の信号状態とこの信号を
出力する時間とを連想メモリに設定することにより、そ
の措定時刻に設定信号状態を外部に出力するスケジュー
ル処理等の機能を有している。

さて、運転指令１１が発生すると、運転制御回路１２は
、速度パターンを発し、前記速度パターンとエンコーダ
９の速度帰還信号９１とによりベクトル演算を行い、電
流指令Ｉ＊、周波数指令ｆ＊を出力する。

電流制御回路１３は、電流指令■　＊と電流検出器１０
の帰還電流Ｉｔｌｆとから、定電流制御するための制御
偏差Ｅ、を求め電流形コンバータ制御回路１４に出力す
る。

電流形コンバータ制御回路１４は、前記制御偏差Ｅ、を
受けて電流形コンバータ２をチョッパ制御するための駆
動信号Ｐ２゜、〜Ｐ！。４を発生する。

これにより、電流形コンバータ２は、チョッパ動作をし
、蓄電池１の一定電圧を可変電圧化し出力するとともに
、可変電圧化された直流電力をリアクトル３を介してイ
ンバータ４に供給する。

一方、インバータ制御回路１５は、周波数指令ｆ＊を受
けてインバータ４をｐｗＭｌｌｍする駆動信号ＰＩＮＩ
Ｉを発生し、インバータ４を構成する自己消弧素子を制
御する。これにより、インバータ４は、前記直流電力を
交流電力に交換するとともに、周波数指令に従って可変
周波数化した交流電力を電動機７に供給する。電動機７
は、インバータ４により駆動され、以後、運転制御回路
１２の速度パターンに従って可変速度制御される。

次に、蓄電池の一定電圧を可変電圧化するコンバータ２
のチョッパ動作の制御について説明する。

電流形コンバータによるチョッパ動作は、チョッピング
周期々関内において次の３つの回路状態にコンバータを
制御して行う。

１）蓄電池１からインバータ４へ電力の供給を行う力行
通流状態。

２）インバータ４からの電力を蓄電池１に回生ずる回生
通流状態。

３）直流回路を短絡し回路電流（直流電流）を環流させ
る環流状態。

これら３つの回路状態の夫々の期間長は、コンバータ制
御回路１４において、第２図（ａ）に示す制御関数を作
り、この関数により決定される。

コンバータ１４は、コンバータ２の回路状態が所定の期
間、所定の状態になるように、各自己消弧素子２０１〜
２０４をチョッパ動作させる。

第２図（ａ）に示す制御関数において、横軸は還流率γ
＊（Ｅｉ）を表わし、制御偏差４ｆｌ　Ｅ　ｔの最大、
最小が夫々１．−１となるように換算した値で表わして
いる。また、還流率γ”（Ｅｉ）は、次のような２つの
制御モードに区分される。

０≦γ＊（Ｅ、）≦１の範囲は蓄電池１からの電力にて
電動機７をカ行制御するカ行制御モード、また−１≦γ
”（Ｅｉ）＜０の範囲は電動機７からの回生電力にて電
動機を制動制御する回生制御モードに区分される。

縦軸は先に説明した３つの回路状態をひきおこす駆動信
号のパルス幅を表わし、図中のＴ、は力行通流状態とす
るカ行通流パルス幅、ＴＫは回生通流状態とする回生通
流パルス幅を表わす。

また、Ｔｃはチョッピング周期、Ｔｊｌ（ｌｊｉｎ＋＋
ＴＩ（１ｍｉｌｌ）＋　Ｔｓ＋ｍｉｎ＞は力行通流状態
、回生通流状態、環流状態でのパルス幅の最小値（自己
消素子の最小パルス幅以上に設定）を示す。

また、同図に示す、各パルス幅は次のような関係にある
。

まず、通流率γ”（Ｅり≧Ｏのカ行制御モードでは通流
率γ”（Ｅりとは無関係に固定長の回生通流パルス幅Ｔ
Ｈ（＊１ｎｌ、通流率γ”（Ｅｉ）に比例しく図中の点
線に示すγ”（Ｅｉ）　　・Ｔｃ）固定長のパルス幅Ｔ
、Ｉ（，１ｆｉ）を加算したカ行通流パルス幅’ｒｔ（
−γ＊（Ｅｉ）　　・’ｒｃ　　＋’［’え（、五、）
）、そして、環流パルス幅Ｔｓ　　（＝Ｔｃ−Ｔ＊　　
Ｔｒ＋−ｔｌｌ＋）の関係にある。

また、通流率γ”（Ｅｔ）＜Ｏの回生制御モードではカ
行制御モードと同様に、固定長のカ行通流パルスＴＩ（
ｓｉａｌｎ通流率ｒ”（Ｅｉ）に比例し、かつ固定長の
パルス幅ＴＫ（ｓｉ。を加算した回生通流パルス幅Ｔｔ
（−γ”（Ｅ　ｔ　）　　・ＴＣ＋ＴＩ［（１１１２１
））、そして、環流パルスＴ　Ｓ　（”　Ｔ　Ｃ−”　
Ｔえ−Ｔ□ｌｌｉ、、））の関係にある。

以上の３つのパルスから成る関数を作成するため、コン
バータ制御回路１４は、制御偏差Ｅｉを受けて次のよう
な処理を実行する。

この処理を第３図に示すフローチャートにより説明する
。

（１）チョッピング周期Ｔ、毎にこのプログラムが起動
されると、コンバータ制御回路１４は、電流制御回路１
４から制御偏差値Ｅｌを取込み、この制御偏差Ｅ、から
すでに説明した還流率γ”（Ｅｔ）を算出する（クロー
１４０〜１４２）。

（２）通流率γ＊（Ｅｚ）から制御モードを判定し、ｙ
＊（Ｅ、）≧０であればフロー１４４０以降のカ行モー
ドの処理に、またγ”（Ｅｉ）＜０であればフロー１４
５０以降の回生制御モードの処理に移行する（フロー１
４３）。

（３）力行制御モードの場合、第２図（ａ）に示す関係
のカ行通流パルス幅’ｒ＋−γ”（Ｅｚ）　　・’ｒｃ
　＋７’□５ｉｎｌを求め、このパルス幅がリミット値
を越えていないか否かをチェックする（フロー１４４０
．１４４１）。すなわちチョッピング周期Ｔｃの期間内
を３つのパルスにより構成するので、カ行通流パルス幅
の最大ＴＩ（□。は、Ｔ　ＩＩ　（ｗａｘ）　−Ｔ　Ｃ
Ｔに（ａｆ＋ｓ）　　Ｔ　Ｓ　（ｓｉ＋ｓビー−−−−
−−−（１’）でなければならない。

（４）ＴＫとＴ’＊＋□Ｘ）とを比較し、Ｔ　＊　＞　
Ｔ□、１Ｘ。

である場合、Ｔ、ＩをＴＩ＋□８）に書き替えてスケジ
ュール処理フロー１４６１に移行する（フロー１４４２
）。

（５）回生制御ぞ−ドの場合もカ行制御モード時と同様
に、第２図（ａ）に示す関係の回生還流パルス幅ＴＫ　
−１γ”（Ｅｔ）ｌ・’ｒｅ　＋’［’に情、、、、を
求め、このパルス幅が最大パルス幅 Ｔ　Ｉｆ（ＩＩＩＩＸ）−ＴＣＴｌ１（＋ｓｉ、ｌ）−
Ｔ３ｆｍｉｎ）・・・川・・・（２）を越えていないか
否かチェックし、ＴＫ＞Ｔ□１．Ｘ。

である場合、ＴＫをＴ　Ｉｆ（ＩＩＩＩＸ）に書き替え
てスケジュール処理フロー１４６２に移行する（フロー
１４５０〜１４５２）。

（６）スケジュール処理フロー１４６１あるいは１４６
２を終了すれば、このプログラム処理は完了するが、こ
のプログラムはチョッピング周期Ｔｃ毎に起動され繰返
し実行される。

次に、カ行制御モードでのスケジュール処理フロー１４
６１の処理を説明する。この処理フローは各自己消弧素
子２０１〜２０４を駆動するための駆動信号Ｐ２゜、〜
Ｐ２゜４を次のようにスケジュールするものである。

初めに、基準時間ｔ０で駆動信号Ｐ２゜１．Ｐ２゜４を
Ｈ状態、Ｐ、。２．Ｐ２゜３をＬ状態にする。

次に基準時間ｔ０に対しフロー１４４０で算出したカ行
通流パルス幅ＴＩ後（ｔｌ−ｔｏ＋Ｔえ）、駆動信号Ｐ
２゜２．Ｐ、。３をＨ状態、Ｐ８゜１．Ｐ２゜４をＬ状
態にする。

さらに、前記ｔ１に対し第２図（ａ）に示すような固定
長の回生通流パルス幅Ｔｌ１（＠ｉａｌを加算したｔｚ
　　（＝ｔ１　＋Ｔｗ＋１＋ｓ＋）後、駆動信号Ｐ、。

４をＨ状態、Ｐ２゜、をＬ状態とする。

第４図（ａ）にこのスケジュール処理によって出力され
る駆動信号のタイムチャートを示す、また、この駆動信
号により、電流形コンバータ２は、先に説明した３つの
回路状態をひきおこす。これを第５図に示す。

第５図（ａ）はｔｏから１．の期間（カ行通流パルス幅
Ｔ、に相当）の回路状態を示しており、この期間は自己
消弧素子２０１，２０４がオン状態に、２０２，２０３
がオフ状態にあり、蓄電池１がリアクトル３を介してイ
ンバータ４に接続される力行通流状態を示す。

したがって、この期間での直流電圧■４は第４図（ｂ）
に示すように Ｖａ　”Ｅｍ　　（Ｅｍ　　；蓄電池１の電圧）となる
。

次に第５図（ｂ）はｔｌからｔ２の期間（回生通流パル
ス幅ＴＫ（ｓｔａ）に相当）の回路状態を示しており、
こつ期間は自己消弧素子２０２．２０３がオン状態、２
０１，２０４がオフ状態にあり、インバータ４からの電
力が蓄電池１に回生される回生通流状態を示す。

したがって、この期間での直流電圧ｖ４は第４図（ｂ）
に示すように Ｖｄ”　−Ｅａ となる。

さらに、第６図（ｃ）は１．からｔ、の期間（Ｎ流パル
ス幅Ｔ、に相当、ｔ３　；次のスケジュール処理時の基
準時間ｔｏ）の回路状態を示しており、この期間は自己
消弧素子２０２．２０４がオン状態、２０１．２０３が
オフ状態にあるので、直流回路が短絡され、直流電流！
４が環流される環流状態を示す。

このため、この期間での直流電圧ｖｄは第４図（ｂ）に
示すように Ｖｄ”０ となる。

以上の３つの回路状態が、チョッピング周期Ｔ、毎に発
生するので、Ｔｃにおける直流電圧の平均値ｖｄ、（以
下、この電圧を出力電圧と称す）は Ｃ （ＴＲ−γ＊（Ｅ＝　　）　　・Ｔｃ　　＋　Ｔ＋＋ｔ
ｓｔ＊））で表わされる。

ここで、ＴＫ（□７）とＴ□ｗｉｎ＞とに発生する電圧
値が等しく、たがいに打ち消し合う電圧を発生するなら
ば、出力電圧Ｖｄｍは ｖａｎ”−γ＊（Ｅ、）・Ｅ、　　　　　　・・・・・
・・・・（４）で表わされる。

すなわち、電圧の量（大きさＸ時間）が等しくなるよう
にＴｈ（ｓｕｎ）とＴ　Ｒ＜ｍ　ｔ　ｎ＋を設定するこ
とによって、出力電圧ｖｄ、は通流率ｒ　＊（Ｅ、）に
比例し零から連続的に可変される。

また、出力電圧の最大ｖｄｎ。□、は（１）。

（３）式より Ｔ。

・・・・・・・・・（５） となる。

次に、回生制御モードでのスケジュール処理フロー１４
６２の処理を説明する。この処理フローは各自己消弧素
子２０１〜２０４を駆動するための駆動信号Ｐｔｏ＋〜
Ｐ２゜４を次のようにスケジュールするものである。

初めに、基準時間ｔ０で駆動信号Ｐ２゜ｔｏＰ＊６３を
Ｈ状態、Ｐ２゜＋　＊　　Ｐｔ６４をＬ状態とする。次
に基準時間ｔ。に対し１４５０の処理で算出した回生通
流パルス幅’ｒｘ後（ｔ、′＝ｔｏ　＋Ｔ諷）、駆動信
号Ｐ２゜＋　＋　　ＰｚｏａをＨ状態、Ｐ８゜２．Ｐ！
。。

をＬ状態にする。さらに、前記ｔ、　ｌ　　に対し第２
図（ａ）に示すような固定長のカ行通流パルス幅Ｔ□、
７．１を加算したｔｔ’　　（”ｔｌ’＋Ｔ糞（、五、
））後、駆動信号Ｐ　ｔｏｚをＨ状態、Ｐ　ｔ０４をＬ
状態にする。

第６図（ａ）にこのスケジュール処理によって出力され
る駆動信号のタイムチャートを示す。また、 この駆動信号により電流形コンバータ２は先に説明した
３つの回路状態をひきおこす、これを、第７図に示す。

第７図（ａ）はｔｏからｔ　、　Ｊ　　の期間（回生通
流パルス幅ＴＫに相当）の回路状態で、この期間では自
己消弧素子２０２．２０３がオン状態に、２０１．２０
４がオフ状態にある。したがって、インバータ４からの
電力が蓄電池へ回生する接続となり回生通流状態を示す
。

この期間での直流電圧Ｖ４は第６図（ｂ）に示すように
、 Ｖａ”−Ｅｓ となる。

第７図（ｂ）はｔ　、　ｌ〜ｔ　、　Ｉの期間（カ行通
流パルス幅Ｔｌ１（ＩＩＩＫ）に相当）の回路状態で、
この期間では、自己消弧素子２０１．２０４がオン状態
、２０２．２０３がオフ状態にある。したがって、蓄電
池１がリアクトル３を介してインバータ４に接続される
力行通流状態を示す。

この期間での直流電圧■、は第６図（ｂ）に示すように ■４繻Ｅ。

となる。

さらに、第７図（ｃ）はｔ３′から１　、　／の期間（
環流パルス幅Ｔ、に相当）の回路状態で、この期間では
、自己消弧素子２０Ｌ　　２０３がオン状態、２０２，
２０４がオン状態にある。したがって、直流回路が短絡
され、直流電流■４が環流される環流状態を示す。

この期間での直流電圧Ｖ４は第６図（ｂ）に示すように Ｖａ”０ となる。

以上の３つの回路状態がチョッピング周期Ｔｃ毎に発生
するので、Ｔｃにおける出力電圧ＶＦ＆は（Ｔえ一１γ
”（Ｅｉ）！　ＸＴｃ　＋Ｔ□Ｒ４ａｌ）で表わされる
。

ここで、Ｔｋ（Ｍｉ９．とＴＩ（＋ａｔｎｌをカ行制御
モード時（γ＊（Ｅり≧Ｏ）と同一に設定することによ
り、これら２つのパルス幅によって出力される電圧が打
ち消され、出力電圧Ｖｄｓは Ｖａｎ”　ｌ　　ｒ”（Ｅｌ　）　　ｌ　　・　（Ｅｌ
　）　　　””（７）となる。

したがって、カ行制御時と同様に通流率ｒ　”（Ｅ　ｉ
　）に比例し負の電圧を零から連続的に可変される。

また、この制御モードで出力できる最大出力電圧は（２
）、　　（６）式より ・・・・・・・・・（８） となる。

前述したカ行制御モード及び回生制御モードの処理によ
り、コンバータ２の出力電圧Ｖ４．は、前述した第（５
）式及び第（８）式で示される範囲内で、第２図（ｂ）
に示すように通流率Ｔ”（Ｅｌ）に応じ連続的に変化さ
せて出力することができる。

従って、このように連続して変化する電圧を有する直流
電力を受けるインバータ４は、電動機７を安定に制御す
ることができる。

なお、前述したコンバータ２の３つの回路状態の制御順
序は、第５図、第７図に示す順序である必要はな（、ど
のような順序であってもよい。また、環流状態の制御は
、第５図（Ｃ）、第７図（Ｃ）に示す方法にかぎらず、
直流回路を短絡するように、６５図（Ｃ）、第７図（Ｃ
）のいずれか一方の方法で行ってもよい。

さらに、コンバータ制御回路１４は、本発明の他の実施
例による次のような方法でコンバータ２を制御してもよ
い。以下、この場合の制御を図面により説明する。

第８図（ａ）、　　（ｂ）は制御回路１４が作成する制
御関数とコンバータ２の出力電圧特性を説明する図、第
９図は制御回路１４の制御フローチャート、第１０図（
ａ）、（ｂ）はカ行制御時の各駆動信号のタイムチャー
トと出力電圧を示す図、第１１図（ａ）、　　（ｂ）は
回生制御時の各駆動信号のタイムチャートと出力電圧を
示す図である。

第８図（ａ）は第２図（ａ）に相当する制御関数であり
、コンバータ制御回路１４で作成し、制御回路１４は、
この関数により駆動信号のパルス幅を決定する。この第
８図（ａ）に示す制御関数は、予め設定した通流率の範
囲内においては、第２図（ａ）に示す方法と同一のパル
ス幅の駆動信号を出力して、コンバータ２の出力電圧を
調整するが、前述の予め設定した通流率の範囲以外では
、それまで打ち消し合う電圧を発生するようにしていた
還流パルス幅を除去したパルスのみにより出力電圧を調
整するようにしたものである。

すなわち、γ＊（Ｅｉ）≧０の範囲では（３）式に示す
関係から γ”（Ｂｉ）　　・Ｔｃ≧Ｔ　Ｉ　＋−ｉ　−＋　　　
　・・・・・・・・・（９）で表わされる還流率となれ
ば、Ｔ□、！＊）　＋　ＴＫ　（ｓｉｎ＞を除いても出
力電圧は可変できる。

そこで、（９）式の関係が成り立つ通流率をγ＋＊（Ｅ
ｉ）・としたとき、０≦γ”（Ｅｔ）＜ｒ”（Ｅｉ）の
範囲では、前述した３つの回路状態をひきおこすパルス
により、コンバータ２を３つの回路状態に制御し、ＴＩ
（Ｅ龜）＞ｉ＋”（Ｅｔ）の範囲では、カ行通流パルス
と環流パルスのみにより、コンバータ２の回路状態を制
御することにする。

同様に、ｒ　’ｌ’（Ｅｉ）＜０の範囲では（６）式に
示す関係から ｌ　ｒ”（Ｅｔ　）ｌ　・Ｔｃ≧ＴＫｔｍ＋ｎ＋　　・
・・・・・・・−（１０）で表わされる通流率となけれ
ば、ＴＩ（ＩＩム、ｌ）。

Ｔｉ＋（ｆｉｉｎ＋を除いても出力電圧は可変できる。

そこで、（１０）式の関係が成り立つ通流率をγｚ＊（
Ｅｔ）としたとき、Ｏ＞ｒ”（Ｅｔ）≧γ８＊（Ｅｉ）
の範囲では、前述した３つの回路状態をひきおこすパル
スにより、コンバータ２の３つの回路状態に制御し、ｒ
”（Ｅｔ）＜γｔ＊（Ｅｔ）の範囲では、回生制御パル
スと環流パルスのみにより、コンバータ２の回路状態を
制御することにする。

コンバータ制御回路１４は、制御偏差値Ｅｌを受けて次
のような処理を実行する。この処理を第９図に示すフロ
ーチャートにより以下に説明するが、第３図に示すもの
と同一の処理は説明を省略する。

第９図において、コンバータ制御回路１４は、第３図で
説明したと同様に、フロー１４３迄の処理を進め、フロ
ー１４３の処理で制御モードを判定した後、各制御モー
ドにおけるチョッパ動作切り替え判定処理を実行するフ
ロー１４４または１４５に移行する。

フロー１４４の処理で７＊（Ｅｌ）＜γｔ＊（Ｅｔ）の
とき、またはフロー１４５の処理でγ＊（Ｅｉ）≧γｚ
”（Ｅｉ）　　（；　Ｔ　”（Ｅｔ　）　〈０　）のと
きには、第１図に示す実施例と同様に固定長の通流パル
ス幅を加味したカ行通流パルス幅または回生還流パルス
幅を求めるフロー１４４０または１４５０を実行し、そ
の後、スケジュール処理フロー１４６１゜１４６２にそ
れぞれ移行する。

さて、フロー１４４の処理でｒ”（Ｅｉ））ｒ＋＊（Ｅ
ｉ）のときには、フロー１４４３の処理でカ行通流パル
ス幅Ｔつを求める。ここでＴｘは第８図（ａ）から明ら
かなようにＴｌｌ−γ＊（Ｅｉ）・Ｔ、の関係にある。

次に、フロー１４４１でＴ、Ｉが、リミット値を越えて
いないか否かを判定する。ここでの通流パルス幅の最大
値Ｔ′□＋ｓａ＊）は、 Ｔ　’　Ｒ＜ｍａｓｔ）　＝　Ｔ　Ｃ−Ｔ　３（ｓｉｎ
）　　　　・・・・・・・・・（１１）となる。

したがって、Ｔ、ｌ＞Ｔ’□１．Ｘ、のときはフロー１
４４２でＴ、ＩをＴ’＋ｔ（□ゎに書き替えてスケジュ
ール処理フロー１４６３に移行する。

また、フロー１４５の処理でｒ＊（Ｅｌ＞γＺ”（Ｅり
　　（：γ＊（Ｅｉ）＜０）のときには、フロー１４５
３で回生通流パルス幅ＴＫを求める。

ＴＫは第８図（ａ）から明らかなようにＴＫ−ｌ　ｒ”
（Ｅｔ　）ｌ　・Ｔ、の関係となる。

次に、フロー１４５１で前記Ｔ８がリミット値を越えて
いないか否かを判定する。ここでの通流パルス幅の最大
値Ｔ′□＃１ＩＫ）は（工１）式に示すと同様に Ｔ′Ｋ＜ｍｍｘ＞　”　Ｔｃ　−Ｔｓ　（＠＝ａ＞　　
　　””””’（１２）となる。

そこで、Ｔ　Ｈ＞　Ｔ　’　＊　（ｓｅｘ）のときは１
４５２でＴＫをＴ”＋＋＜□。に書き替えてスケジュー
ル処理１４６４に移行する。

次に、フロー１４６３及び１４６４におけるスケジュー
ル処理の構成と、このスケジュール処理で発生する回路
状態を説明する。

カ行制御モードのスケジュール処理フロー１４６３では
、電流形コンバータ２の各自己消弧素子２０１〜２０４
を駆動する次のような駆動信号をスケジュールする。

初めに、基準時間ｔ、で駆動信号Ｐｌｏｔ　＋　　Ｐｇ
。４をＨ状態、Ｐｔｏｔ＋Ｐｚ。、をＬ状態にする。

次に、基準時間ｔ０に対しフロー１４４３の処理で算出
したカ行制御パルス幅ＴＩＩ後に　ｔａ　−ｔ０＋Ｔ、
Ｉ）に駆動信号Ｐ　１０ｇをＨ状態、Ｐ２゜１をＬ状態
にする。

第１０図（ｂ）にこのスケジュール処理によって出力さ
れる駆動信号のタイムチャートを示す。

この駆動信号により電流形コンバータ２は第５図（ａ）
、　　（ｃ）に示す回路状態になるとともに第１０図（
ｂ）に示す直流電圧を発生する。

したがって、出力電圧Ｖｄｍは Ｃ となる。また、最大出力吾÷４電圧Ｖａａ。１．、は（
１１）、　　（１３）式から、 となる。

一方、回生制御モードにおけるスケジュール処理フロー
１４６４では、駆動信号を次のようにスケジュールする
。

初めに、基準信号ｔ０では駆動信号Ｐ２゜２゜ｐｚｏ３
をＨ状ａ、Ｐｔｏ＋　、　　Ｐｔｏａ　ヲＬａ−態にす
る。

次に基準時間ｔ０に対しフロー１４５３の処理で算出し
た回生通流パルス幅Ｔ、後（ｔ、　’　ｚ　ｉ　０＋ｒ
ｘ）駆動信号Ｐ２゜１をＨ状態、Ｐ２゜３をＬ状態とす
る。

第１１図（ａ）にこのスケジュール処理によって出力さ
れる駆動信号のタイムチャートを示す。

この駆動信号により電流形コンバータ２は第７図（ａ）
、　　（ｃ）に示す回路状態になるとともに第１１図（
ｂ）に示す直流電圧を発生する。

したがって、出力電圧Ｖ。は Ｃ となる。

また、出力電圧の最大Ｖ　’　ｄａ　（ｓａｇ）は（１
２）　。

（１５）式より ・・・・・・・・・（１６） となる。

前述した処理により、コンバータ２の出力電圧Ｖｄａは
、自己消己を内弧素子の最小パルス幅の制限を受けても
、前述した第１４式及び第１６弐に示される範囲内で連
続して可変とすることができる。

前述した実施例の説明において、蓄電池１からの電圧を
制御するコンバータ２の負荷として、インバータ４を介
して制御される電動機を用いるものとしたが、コンバー
タ２の負荷は、前述の例に限られる必要はなく、どのよ
うな機器・であってもよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、最小制限パルス
幅の大きい自己消費素子でコンバータを構成した場合に
も、その出力電圧を正負連続的に可変することができる
ので、安定した負荷の制御を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図（ａ）、　
　（ｂ）は第１図における制御回路１４が作成する制御
関数とコンバータ２の出力電圧特性を説明する図、第３
図は制御回路１４の制御フローチャート、第４図（ａ）
、　　（ｂ）はカ行制御時の各駆動信号のタイムチャー
トと出力電圧を示す図、第５図（ａ）、（ｂ）、（Ｃ）
は第４図における３つの回路状態を説明する図、第６図
（ａ）。 （ｂ）は回生制御時の各駆動信号のタイムチャートと出
力電圧を示す図、第７図（ａ）、　　（ｂ）。 （ｃ）は第６図おける３つの回路状態を説明する図、第
８図（ａ）、　　（ｂ）は本発明の他の実施例の制御の
ために制御回路１４が作成する制御関数とコンバータ２
の出力電圧特性を説明する図、第９図はその場合の制御
回路１４の制御フローチャート、第１０図（ａ）、　　
（ｂ）はカ行制御時の各駆動信号のタイムチャートと出
力電圧を示す図、第１１図（ａ）、　　（ｂ）は回生制
御時の各駆動信号のタイムチャートと出力電圧を示す図
である。 １・・・・・・・・・直流電源、２・・・・・・・・・
電流形コンバータ、３・・・・・・・・・リアクトル、
４・・・・・・・・・インバータ、５゜６・・・・・・
・・・コンデンサ、７・・・・・・・・・電動機、８・
・・・・・・・・負荷装置、９・・・・・・・・・エン
コーダ、１０・・・・・・・・・電流検出器、１２・・
・・・・・・・運転制御回路、１３・・・・・・・・・
電流制御回路、１４・・・・・・・・・コンバータ制御
回路、１５・・・・・・・・・インバータ制御回路、２
０１〜２０４・・・・・・・・・自己消弧素子、２０５
〜２０８・・・・・・・・・ダイオード。 ｍｌ（！１ １：Ｗ電池　　　　　　　４：電流形インバータ２：電
流元ｂンパータ　　７：電動機 ２０１〜２０４：自己消弧素子　　　１３：電流制御回
路３：リアクトル　　　　　１４：電流ｆｆｏン／針り
９即Ｍ俗 第２図　　三 第３図 第４図 第５図 代理人升埋士　武　顕次部（外７名） 第６図 第８図 第９図 第１０図 （ｂ） 第１１図 （ｂ） 手続補正書（自発） 昭和６３年　６月タ日

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、蓄電池を入力とし、チョッパ動作により直流電力を
   制御して負荷に供給する電流形コンバータの制御装置に
   おいて、前記電流形コンバータの動作状態を、チョッピ
   ング周期々間内で、前記蓄電池から前記負荷へ電力を供
   給する力行通流状態と、前記負荷からの電力を前記蓄電
   池へ回生する回生通流状態と、電流コンバータの出力を
   短絡し負荷の回路電流を環流させる環流状態の少なくと
   も２つの状態に制御し、各状態の期間長を可変とする制
   御手段を備えることを特徴とする電流形コンバータの制
   御装置。 ２、前記制御手段は、電流形コンバータの出力電圧の全
   域において、電流形コンバータの動作状態を、力行通流
   状態と回生通流状態と環流通流状態の３つの状態がチョ
   ッピング周期々間内に生じるように制御することを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載の電流形コンバータの
   制御装置。 ３、前記制御手段は、電流形コンバータの動作状態を、
   該電流形コンバータの出力電圧が予め定めた電圧より小
   さい範囲において、力行通流状態と回生通流状態と環流
   通流状態の３つの状態がチョッピング周期々間内に生じ
   るように、電流形コンバータの出力電圧が前記予め定め
   た電圧より大きい範囲において、力行通流状態あるいは
   回生通流状態の一方の状態と環流通流状態との２つの状
   態がチョッピング周期々間内に生じるように制御するこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電流形コン
   バータの制御装置。