WO2007007413A1

WO2007007413A1 - モータ駆動システム

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Publication number: WO2007007413A1
Application number: PCT/JP2005/013047
Authority: WO
Inventors: Takashi Umemori; Makoto Tanaka
Original assignee: Takashi Umemori; Makoto Tanaka
Priority date: 2005-07-14
Filing date: 2005-07-14
Publication date: 2007-01-18
Also published as: CN101223686A; JP4107614B2; JPWO2007007413A1

Abstract

　エネルギー効率を向上させたモータ駆動システムを提供する。　モータ駆動システムは、直流定電流電源装置１と、当該直流定電流電源装置１からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成する多相定電流インバータ２と、巻線を流れる多相定電流インバータ２からの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行う多相定電流モータ３とを有し、直流定電流電源装置１は、直流電圧を供給する直流電源２９と、当該直流電源２９からの直流電圧を入力し、直流定電流を出力するように多相定電流モータ３の起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４とを有する。

Description

明細書

モータ駆動システム

技術分野

[0001] 本発明は、モータを利用して電気自動車等の駆動を行うモータ駆動システムに関する。

背景技術

[0002] 直流モータは、インバータ制御によって駆動される。具体的には、直流モータ内の回転子の位置が検出され、インバータがその位置情報に基づ!/、て直流モータへの通電を制御する。

[0003] 直流モータでは、一般に、回転子の磁石材は、円筒型永久磁石により構成される。

一方、当該円筒型永久磁石の 1つの極性 (N極又は S極）に対向する固定子側の卷線は、 1つ（1相）である。そして、固定子側の 1つの卷線が回転子側の 1つの極性に対畤する形式となっている。

[0004] このような直流モータの使用に際し、制動時に充電を行ってエネルギー効率の向上が図られる場合がある。例えば、特許文献 1は、定電圧システムに基づく高速走行時の回生エネルギーを充電する充電回路、高速走行時であることを検出する回生作動検出兼比較回路等を備えるモータ駆動システムである。このモータ駆動システムでは、所定の条件を満たした場合にのみ電気二重層コンデンサに回生エネルギーが蓄えられ、又は、電気二重層コンデンサが放電する。また、特許文献 2は、高速走行時の回生エネルギーをコンデンサに回収するモータ駆動システムである。

特許文献 1：特開平 6 - 276616号公報

特許文献 2：特開平 7— 143611号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] し力しながら、特許文献 1及び 2では、モータの回転が低速の場合、換言すれば、モータの起電力（負荷起電力）が小さい場合には、回生エネルギーを回収することができない。 [0006] そこで、本発明は、エネルギー効率を向上させたモータ駆動システムを提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0007] 本発明は、電源装置と、前記電源装置からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成するインバータと、卷線を流れる前記インバータからの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行うモータとを有するモータ駆動システムであって、前記電源装置が、直流電圧を供給する直流電源と、前記直流電源からの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する電圧制御手段とを有する。

[0008] この構成により、電源装置は、モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御することにより、インバータに対して一定の方向及び一定の大きさの直流定電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生電力による充電をモータの停止時まで、換言すれば、モータの起電力がゼロになるまで行うことができ、エネルギー効率を向上させることが可能となる。また、モータは、直流電流により駆動する直流モータであるため、小型化で高、トルク効率を実現することができる。

[0009] また、本発明のモータ駆動システムは、前記電圧制御手段が、前記出力電圧を、前記モータの起電力に後段の回路における電圧降下分を加算した電圧に制御する

[0010] この構成により、電源装置は、その出力電圧とモータの起電力との差に応じた直流定電流をインバータへ供給することができる。

[0011] また、本発明のモータ駆動システムは、前記電圧制御手段が、前記直流電源に接続され、前記モータの起電力に応じてスイッチング動作を行う複数のスィッチにより構成される非対称制御の PWMブリッジを有する。

[0012] また、本発明のモータ駆動システムは、前記非対称制御の PWMブリッジ力前記モータの起電力に応じて、前記複数のスィッチのうちオンとなるスィッチが選択され、且つ、オンの期間が制御される。

[0013] この構成により、前記電源装置の出力電圧は矩形波となり、極性と共にその平均値を適切に制御することが可能となる。 [0014] また、本発明のモータ駆動システムは、前記電圧制御手段が、前記非対称制御の PWMブリッジの出力側に並列に接続され、前記非対称制御の PWMブリッジ内のスイッチのオフ期間にのみオンとなるスィッチと、前記電圧制御手段の出力端に設けられるリアタトルとを有する。

[0015] この構成により、非対称制御の PWMブリッジ内のスィッチがオフ期間の場合にも、インバータに対して直流定電流を断続させずに供給することができる。

[0016] また、本発明のモータ駆動システムは、前記直流電源が、前記モータからの回生電力を充電する機能を有する。

[0017] この構成により、回生電力を充電してエネルギー効率を向上させることができる。

[0018] 同様の観点力本発明のモータ駆動システムは、前記直流電源に並列に接続された容量素子を有する。

[0019] この構成により、直流電源が充電機能を有しない場合、あるいは、充電機能を有するものの短時間に回生電力が大きく変動する際には適切に充電を行うことができない場合であっても、容量素子によって回生電力を充電することができる。

[0020] また、本発明のモータ駆動システムは、前記モータが、回転軸を有する円筒構造体の外周に、半径方向の形状と磁ィ匕の強さを均一にして、外周に生じる円周方向の磁束密度分布が矩形波状になるようにした複数の NS対を構成する磁石を、外周側及び内周側に N極と S極とが交互に表れるように取付けた回転子と、前記回転子の外周側に空隙を介して囲むように配置される環状鉄心の内周側に、前記回転子の NS 対あたり相数分の固定子卷線を各相毎に直列あるいは並列接続して相数分の入端子を設けた固定子とを有する多相定電流モータである。

[0021] また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、各相に対応して設けられ、対応する相の前記固定子卷線を接続した単相ブリッジユニットを相数分直列接続して構成される多相定電流インバータである。

[0022] また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、前記回転子の角度位置に応じて、前記単相ブリッジユニットに入力される直流電流を反転切換させる。

[0023] この構成により、モータのトルク効率を向上させることができる。

[0024] また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、各相の前記固定子卷線に電気角 180° 幅の矩形波交流電流を電気角（180° Z相数)の位相差で順次ずらして供給する。

[0025] この構成により、モータ内の回転子に、電気角 180° 幅の矩形波磁束密度と、 180

° 幅の矩形波交流電流との相乗による効果的な回転力を発生させることができる。

[0026] また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、前記モータの駆動時と制動時とで前記直流電流の反転切換のタイミングを、前記回転子が電気角 180° に対応する角度の回転の時間だけずらす。

[0027] この構成により、モータの駆動時及び制動時におけるトルク効率を最大とすることができる。

発明の効果

[0028] 本発明のモータ駆動システムは、モータの制動時に充電をモータの停止時まで行うことができ、エネルギー効率を向上させることができる。

図面の簡単な説明

[0029] [図 1]電気自動車の構成を示す図である。

[図 2]モータ駆動システムの構成を示す図である。

[図 3]多相定電流モータの軸方向断面図である。

[図 4]多相定電流モータの軸垂直方向断面図である。

[図 5]固定子卷線の実施例（直線状に展開）を示す図である。

[図 6]固定子卷線の実施例（円弧状に表示)を示す図である。

[図 7]多相定電流インバータの実施例を示す図である。

[図 8]角度位置信号、ドライブ信号、制動指令信号の対応関係を示す図である。

[図 9]駆動状態における半導体スィッチの動作サイクルを示す図である。

[図 10]駆動状態における回転子の位置と固定子卷線電流を示す図である。

[図 11]制動状態における回転子の位置と固定子卷線電流を示す図である。

[図 12]多相定電流インバータに生じる負荷起電力を示す図である。

[図 13]直流定電流電源装置の実施例を示す図である。

[図 14]直流定電流電源装置内の半導体スィッチの動作とその動作時の出力電圧を示す図である。 [図 15]自動車の駆動状態と直流定電流電源装置の動作を示す図である。

[図 16]直流定電流電源装置の他の実施例を示す図である。

符号の説明

1 直流定電流電源装置

2 多相定電流インバータ

3 多相定電流モータ

4 ディファレンシャルギヤ

5 機械ブレーキ

6 回転子鉄心

7 回転軸

8 軸受

9 磁石材

10 溝

11 遮光板

12 フォトセンサ

13 固定子鉄心

14 空隙

15 止め金具

16 ケース

17 固定子卷線

18— 1、 18- 2 端子

19 半導体スィッチ

S1〜S5、 S11〜S16 半導体スィッチ

20 A相単相ブリッジユニット

21 B相単相ブリッジユニット

22 C相単相ブリッジユニット

23 D相単相ブリッジユニット

24 インバータ制御装置 25 角度位置信号

26、 32 ドライブ信号

27 制動指令信号

29、 39 直流電源

30、 40 リアク卜ル

34 電流設定指令信号

35、 45 定電流電源制御装置

46 充放電切換器

47 定電流チヨッパ

発明を実施するための最良の形態

[0031] モータ駆動システムは、電源装置がモータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御することにより、インバータに対して直流定電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生電力による充電をモータの停止時まで行うことができ、エネルギー効率を向上させるようにした。

実施例 1

[0032] 図 1は、本発明による定電流方式のモータ駆動システムを適用した電気自動車の構成を示す。図 1において、電気自動車は、直流定電流電源装置 1、多相定電流ィンバータ 2、多相定電流モータ 3、ディファレンシャルギヤ 4、機械ブレーキ 5を有する。本発明による定電流方式のモータ駆動システムは、これらのうち、直流定電流電源装置 1、多相定電流インバータ 2、多相定電流モータ 3を中心にして構成される。なお、図 1では、多相定電流モータ 1は 1つのみ設置されている力各タイヤに配置して、ディファレンシャルギヤ 4を省略した構成であってもよい。機械ブレーキ 5は、本発明によるモータ駆動システムでは、後述するように通常の運転では不要である力停止後のタイヤのロック、緊急時のブレーキのとしての役割を有して!/、る。

[0033] 直流定電流電源装置 1は、負荷である多相定電流モータ 3側の起動力の正負、大小に関係なぐ一定方向に一定の大きさの直流定電流を出力するように動作する。また、直流定電流電源装置 1は、負荷である多相定電流モータ 3の制動時、すなわち、負荷起電力が負の場合には、負荷側からの回生電力を回収するように動作する。 [0034] 多相定電流インバータ 2は、前段の直流定電流電源装置 1からの直流定電流を入力として、後述する多相定電流モータ 3の固定子卷線に流れる電流の向きを反転切換し、該固定子卷線に矩形波交流電流を流す機能を有する。この反転切換する機能を複数設けることによって、相数は任意に選択可能であり、多相定電流インバータ 2は、多相の矩形波交流電流を流すことができる。

[0035] 多相定電流モータ 3は、前段の多相定電流インバータ 2からの多相矩形波交流電流を受けると、内部の回転子の磁極に回転力が生じる。これまでの半導体モータは、三相正弦波電流で駆動する同期電動機、或いは誘導電動機を原形にしているが、本発明における多相定電流モータ 3は、直流電動機が原形であり、多相矩形波交流電流で動作する点にお!、て全く新 U、タイプのモータである。

[0036] 本発明によるモータ駆動システムは、矩形波磁束密度と矩形波交流の相乗で生じる回転力が、正弦波磁束密度と正弦波電流による同期電動機形のモータに対して、同じ寸法で 2倍の回転力が得られるとともに、小型化が可能になる。また、従来方式のモータ駆動システムでは、電源側とモータ側とが並列接続の関係にあり、制動時に生じる起電力を電源側に送り返すためには、起電力を電源電圧以上に昇圧する必要があり、低速で発生起電力が小さくなると電力回生による電源の充電が困難になる。これに対し、本発明によるモータ駆動システムは、電源側とモータ側とが直列接続の関係にあり、モータ側の起電力の大小は全く関係がなぐ自然な形で電力回生が行われる。従って、回生制動が停止時まで可能であり、エネルギーの回収効率が高く、通常の運転時には機械ブレーキ 5の動作を必要としない。

[0037] 図 2は、本発明による定電流方式のモータ駆動システムの基本構成のブロック図である。図 2に示すモータ駆動システムは、直流定電流電源装置 1、多相定電流インバータ 2、多相定電流モータ 3を有する。以下、本発明による定電流方式のモータ駆動システムの構成について詳細に説明する。

[0038] 図 3及び図 4は、図 2における多相定電流モータ 3の実施例を示す。図 3は軸方向断面図、図 4は軸垂直方向断面図である。図 3及び図 4において、回転子鉄心 6は、磁気抵抗の小さい純鉄で作られ、軸受 8で支えられて回転軸 7によって自由に回転することができるようになつている。磁石材 9は、実施例では希土類磁石の強力な磁石材を用いており、該回転子鉄心 6の外周部に、 N極を内周側、 S極を外周側とする NS対と、 S極を内周側、 N極を外周側とする NS対とがそれぞれ 4組配置され、 8極で構成されている。

[0039] 回転子鉄心 6と磁石材 9との組み合わせによる回転子の構成は、回転子鉄心 6を珪素鋼板で積層化し、磁石材 9を回転子鉄心 6に埋入すること、磁石材 9を張りつけた回転子全体を高張力部材でカバーすること等が任意に選択可能である。但し、磁石材 9の半径方向の形状、寸法を均一にして、空隙 14の磁束密度分布が矩形波に可及的に近くなるように配慮する必要がある。

[0040] 固定子鉄心 13は、リング状をなし、その内周面が回転子鉄心 6と僅かな空隙 14を介して相対するように配置されて、後述するケース 16に固定されている。この固定子鉄心 13は、本実施例では珪素鋼板を積層することにより形成される。また、固定子鉄心 13の内周面には、後述する固定子卷線 17を挿入するための溝 10が形成されている。この溝 10は、 1磁極当りの相の数だけ形成される。本実施例では、 4相構成であるため、 1磁極当り 4つの溝がある。従って全体では 8 (極） X 4 (溝） = 32の溝がある。止め金具 15は、固定子鉄心 13を後述するケース 16に確実に固定するためのものである。固定子卷線 17は、溝 10内に電気的絶縁に留意して取付けられている。

[0041] 図 5及び図 6は、固定子卷線 17の実施例を示す。図 5の上段は該回転子鉄心 6を特定位置に停止させ、磁極配列を特定位置に止めて直線状に展開して示したものである。点線で表示した溝 10は、上述したように 1磁極あたり 4個あり、磁極の回転方向の順に a、 b、 c、 dの符号が付けられている。固定子卷線 17は、 4相のそれぞれに対応する A相コイル、 B相コイル、 C相コイル及び D相コイルからなる。 A相コイルは、 1つの磁極側の溝 aと隣の磁極側の溝 aとの間で巻かれており、一対の磁極に対して A相コイルの 1つが対応している。本実施例では 4対（8極）であるため、 1周に 4つの A相コイルが同じ方向に巻かれ、これが全て直列あるいは並列に接続されて外部に 1対の入出力端として取り出される。 B相、 C相、 D相のコイルについても A相コイルと同様である。

[0042] 図 6は、固定子卷線 17を円弧状のまま示したものである。溝 10に挿入された固定子卷線 17は、 A、 B、 C、 Dの各相コイルとも同じ巻き方向で、且つ、各相は 1磁極の 1 Z4ピッチずつずれて配置されており、 NS—対を単位として同じパターンを繰り返し、全体としては各相毎に直列接続あるいは並列接続され、相数に対応する数の入出力の端部がある。

[0043] 再び、図 3及び図 4に戻って説明する。遮光板 11及びフォトセンサ 12は、回転子鉄心 6と磁石材 9からなる回転子の角度位置検知を行うものである。遮光板 11は、回転子を構成する磁石材 9の極性に合わせて外縁部がカットされている。フォトセンサ 12 は、遮光板 11のカット部分では光が貫通してオン信号を検出することができるようになっており、これが後述する角度位置信号となる。なお、上述した角度位置は、フォトセンサ 12の代わりに磁石材 9の極性に合わせて磁化した磁極板、あるいは、該回転子の磁極そのものとの組み合わせによる磁気的機構によっても検知可能であることは周知である。

[0044] 図 7 (a)は、図 2における多相定電流インバータ 2の 4相構成の実施例を示す。図 7 ( a)において、端子 18— 1 (X)により、後述する直流定電流電源装置 1からの直流定電流が流入し、端子 18— 2 (Y)より流出する。半導体スィッチ 19は、 IGBT、サイリスタ、パワートランジスタ等が任意に選択可能である。固定子卷線 17は、図 3における多相定電流モータ 3の固定子卷線 17に対応し、 A、 B、 C、 Dの 4相で構成される。

[0045] 単相ブリッジユニット 20乃至 23は、 A相乃至 D相に対応するものである、 A相の単相ブリッジユニット 20は、 4つの半導体スィッチ 19 (Ta、 Ta、 Ta Ta')と、 1相分の固定子卷線 17の A相コイルとにより構成される。 B相の単相ブリッジユニット 21、 C相の単相ブリッジユニット 22及び D相の単相ブリッジユニット 23も同様の構成である。多相定電流インバータ 2は、単相ブリッジユニットを相数分だけ直列接続して構成される。本実施例では 4相構成のため、多相定電流インバータ 2は、 4つの単相ブリッジュ- ット 20乃至 23を直列接続して構成される。

[0046] 単相ブリッジユニット 20乃至 23の動作を、 A相の単相ブリッジユニット 20を例に説明する。 A相の単相ブリッジを構成する 4つの半導体スィッチ 19 (Ta、 Ta、 Ta Ta' )は、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)のオンと 2つの半導体スィッチ 19 (Ta のオンとを交互に行う。固定子卷線 17の A相コイルは、半導体スィッチ 19 (Ta)及び半導体スイッチ 19 (Ta)がオンの場合には、図 7 (a)における a→a 'の方向に電流が流れ、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta がオンの場合には、 a'→aの方向に逆向きに電流が流れる。このため、端子 Xから流入する直流定電流は、振幅が等しい矩形波交流電流となつて、 A相コイルを流れる。

[0047] この場合、単相ブリッジユニット 20の出口側の合流点（図 7 (a)の： T )における電流は、端子 Xから流入する電流と全く同じ直流定電流であり、この直流定電流が後段の単相ブリッジユニット 21の入力電流となる。単相ブリッジユニット 21においても、単相ブリッジユニット 20と同様の動作が行われ、更に後段の単相ブリッジユニット 22及び 2 3においても、単相ブリッジユニット 20と同様の動作が行われる。

[0048] 図 7 (b)におけるインバータ制御装置 24は、上述した 4相分の単相ブリッジユニット 20乃至 23を制御するためのものである。図 7 (b)において、角度位置信号 25 (Sa、 S b、 Sc、 Sd)は、上述した多相定電モータ 3の回転子鉄心 6の角度位置に対応してフオトセンサ 12から送られる。インバータ制御装置 24は、この角度位置信号 25に応じて、単相ブリッジユニット 20乃至 23内の各半導体スィッチ 19を駆動させるためのドライブ信号 26を出力する。制動指令信号 27 (So)は、多相定電流モータ 3の制動時に発生するであり、インバータ制御装置 24は、この制動指令信号 27を入力すると、ドライブ信号 26の位相を電気角 180° 反転させる。

[0049] 図 8は、角度位置信号 25、ドライブ信号 26、制動指令信号 27の対応関係を示す図である。角度位置検出信号 Sa乃至 Sdは、ハイレベル (H)とローレベル（0)とを回転子が電気角 180° に対応する角度（幾何学角 45° )回転する時間ずつ交互に繰り返すものである。また、角度位置検出信号 Sa乃至 Sdにおけるハイレベルとローレベルとの切換タイミングは、回転子が電気角 45° に対応する角度（幾何学角 12. 25 ° )回転する時間ずつずれている。

[0050] 制動指令信号がない場合、単相ブリッジユニット 20内の 2つの半導体スィッチ 19 ( Ta)を駆動させるためのドライブ信号 26は、角度位置検出信号 Saがハイレベルの時に同様にハイレベルとなり、角度位置検出信号 Saがローレベルの時に同様にローレベルとなる。また、単相ブリッジユニット 20内の 2つの半導体スィッチ 19 (Ta')を駆動させるためのドライブ信号 26は、角度位置検出信号 Saがハイレベルの時に反対に口一レベルとなり、角度位置検出信号 Saがローレベルの時に反対にハイレベルとなる。他の単相ブリッジユニット 21乃至 23内の半導体スィッチ 19 (Tb、 T Tc、 Tc Td、 Td')を駆動させるためのドライブ信号も同様である。

[0051] 一方、制動指令信号がある場合、単相ブリッジユニット 20内の 2つの半導体スイツチ 19 (Ta)を駆動させるためのドライブ信号 26は、角度位置検出信号 Saがハイレべルの時に反対にローレベルとなり、角度位置検出信号 Saがローレベルの時に反対にハイレベルとなる。また、単相ブリッジユニット 20内の 2つの半導体スィッチ 19 (Ta^) を駆動させるためのドライブ信号 26は、角度位置検出信号 Saがハイレベルの時に同様にハイレベルとなり、角度位置検出信号 Saがローレベルの時に同様にローレベルとなる。他の単相ブリッジユニット 21乃至 23内の半導体スィッチ 19 (Tb、 Tb'Tc, Tc Td、 TcT)を駆動させるためのドライブ信号も同様である。

[0052] 図 9は、図 8において、制動指令信号なしの条件での基準角度位置を、回転子の角度位置モード 1とし、更に電気角 45° 毎に回転子角度位置 1乃至 8とした場合の半導体スィッチ 19の動作を表示したものである。図 9に示す動作は、回転子が電気角 360° に対応する角度、即ち NS—対の角度（幾何学角 90° )だけ回転する毎に繰り返される。なお、制動指令信号ありの条件では、図 9の回転子の角度位置モード 5を始点として読み変えればょ、。

[0053] 図 10は、制動指令信号なしの状態での回転子の回転角と固定子卷線 17の電流方向、回転力の発生について説明するための図である。図 10において、回転子表面の磁石材 9と遮光板 11とは、一体となって右回りに回転するものとする。フォトセンサ 12 は、 A相、 B相、 C相、 D相それぞれの検知用として、それぞれ Pa、 Pb、 Pc、 Pdがあり、遮光板 11の切り込みの部分では、光信号が貫通して角度位置信号 Sa、 Sb、 Sc、 Sd力生じる。図 10における a、 a'は、図 7 (a)における a、 a'と対応しており、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)がオンの場合に固定子卷線 17において電流が a→a '方向に流れ、 2つの半導体スィッチ 19 O )がオンの場合に固定子卷線 17において電流が a '→a方向に流れる。 B、 C、 D相についても同様である。

[0054] 図 10における回転子の角度位置は、図 8における制動指令なしの場合の基準角度位置、図 9における回転子の角度位置モード 1に対応しており、全ての溝 10内の固定子卷線 17を流れる電流が最大密度の磁束と鎖交して効果的な回転力を生じる。更に、回転子が図 10の位置力も溝 10の 1つ分のピッチ (電気角 45° 、幾何学角 1 2. 25° )だけ回転すると、固定子卷線 17の A相のコイルに鎖交する磁束の極性が反転するが、これと同時にフォトセンサ 19 (Pa)が遮光され、角度位置信号 Saがオフとなり、図 7 (a)における A相単相ブリッジユニット 20の 2つの半導体スィッチ 19 (Ta がオンに切り換わる。これにより、 A相コイルの電流が反転して、全ての溝 10内の固定子卷線 17を流れる電流は効果的な回転力の発生を継続する。以後も同様であり、回転子が電気角 45° に対応する角度（幾何学角 12. 25° )だけ回転する毎に、固定子卷線 17の各相のコイル電流が順次反転し、 8回の反転で一巡する。そして、回転子のどの角度位置においても、溝 10内の全ての固定子卷線 17の電流が回転力の発生に効果的に寄与することになる。

[0055] 一方、図 11は、制動指令信号ありの状態での回転子の角度位置信号と固定子卷線 17の電流方向を示したものであり、図 10と比較すると、同じ磁界方向に対して電流方向は全て反対であり、効果的な制動力を生じる。図 7 (b)に示すインバータ制御装置 24が制動指令信号 27を受けたときの処理の仕方には、 2通りがある。第 1の処理は、インバータ制御装置 24力角度位置信号 25に応じて生じるドライブ信号 26の位相を電気角 180° 反転させる方法である。第二は、図 11に示すように、フォトセンサ 12の位置から電気角 180° に対応する角度（幾何学角 45° )ずらした位置に別のフォトセンサ 12' (Pa Pb Pc PcT)を設け、インバータ制御装置 24がこのフオトセンサ 12'からの角度位置信号を入力する方法である。これら第 1及び第 2のいずれの方法を用いても、インバータ制御装置 24が制動指令信号 27を受けることによつて、回転子の位置に対するドライブ信号 26の位相が電気角 180° のずれを生じ、その結果、同じ回転子の位置に対する固定子卷線 17の電流は、位相が逆になつて回転子に制動力が加わる。

[0056] 上述した制動制御が行われる場合の電気エネルギーの授受について説明する。図 12は、図 7 (a)における多相定電流インバータ 2の端子 (X)と端子 (Y)との間の起電力を説明するための図である。図 7 (a)の多相定電流インバータ 2は 4相構成である 1S ここでは説明を単純にするために、図 12 (a)に示す A相の単相ブリッジユニット 2 0における電気エネルギーの授受を説明する。多相定電流モータ 3内の回転子の回転により、磁石材 9からの磁束が固定子卷線 17を横切ることで、当該固定子卷線 17 に起電力が生じる。多相定電流モータ 3の空隙 14における磁束密度分布は矩形波状であるため、固定子卷線 17に生じる起電力 edは、図 12 (b)のように矩形波交流電圧となる。

[0057] 図 12 (c)は、固定子卷線 17に生じる起電力 edの波形の「正」のタイミングで図 12 (a )の八相の単相ブリッジユニット 20における半導体スィッチ Sl、 S4力オン、起電力 ed の波形の「負」のタイミングで半導体スィッチ S2、 S3がオンとなる場合の X点—X^点間の起電力波形である。この X点— X'点間の電圧は平均値 edの正の値を有する。直流定電流電源装置 1から X点に直流定電流 Iが流れ込めば、 A相コイルには、電源側から edxlの電力が供給され、回転子には、この値に対応した回転エネルギーが生じる。なお、固定子卷線 17の抵抗による電力損、回転子の機械的損失は無視するものとする。

[0058] 図 12 (d)は、固定子卷線 17に生じる起電力 edの波形に対する図 12 (a)の A相の単相ブリッジユニット 20における半導体スィッチ S1〜S4の切換動作が図 12 (c)の場合より電気角 180° だけ遅れる場合の X点— X'点間の起電力波形である。この X点 —X'点間の電圧は、平均値が— edの負の値をもつ。従って、電源側から X点に直流定電流 Iが流れ込めば、 A相コイルには電源側から edxlの電力が供給される。これは、 A相コイル力も電源側に edxlの電力を送り返すことを意味し、回転子には制動力が加わり、制動で回収したエネルギーは直流定電流電源装置 1に回収される。

[0059] B相の単相ブリッジユニット 21、 C相の単相ブリッジユニット 22及び D相の単相ブリッジユニット 23についても基本的には同じであり、全て重畳されて作用する。

[0060] このように、本発明によるモータ駆動システムは、多相定電流インバータ 2に一定方向の一定電流（直流定電流）を流すことにより、多相定電流モータ 3内の回転子の回転力は、多相定電流インバータ 2の位相制御のみによって駆動時及び制動時の制御がなされ、更には負荷起電力が正と負の領域で変化することにより、電力の供給、回生が速度に関わりなく自動的に行われる。

[0061] 図 13 (a)は、直流定電流電源装置 1の回路構成を示す図である。直流定電流電源装置 1は、単に出力電流が一定に制御された電源装置とは異なり、負荷側の起電力の正負、大小に関係なく一定方向の一定電流（直流定電流）を出力するように制御され、且つ、負荷側である多相定電流モータ 3から回生される電力を受け入れる機能を有することに特徴がある。

[0062] 直流定電流電源装置 1は、非対称制御の PWM (パルス幅制御）ブリッジ (以下、「非対称 PWMブリッジ」と称する）を中心に構成されてヽる。この非対称 PWMブリッジにおける半導体スィッチ S11乃至 S15は、 IGBT、サイリスタ、パワートランジスタ等が任意に選択可能である。また、非対称 PWMブリッジにおける所謂交流端子にあたる部分には、直流電源 29が接続され、非対称 PWMブリッジの所謂直流端子にあたる部分には、多相定電流インバータ 2の端子 X及び端子 Y (図 7 (a)参照）が接続される

[0063] 図 13 (a)の直流定電流電源装置 1において、非対称 PWMブリッジを構成する半導体スィッチ Sl、 S2、 S3、 S4は、所定の搬送周波数信号に応じてオンオフ動作し、オン期間が制御可能である。 2つの半導体スィッチ Sl、 S4の対と、 2つの半導体スィツチ S2、 S3の対は、通常のブリッジにおけるように対称的に動作するのではなぐ負荷起電力の正ある、は負に対応してそれぞれが一体で非対称に動作するようにしてある。具体的には、半導体スィッチ Sl、 S4の対が動作すると端子 X、 Yの両端に正の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スィッチ Sl、 S4のオン期間の長さで制御される。また、半導体スィッチ S2、 S3の対が動作すると、端子 X、 Yの両端に負の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スィッチ S2、 S3のオン期間の長さで制御される。

[0064] 半導体スィッチ S5は、非対称 PWMブリッジの出力側に並列に接続され、リアタトル 30、後段の多相定電流インバータ 2を通じた循環回路を構成する、この半導体スイツチ S5は、半導体スィッチ Sl、 S4の対のオフ期間、及び、半導体スィッチ S2、 S3の対のオフ期間にオンとなるように動作する。これにより、半導体スィッチ Sl、 S4の対のオフ期間、及び、半導体スィッチ S2、 S3の対のオフ期間においても、多相定電流ィンバータ 2に対して直流定電流を断続させることなく供給する。

[0065] 図 13 (b)は、直流定電流制御装置 1内に構成される定電流電源制御装置 35であり、上述した半導体スィッチ Sl、 S2、 S3、 S4、 S5を制御するためのものである。この定電流電源制御装置 35は、出力電流、負荷起電力等の制御情報を受けて、直流定電流電源装置 1の出力電流が電流設定指令信号 34によって指令された定電流値になるように、半導体スィッチ S1乃至 S5を駆動させるためのドライブ信号 32を出力する

[0066] 図 14は、負荷起電力が正で大小、負で大小の 4条件における半導体スィッチ S1乃至 S5の動作とその動作時の出力電圧を示す図である。負荷起電力が正で大の場合には、半導体スィッチ Sl、 S4の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、端子 X、 Yの両端に正の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が正で小の場合には、半導体スィッチ Sl、 S4の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、端子 X、 Yの両端に正の小さな平均値の電圧が出力される。一方、負荷起電力が負で絶対値が大の場合には、半導体スィッチ S2、 S3の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、端子 X、 Yの両端に負の絶対値の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が負で小の場合には、半導体スィッチ Sl、 S4の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、端子 X、 Yの両端に負の絶対値の小さな平均値の電圧が出力される。

[0067] 図 15は、多相定電流モータ 3の起動加速、定速回転、回生制動及び停止の一連の動作に対応する直流定電流電源装置 1の動作について示したものである。図 15 ( a)に示すように、多相定電流モータ 3の動作が行われる場合、図 15 (b)に示すように、直流定電流電源装置 1は、多相定電流モータ 3の駆動時と制動時には、定速回転時よりも大きな定電流を多相定電流インバータ 2に供給する必要がある。

[0068] 多相定電流インバータ 2の端子 Xから見た負荷起電力は、駆動状態では正、制動状態では負であり、その大きさは多相定電流モータ 3の回転子の回転速度にほぼ比例する。直流定電流電源装置 1は、図 15 (c)の点線に示すように、正負の負荷起電力に負荷回路の抵抗分による電圧降下 (抵抗ドロップ)分を加算した電圧を出力することで、多相定電流インバータ 2に直流定電流を供給することができる。これにより、多相定電流モータ 3の制動時には、停止まで回生制動が可能となり、機械ブレーキを使用する必要がない。

[0069] 負荷側の多相定電流モータ 3が制動状態では負荷起電力は負である。この場合、直流定電流電源装置 1は半導体スィッチ 19 (S2、 S3)の対が動作して出力電圧は負になり、負荷側から回生電流が直流電源 29の正端子から流れ込む。この現象はあた力もノッテリーの充電と同様の態様となっている。直流電源 29は充電機能を有しており、回生電力を充電する。一方、直流電源 29が燃料電池等であり充電機能を有しない場合には、エネルギー回収のために、直流電源 29に並列にウルトラキャパシタを接続しておく必要がある。更には、直流電源 29がリチウムイオン電池のように充電機能を有していても、回生電力が数十秒単位の急峻な変動となる際には適切に充電を行うことができない場合にも、直流電源 29に並列にウルトラキャパシタを接続することが望ましい。

[0070] なお、直流定電流電源装置 1の構成には、図 13以外にも様々なものが考えられる。図 16 (a)は、直流定電流電源装置 1の回路構成の他の実施例である。図 16 (a)に示す直流定電流電源装置 1は、直流電源 39、リアタトル 40、充放電切換器 46及び定電流チヨッパ 47を有する。これらのうち、充放電切翻 46は、 4つの半導体スイツチ Sl l、 S12、 S13、 S14【こよって構成される。また、定電流チヨッノ 47ίま、 2つの半導体スィッチ S15及び S16によって構成される。半導体スィッチ S11乃至 S14は、図 13 (a)における半導体スィッチ S1乃至 S4と同じ働きをし、半導体スィッチ S16は、図 13 (a)における半導体スィッチ S5と同じ働きをする。一方、図 13 (b)は、直流定電流制御装置 1内に構成される定電流電源制御装置 45であり、ドライブ信号 42により、上述した半導体スィッチ S1乃至 S6を制御する。

[0071] 充放電切 46は、定電流電源制御装置 45からのドライブ信号 42を受けて、 2つの半導体スィッチ Sl l、 S14の対と、 2つの半導体スィッチ S 12、 S13の対のいずれかをオンとすることによって、直流電源 39の極性切換を行う。

[0072] 定電流チヨッパ 47内の半導体スィッチ S15は、定電流電源制御装置 45からのドライブ信号 42を受けて、高速でオン、オフ切換を行う。オンとなる期間の長さが制御されることにより、所定の直流定電流が出力される。

[0073] 定電流チヨッパ 47内の半導体スィッチ S16は、定電流電源制御装置 45からのドライブ信号 42を受けて、半導体スィッチ S 15のオフ期間中にオンとなって、リアタトル 4 0、後段の多相定電流インバータ 2を通じた循環回路を構成する。産業上の利用可能性

以上のように、本発明に係るモータ駆動システムは、エネルギー効率の向上を図ることができ、モータ駆動システムとして有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 電源装置と、前記電源装置からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成するインバータと、卷線を流れる前記インバータからの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行うモータとを有するモータ駆動システムであって、

前記電源装置は、

直流電圧を供給する直流電源と、

前記直流電源からの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する電圧制御手段とを有することを特徴とするモータ駆動システム。

[2] 前記電圧制御手段は、前記出力電圧を、前記モータの起電力に後段の回路における電圧降下分を加算した電圧に制御することを特徴とする請求項 1に記載のモータ駆動システム。

[3] 前記電圧制御手段は、

前記直流電源に接続され、前記モータの起電力に応じてスイッチング動作を行う複数のスィッチにより構成される非対称制御の PWMブリッジを有することを特徴とする請求項 2に記載のモータ駆動システム。

[4] 前記非対称制御の PWMブリッジは、前記モータの起電力に応じて、前記複数のスィツチのうちオンとなるスィッチが選択され、且つ、オンの期間が制御されることを特徴とする請求項 3に記載のモータ駆動システム。

[5] 前記電圧制御手段は、

前記非対称制御の PWMブリッジの出力側に並列に接続され、前記非対称制御の

PWMブリッジ内のスィッチのオフ期間にのみオンとなるスィッチと、

前記電圧制御手段の出力端に設けられるリアタトルとを有することを特徴とする請求項 4に記載のモータ駆動システム。

[6] 前記直流電源は、前記モータからの回生電力を充電する機能を有することを特徴とする請求項 1乃至 5のいずれかに記載のモータ駆動システム。

[7] 前記直流電源に並列に接続された容量素子を有することを特徴とする請求項 1乃至

6の!、ずれかに記載のモータ駆動システム。

[8] 前記モータは、

回転軸を有する円筒構造体の外周に、半径方向の形状と磁ィ匕の強さを均一にして、外周に生じる円周方向の磁束密度分布が矩形波状になるようにした複数の NS対を構成する磁石を、外周側及び内周側に N極と S極とが交互に表れるように取付けた回転子と、

前記回転子の外周側に空隙を介して囲むように配置される環状鉄心の内周側に、前記回転子の NS対あたり相数分の固定子卷線を各相毎に直列あるいは並列接続して相数分の入端子を設けた固定子とを有する多相定電流モータであることを特徴とする請求項 1乃至 7のいずれかに記載のモータ駆動システム。

[9] 前記インバータは、

各相に対応して設けられ、対応する相の前記固定子卷線を接続した単相ブリッジユニットを相数分直列接続して構成される多相定電流インバータであることを特徴とする請求項 8に記載のモータ駆動システム。

[10] 前記インバータは、前記回転子の角度位置に応じて、前記単相ブリッジユニットに入力される直流電流を反転切換させることを特徴とする請求項 9に記載のモータ駆動システム。

[11] 前記インバータは、各相の前記固定子卷線に電気角 180° 幅の矩形波交流電流を電気角（180° Z相数)の位相差で順次ずらして供給することを特徴とする請求項 1 0に記載のモータ駆動システム。

[12] 前記インバータは、前記モータの駆動時と制動時とで前記直流電流の反転切換のタイミングを、前記回転子が電気角 180° に対応する角度の回転の時間だけずらすことを特徴とする請求項 10又は 11に記載のモータ駆動システム。