CN101223686A - 电动机驱动系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电动机驱动系统，该电动机驱动系统能够提高能效。该电动机驱动系统具有DC恒流电源装置(1)、控制来自所述DC恒流电源装置(1)的DC电流的方向而生成矩形波AC电流的多相恒流逆变器(2)、以及进行与从所述多相恒流逆变器(2)流过定子绕组的矩形波AC电流相应的驱动和制动的多相恒流电动机(3)，DC恒流电源装置(1)具有用于供应DC电压的DC电源(29)以及输入来自所述DC电源(29)的DC电压并根据所述多相恒流电动机(3)的电动势来控制输出电压的极性和幅值以输出DC恒定电流的半导体开关(31)。

Description

电动机驱动系统

技术领域

本发明涉及利用电动机来驱动电动汽车或其他运输装置的电动机驱动系统。

背景技术

DC电动机是由逆变器控制进行驱动的。具体地说，检测DC电动机中转子的位置，接着逆变器基于该位置信息来控制对DC电动机的电流供应。

在DC电动机中，通常通过圆柱形永磁铁来构造转子的磁性材料。另一方面，在面向所述圆柱形永磁铁的一极(N极或S极)的定子侧设置一个(一相)绕组。于是，成为定子侧的一个绕组与转子侧的一极相对的形式。

当使用这种DC电动机时，有时在制动期间对电动机充电以提高能效。例如，专利文献1公开了设置有充电电路和再生操作检测/比较电路等的电动机驱动系统，该充电电路用于对基于恒压系统的高速驱动时的再生能量进行充电，再生操作检测/比较电路用于检测是否是高速驱动。在该电动机驱动系统中，再生的能量被存储在双层电容器中，或者该双层电容器仅在满足预定条件时放电。此外，专利文献2公开了在电容器处回收高速驱动时的再生能量的电动机驱动系统。

专利文献1：日本特开平6-276616号公报

专利文献2：日本特开平7-143611号公报

然而，在专利文献1和2中，当电动机以低速运行时，换句话说，当电动机电动势(负载电动势)小的时候，该再生能量就不能回收。

因此，本发明的目的是要提供一种在能效上有改进的电动机驱动系统。

发明内容

本发明提供了一种电动机驱动系统，该电动机驱动系统具有电源装置、控制来自所述电源装置的DC电流的方向并且产生矩形波AC电流的逆变器、以及根据从所述逆变器流过定子绕组的矩形波AC电流对对象进行驱动和制动的电动机，其中所述电源装置具有用于提供DC电压的DC电源，以及电压控制装置，该电压控制装置接收来自所述DC电源的DC电压作为输入，并根据所述电动机的电动势来控制所述输出电压的极性和幅值，从而使得输出电流为DC恒定电流。

由于该结构，电源装置可以根据所述电动机的电动势来控制所述输出电压的极性和幅值。其对逆变器提供固定方向以及固定幅值的恒定电流，在电动机驱动时放电，并在制动时利用再生电力进行充电，直到电动机停止，换句话说，直到电动机电动势变为零，并且可以提高能效。此外，该电动机是由DC电流驱动的DC电动机，因此可以实现较小的尺寸和高扭矩效率。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，所述电压控制装置将所述输出电压控制为电动机电动势的电压与后级电路的电压降之和。

根据该结构，所述电源装置可以向逆变器提供对应于输出电压与电动机电动势之差的DC恒定电流。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，所述电压控制装置具有连接到所述DC电源的非对称控制PWM桥，该非对称控制PWM桥由根据所述电动机电动势执行开关操作的多个开关构成。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，在所述非对称控制PWM桥中，根据所述电动机的电动势来在所述多个开关中选择导通的开关并控制导通周期。

由于该结构，所述电源装置的输出电压为矩形波。可以对平均值进行适当控制。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，所述电压控制装置具有开关和电抗器，该开关与所述非对称控制PWM桥的输出侧并联连接，所述开关在非对称控制PWM桥中的开关的截止周期中导通，并且所述电抗器设置在所述电压控制装置的输出端。

由于该结构，即使在所述非对称控制PWM桥中的开关处于断开周期时，也可以对所述逆变器不间断地供应DC恒定电流。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，所述DC电源具有充入所述电动机的再生电力的功能。

根据该结构，可以充入再生电力并提高能效。

从类似的观点来看，本发明的电动机驱动系统具有与所述DC电源并联连接的电容元件。

由于该结构，当DC电源没有充电功能或其具有充电功能但是再生电力在短时间内剧烈波动时，即使无法适当充电时，也可以通过再生电力对所述电容装置进行充电。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，所述电动机是多相恒流电动机，其具有：转子，其在具有旋转轴的圆柱结构体的外周、以N极和S极交替地位于外周侧和内周侧的方式设置有构成多个NS对的磁铁，该磁铁被配置成使得半径方向上的形状和磁化强度是均匀的，并且在外周生成的圆周方向的的磁通密度分布是矩形波状，以及定子，其具有隔着空隙围绕所述转子的外周侧设置的环状铁芯，在该环状铁芯的内周侧，针对所述转子的每个NS对、对于各相串联或并联地连接有数目与相数对应的定子绕组，并且设置有数目与相数相应的输入端子。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，所述逆变器是多相恒流逆变器，其对应于各相设置，并且由数目与相数相应的、与对应相的所述定子绕组连接的单相桥单元串联连接而构成。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，所述逆变器根据所述转子的角位置来反转切换向所述单相桥单元输入的DC电流。

由于该结构，可以提高电动机的扭矩效率。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，所述逆变器按电气角(180°/相数)的相位差顺次向所述定子绕组的各相提供具有180°电气角宽度的矩形波AC电流。

由于该结构，可以使电动机中的转子产生由宽度为180°电气角的矩形波磁通密度和宽度为180°的矩形波交流电流的协同作用产生的有效旋转力。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，在所述电动机的驱动时和制动时之间，所述逆变器将所述直流电流的反转切换定时偏移所述转子旋转与电气角180°相对应的角度的时间。

由于该结构，可以使驱动电动机时和制动电动机时的扭矩效率最大化。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，各单相桥单元可以具有连接在输入端与所述电动机中的一相的定子绕组的一端之间的、具有自截止能力的第一开关元件，连接在所述电动机中一相的定子绕组的另一端与输出端之间的、具有自截止能力的第二开关元件，连接在所述输入端与所述电动机中一相的定子绕组的的另一端之间的、具有自截止能力的第三开关元件，连接在所述电动机中一相的定子绕组的一端与输出端之间的、具有自截止能力的第四开关元件，以及开关控制装置，该开关控制装置对所述第一开关元件到第四开关元件的驱动进行控制，使得在驱动周期中，所述第一开关元件和第二开关元件组成的一组和所述第三开关元件和第四开关元件组成的一组中至少有一组导通。

根据这种结构，在各单向桥单元中，第一开关元件到第四开关元件连接成单相桥状，并且相对的两个开关元件与另外两个相对的开关元件中的至少一组导通，从而总是形成有从输入端到输出端的电流路径，防止向开关元件施加过电压，并且提高电动机驱动系统的实用性。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，各单相桥单元具有分别串联连接到所述第一开关元件到第四开关元件并且以来自所述电源装置的DC电流的上游侧为阳极而以下游侧为阴极的二极管。

根据这种结构，在电动机的再生制动时产生反向电动势的情况下，通过二极管使得逆变器能够具有应付该反向电动势的反向耐压。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，所述单相桥单元可以具有与所述定子绕组并联连接的电容器。

根据这种结构，当在定子绕组中存在电感时，可以使所述定子绕组中由于开关元件的驱动而导致的电流方向变化更平缓，并防止对开关元件施加过电压。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，所述定子绕组和所述电容器的谐振频率可以为所述矩形波AC电流的频率的10倍到20倍。

根据这种结构，可以使所述定子绕组中由于开关元件的驱动而导致的电流方向变化更平缓，并在适当的时间结束这种变化。

此外，在本发明的电动机驱动系统中，所述单相桥单元可以具有与所述电容器串联连接的电阻器或线圈。

根据这种结构，可以使由于开关元件的驱动导致从电容器流出的电流的上升更平缓，并防止开关元件被施加过电压。

此外，本发明的电动机驱动系统可以具有多个所述逆变器和对应于所述多个逆变器设置的多个所述电动机。所述多个电动机可以被串联连接在所述电源装置的端子之间，所述多个电动机可以分别被连接到对应的所述逆变器，并且所述电压控制装置可以输入来自所述DC电源的DC电压，并根据所述多个电动机的电动势之和来控制输出电压的极性和幅值，使得输出电流成为DC恒定电流。

根据这种结构，多个逆变器被连接到一个电源装置，多个电动机被连接到所述逆变器，并且一个电源装置可以对所述多个电动机放电，并且可以通过来自多个电动机的再生电力进行充电，因此与对于一个电源装置连接一个逆变器的情况相比，可以实现系统整体的小型化。此外，各电动机的电动势通常不一致，因此在各逆变器的端子之间出现的电动势也将不同，但是各逆变器串联连接在电源装置的端子之间，因此各逆变器的端子之间出现的电动势累加之和被施加给电源装置，可以更有效地向电源装置提供再生电力。

此外，本发明的电动机驱动系统可以搭载在具有多个车轮的移动体上，并且所述多个电动机分别针对所述多个车轮中的任意一个而设置。

电动机驱动系统搭载在车辆上，并且针对每个车轮设置所述逆变器和电动机时，由于由所述电动机驱动的左右车轮的转速差、左右车轮的直径差等，导致再生制动时各电动机的电动势不一致，因此各逆变器的端子之间出现的电动势也将不同，但是因为各逆变器串联连接，因此各逆变器的端子之间出现的电动势累加起来施加给电源装置，可以更有效地向电源装置提供再生电力。

本发明的电动机驱动系统可以在电动机制动进行充电，直到电动机停止为止，可以提高能效。

附图说明

图1是示出了电动汽车的结构的图；

图2是示出电动机驱动系统的结构的图；

图3是多相恒流电动机的轴向剖视图；

图4是多相恒流电动机的轴垂直方向的剖视图；

图5是示出了定子绕组的实施方式(直线展开)的图；

图6是示出了定子绕组的实施方式(弧形示出)的图；

图7给出示出了多相恒流逆变器的实施方式的图；

图8是角位置信号、驱动信号和制动指令信号之间的对应关系的图；

图9是示出了在驱动状态下半导体开关的工作周期的图；

图10是示出了在驱动状态下转子的位置和定子绕组电流的图；

图11是示出了在制动状态下转子的位置和定子绕组电流的图；

图12给出了在多相恒流逆变器中产生的负载电动势的图；

图13给出示出了DC恒流电源装置的实施方式的图；

图14是示出了DC恒流电源装置中的半导体开关的工作及其工作时的输出电压的图；

图15是示出了车辆的驱动状态和DC恒流电源装置的工作的图；

图16是示出了DC恒流电源装置的另一实施方式的图；

图17是示出了逆变器控制装置的详细结构的图；

图18是示出了驱动信号相对于角位置信号的示例的图；

图19是示出了半导体开关的切换动作的图；

图20是示出了当所有半导体开关都断开时的状态的图；

图21是附加有二极管的单相桥单元的结构的图；

图22是以往的单相桥单元的结构的图；

图23是示出了单相桥单元的电流反向现象的图；

图24是示出了具有电容器的单相桥单元的结构的图；

图25是示出了电容器的电流和电枢线圈的电流随时间变化的图；

图26是示出了具有与电容器串联连接的电阻器或线圈的单相桥单元的结构的图；

图27是示出了以往的恒压逆变器的具体结构的图；

图28是示出了具有二极管和电容器的多相恒流逆变器的具体结构的图；

图29是示出了电动汽车的另一结构的图。

标号说明

1 DC恒流电源装置

2多相恒流逆变器

3多相恒流电动机

4差动齿轮

5机械制动器

6转子铁芯

7轴

8轴承

9磁性材料

10槽

11遮光板

12光传感器

13定子铁芯

14空隙

15紧固配件

16壳体

17定子绕组

18-1、18-2端子

19、31、41半导体开关

20A相单相桥单元

21B相单相桥单元

22C相单相桥单元

23D相单相桥单元

24逆变器控制装置

25角位置信号

26、32驱动信号

27制动指令信号

29、39DC电源

30、40电抗器

34电流设定指令信号

35、45恒流电源控制装置

46充电/放电开关

47恒流斩波器

51、52延迟电路

53、54反转电路

60二极管

70电容器

71电阻器

72线圈

80驱动轮

具体实施方式

电动机驱动系统通过使在能效方面得到改进的电源装置根据电动机的电动势来控制输出电压的极性和幅值来向逆变器供应DC恒定电流，在驱动电动机时放电，并在制动时直到电动机停止为止通过再生电力进行充电。

图1是示出应用了根据本发明的恒流型电动机驱动系统的电动汽车的构造的图。在图1中，电动汽车具有DC恒流电源装置1、多相恒流逆变器2、多相恒流电动机3、差动齿轮4和机械制动器5。根据本发明的恒流型电动机驱动系统以其中的DC恒流电源装置1、多相恒流逆变器2和多相恒流电动机3为中心而构成。应该提到的是，在图1中仅提供了一个多相恒流电动机1，但是也可以在每个轮胎处均设置该多相恒流电动机并且省略差动齿轮4。在根据本发明的恒流型电动机驱动系统中，如下所述在通常运转中不需要机械制动器5，而是在车辆停止后的轮胎抱紧和紧急制动时发挥作用。

DC恒流电源装置1的工作方式为：与负载(即，多相恒流电动机3侧)处的电动势的正负和大小无关，在固定的方向上输出固定大小的DC恒定电流。此外，DC恒流电源装置1的工作方式为：在负载(即，多相恒流电动机3)制动时(即，当负载电动势为负时)回收来自该负载侧的再生电力。

多相恒流逆变器2具有接收来自前级的DC恒流电源装置1的DC恒流作为输入、对流经后面说明的多相恒流电动机3的定子绕组的电流的方向进行反转切换，并使所述定子绕组中流过矩形波AC电流的功能。通过提供多个这种反转切换功能，可以随意地选择相数，并且多相恒流逆变器2可以流出多相的矩形波AC电流。

多相恒流电动机3从前级的多相恒流逆变器2接收多相矩形波AC电流，由此在内部转子的磁极处产生旋转力。迄今为止的半导体电动机是以通过三相正弦波电流驱动的同步电动机或感应电动机为原型，但是本发明的多相恒流电动机3是以DC电动机为原型，在通过多相矩形波AC电流工作这一点上是全新类型的电动机。

在根据本发明的电动机驱动系统中，由矩形波磁通密度和矩形波交流电流二者的协同作用所产生的旋转力与使用正弦波磁通密度和正弦波电流的同步型电动机相比，在相同的尺寸下可以得到2倍的旋转力，并且可实现小型化。此外，在以往类型的电动机驱动系统中，电源侧和电动机侧并联连接。为了向电源侧返回制动时产生的电动势，必须将电动势提高为电源电压或更高。如果在低速时产生的电动势变小，则通过电力再生对电源进行充电会变得困难。与这种情况相反的是，在根据本发明的电动机驱动系统中，电源侧和电动机侧串联连接。与电动机侧的电动势的大小无关地以自然形式进行电力再生。因此，一直到停止为止都可以进行再生制动，能量回收效率很高，并且在正常运转时无需机械制动器5工作。

图2是根据本发明的恒流型电动机驱动系统的基本结构的框图。图2所示的电动机驱动系统具有DC恒流电源装置1、多相恒流逆变器2和多相恒流电动机3。下面，将对根据本发明的恒流型电动机驱动系统的结构进行详细说明。

图3和图4示出了图2中的多相恒流电动机3的实施方式。图3是轴向剖视图，而图4是轴垂直方向剖视图。在图3和图4中，转子铁芯6由磁阻小的纯铁构成，并且可以通过由轴承8支撑的轴7自由旋转。在该实施例中，所使用的磁性材料是稀土类磁体构成的强磁性材料。在所述转子铁芯6的外周部，分别配置了4组N极为内周侧、S极为外周侧的NS对、以及S极为内周侧、N极为外周侧的NS对，成为8极结构。

对于转子铁芯6和磁性材料9的组合构成的转子结构，可以任意地选择：层叠硅钢板形成转子铁芯6，在转子铁芯6中嵌入磁性材料9，或者由高张力部件覆盖包有磁性材料9的转子全体等。然而，必须使磁性材料9的形状和尺寸在径向方向上均匀并且考虑到要使得空隙14中的磁通密度分布尽可能地接近矩形波。

定子铁芯13形成为环形，其内周面被配置为隔着微小空隙14面向转子铁芯6并且被固定到稍后描述的壳体16上。在本实施例中通过层叠硅钢板而形成该定子铁芯13。此外，在定子铁芯13的内周面上，形成有用于插入稍后描述的定子绕组17的槽10。按照每一个磁极的相数形成这些槽10。该实施例为四相结构，因此每个磁极具有四个槽。因此，总共存在8(极)×4(槽)＝32个槽。紧固配件15用于将定子铁芯13可靠地固定到稍后描述的壳体16上。考虑电绝缘而将定子绕组17安装在槽10的内部。

图5和图6示出了定子绕组17的实施例。图5的上部示出了使转子铁芯6停在特定的位置并使磁极阵列固定在特定位置并直线展开的情况。如上所述，在每个磁极具有如虚线所示的四个槽10。磁极按旋转方向的顺序被分配标记a、b、c和d。定子绕组17由分别对应于4相的A相线圈、B相线圈、C相线圈和D相线圈构成。A相线圈缠绕在一个磁极侧的槽a和相邻磁极侧的槽a之间。一个A相线圈对应于一对磁极。在本实施例中，存在四对(8极)，在一周在相同的方向上缠绕了四个A相线圈。这些线圈全部串联连接或并联连接，并在外部作为一对输入/输出端而引出。B相线圈、C相线圈和D相线圈与A相线圈相同。

图6按圆弧状原样地示出了定子绕组17。插入到槽10中的定子绕组17包括都具有相同缠绕方向的A相线圈、B相线圈、C相线圈和D相线圈。各相按1个磁极的1/4节距偏移设置，并以1各NS对为单位重复相同的配置模式。总体上，定子绕组17对于每个相串联连接或并联连接，并具有数目对应于相数的输入/输出端。

返回图3和图4进行说明。遮光板11和光传感器12检测由转子铁芯6和磁性材料9构成的转子的角位置。根据构成转子的磁性材料9的极性在外缘部对遮光板11进行了切割。光传感器12被设计为当光经过遮光板11的切割部分时该光传感器12能够检测到ON信号。这些信号成为稍后描述的角位置信号。应该指出的是，替代光传感器12，通过按磁性材料9的极性而磁化的磁性极板、或通过基于与转子的磁极本身的组合而构成的磁机构来检测上述的角位置是公知的。

图7(a)示出了图2中的多相恒流逆变器2的四相结构的实施例。在图7(a)中，来自稍后描述的DC恒流电源装置1的DC恒定电流从端子18-1(X)流入并且从端子18-2(Y)流出。可以从IGBT、晶闸管、功率晶体管等中自由地选择半导体开关19。定子绕组17对应于图3中的多相恒流电动机3的定子绕组17并且由四个相A、B、C和D构成。

单相桥单元20到23对应于A相到D相。A相单相桥单元20由四个半导体开关19(Ta、Ta、Ta’和Ta’)和一相的定子绕组17的A相线圈构成。B相单相桥单元21、C相单相桥单元22、D相单相桥单元23以类似方式配置。多相恒流逆变器2由数目与相数相应的单相桥单元串联连接而构成。苯实施例为4相结构，因此通过串联连接的四个单相桥单元20到23来构成该多相恒流逆变器2。

以A相的单相桥单元20为例来说明单相桥单元20到23的工作。在构成A相单相桥单元20的四个半导体开关19(Ta、Ta、Ta’和Ta’)中，两个半导体开关19(Ta)的导通与两个半导体开关19(Ta’)的导通交替进行。当半导体开关19(Ta)和半导体开关19(Ta)导通时，定子绕组17的A相线圈沿图7(a)中的a→a’方向流过电流，当两个半导体开关19(Ta’)导通时，定子绕组17的A相线圈沿相反的a’→a方向流过电流。因此，从端子X流入的DC恒定电流成为振幅相等的矩形波AC电流而流经A相线圈。

在这种情况下，单相桥单元20的出口侧的合流点(图7(a)的X’)处的电流为与从端子X流入的电流完全相等的DC恒定电流。该DC恒定电流变为后级的单相桥单元21的输入电流。同样在单相桥单元21中，进行与单相桥单元20同样的工作。此外，同样地在后级的单相桥单元22和23中，进行与单相桥单元20相同的工作。

图7(b)的逆变器控制装置24用于控制上述四相的单相桥单元20到23。在图7(b)中，根据上述多相恒流电动机3的转子铁芯6的角位置从光传感器12发出角位置信号25(Sa、Sb、Sc和Sd)。逆变器控制装置24根据该角位置信号25输出用于驱动单相桥单元20到23中的各半导体开关19的驱动信号26。在对多相恒流电动机3进行制动时产生制动指令信号27(So)。逆变器控制装置24输入了该制动指令信号27时，将驱动信号26的相位反转180°的电气角。

图8是角位置信号25、驱动信号26和制动指令信号27之间的对应关系的图。转子每旋转与电气角180°相对应的角度(几何角45°)，角位置检测信号Sa到Sd在高电平(H)和低电平(0)之间交替反复。此外，角位置检测信号Sa到Sd的高低电平切换定时偏移转子旋转与电气角45°相对应的角度(几何角12.25°)的时间。

在不存在制动指令信号时，用于驱动单相桥单元20中两个半导体开关19(Ta)的驱动信号26在角位置检测信号Sa为高电平时同样地变为高电平而在角位置检测信号Sa为低电平时同样地变为低电平。此外，用于驱动单相桥单元20中两个半导体开关19(Ta’)的驱动信号26在角位置检测信号Sa为高电平时相反地变为低电平而在角位置检测信号Sa为低电平时相反地变为高电平。用于驱动其他单相桥单元21到23中半导体开关19(Tb、Tb’、Tc、Tc’、Td、Td’)的驱动信号也同样。

另一方面，当存在制动指令信号时，用于驱动单相桥单元20中两个半导体开关19(Ta)的驱动信号26在角位置检测信号Sa为高电平时相反地变为低电平而在角位置检测信号Sa为低电平时相反地变为高电平。此外，用于驱动单相桥单元20中两个半导体开关19(Ta’)的驱动信号26在角位置检测信号Sa为高电平时同样地变为高电平而在角位置检测信号Sa为低电平时同样地变为低电平。用于驱动其他单相桥单元21到23中半导体开关19(Tb、Tb’、Tc、Tc’、Td、Td’)的驱动信号也同样。

图9示出了在图8中，把无制动指令信号的条件下的基准角位置设为转子的角位置模式1、且每隔45°电气角设为转子角位置1到8的情况下半导体开关19的工作。转子每旋转对应于360°电气角的角度(即，一个NS对的角度(几何角度90°))，就重复一次图9所示的工作。应该提到的是，在有制动指令信号的情况下，读取图9的转子的角位置模式5作为起始点即可。

图10是用于说明在没有制动指令信号的状态下转子的旋转角度、定子绕组17的电流方向和旋转力的图。在图10中，假设转子表面的磁性材料9和遮光板11一起顺时针旋转。光传感器12由Pa、Pb、Pc、Pd表示以对A相、B相、C相和D相进行检测。光信号在遮光板11的切割部分处穿过而产生角位置信号Sa、Sb、Sc、Sd。图10中的a和a’对应于图7的a和a’。当两个半导体开关19(Ta)导通时，在定子绕组17中电流沿a-＞a’方向流动，而当两个半导体开关19(Ta’)导通时，在定子绕组17中电流沿a’-＞a方向流动。这对于B相、C相和D相也同样。

图10的转子的角位置与在图8的无制动指令的情况下的基准角位置和图9的转子的角位置模式1相对应。流经所有槽10中的定子绕组17的电流与最大磁通密度正交而有效地产生旋转力。此外，如果转子从图10的位置旋转一个槽10的间距(电气角45°，几何角度12.25°)，则穿过定子绕组17的A相线圈的磁通的极性反转，但是与此同时，光传感器19(Pa)被遮住，角位置信号Sa变成OFF，并且图7(a)的A相单相桥单元20中的两个半导体开关19(Ta’)导通。因此，A相线圈的电流反向，并且流经所有槽10中的定子绕组17的电流继续产生有效的旋转力。此后同样地，转子每旋转与电气角45°相对应的角度(几何角度12.25°)，定子绕组17的各相线圈的电流依次反转，并且在8次反转后回到原状。此外，不管转子的角位置如何，槽10中的所有定子绕组17的电流都能有效地产生旋转力。

另一方面，图11是示出了在存在制动指令信号的情况下转子的角位置信号和定子绕组17的电流方向的图。与图10相比，对于相同的磁场方向，电流方向完全相反，产生了有效的制动力。当图7(b)所示的逆变器控制装置24接收到制动指令信号27时存在两种处理方式。第一种处理方式是逆变器控制装置24将根据角位置信号25产生的驱动信号26的相位反转180°的电气角。第二种处理方式是如图11所示，在相对于光传感器12的位置偏移了与180°电气角相对应的角度(几何角度45°)的位置处设置别的光传感器12’(Pa’、Pb’、Pc’、Pd’)并使逆变器控制装置24输入来自该光传感器12’的角位置信号。无论使用第一和第二处理方式中的哪一种，当逆变器控制装置24接收到制动指令信号27时，驱动信号26相对于转子位置的相位产生电气角180°的偏移，结果，对于同一转子位置的定子绕组17的电流的相位相反，转子被施加制动力。

接下来对进行了上述制动控制时的电能转移进行说明。图12是用于说明图7(a)的多相恒流逆变器2的端子(X)和端子(Y)之间的电动势的图。图7(a)的多相恒流逆变器2为四相结构，但是这里为了简化说明，将对图12(a)所示的A相单相桥单元20的电能转移进行说明。由于多相恒流电动机3中的转子的旋转，来自磁性材料9的磁通切割定子绕组17，从而在该定子绕组17中产生电动势。多相恒流电动机3中的空隙14中的磁通密度分布为矩形波状，因此在定子绕组17中产生的电动势ed如图12(b)所示成为矩形波交流电压。

图12(c)示出了在如下情况下的X点-X’点间的电动势的波形：在定子绕组17中产生的电动势ed的波形的“正”定时处图12(a)所示的A相单相桥单元20的半导体开关Ta导通，以及在电动势ed的波形的“负”定时处图12(a)所示的A相单相桥单元20的半导体开关Ta’导通。X点到X’点的电压具有平均值为ed的正值。如果DC恒定电流I从DC恒流电源装置1流向X点，则A相线圈被从电源侧供应edxI的功率，并且转子产生对应于该值的旋转能。应该提到的是，由于定子绕组17的电阻导致的功率损耗和转子的机械损耗被忽略不计。

图12(d)示出了如下情况下的X点-X’点间的电动势ed的波形：图12(a)所示的A相单相桥单元20中的半导体开关Ta、Ta’针对于定子绕组17中产生的电动势ed波形的切换动作从图12(c)的情况延迟了电气角180°。该X点-X’间的电压具有平均值为-ed的负值。因此，如果DC恒定电流I从电源侧流向X点，则A相线圈被从电源侧供应-edxI的功率。这意味着从A相线圈向电源侧返回了edxI的功率，转子被施加制动力，通过制动回收的能量被回收到DC恒流电源装置1中。

B相单相桥单元21、C相单相桥单元22、D相单相桥单元23基本相同，全都重叠作用。

这样，根据本发明的电动机驱动系统通过使恒定幅值的电流(DC恒定电流)以恒定方向流过多相恒流逆变器2，在驱动时以及制动时仅通过多相恒流逆变器2的相位控制来进行多相恒流电动机3的转子的旋转力控制。此外，通过使负载电动势在正区域和负区域中变化，可以与速度无关地自动进行电力的供应和再生。

图13(a)是示出了DC恒流电源装置1的电路结构的图。DC恒流电源装置1与单纯地把输出电流控制为恒定的电源装置的区别在于，该DC恒流电源装置1被控制为与负载侧电动势的正负、大小无关地在固定方向上输出固定大小的电流(DC恒流)，并且其区别还在于该DC恒流电源装置1具有从负载侧(多相恒流电动机3)接收再生电力的功能。

DC恒流电源装置1以非对称控制PWM(脉冲宽度控制)桥(以下，称之为“非对称PWM桥”)为中心构成。可以从IGBT、晶闸管、功率晶体管等中自由地选择该非对称PWM桥中的半导体开关31。此外，非对称PWM桥中与所谓的AC端子相对应的部分处连接有DC电源29，同时非对称PWM桥中与所谓的DC端子相对应的部分处连接有多相恒流逆变器2的端子X和端子Y(见图7(a))。

在图13(a)的DC恒流电源装置1中，构成非对称PWM桥的半导体开关31(S1、S2、S3和S4)根据预定的载频信号进行导通和截止动作，能够控制导通周期。两个半导体开关31(S1，S4)构成的对和两个半导体开关31(S2，S3)构成的对不像通常的桥那样对称地工作，而是根据负载电动势的正或负各自一体非对称地工作。具体地说，如果半导体开关31(S1，S4)构成的对工作，则向端子X、Y的两端输入正平均值的电压。该值由半导体开关31(S1，S4)的导通周期的长度控制。此外，如果半导体开关31(S2，S3)构成的对工作，则向端子X、Y的两端输入负平均值的电压，该值由半导体开关31(S2，S3)的导通周期的长度控制。

半导体开关31(S5)并联连接到非对称PWM桥的输出侧并形成经过电抗器30和后面的多相恒流逆变器2的循环电路。半导体开关31(S5)的工作方式为：在半导体开关31(S1，S4)构成的对的截止周期和半导体开关31(S2，S3)构成的对的截止周期中导通。因此，即使在半导体开关31(S1，S4)构成的对的截止周期和半导体开关31(S2，S3)构成的对的截止周期中，也可以不间断地向多相恒流逆变器2供应DC恒定电流。

图13(b)示出了DC恒流电源装置1内的恒流电源控制装置35，其用于控制上述半导体开关31(S1、S2、S3、S4和S5)。恒流电源控制装置35接收输出电流、负载电动势等的控制信息，并输出用于驱动半导体开关31(S1到S5)的驱动信号32，从而使得DC恒流电源装置1的输出电流变为由电流设定指令信号34指示的恒定电流值。

图14是示出了在负载电动势的四种条件下(正大、正小、负大和负小)的半导体开关19(S1到S5)的工作以及在工作时的输出电压的图。当负载电动势为正大时，选择半导体开关31(S1，S4)构成的对并且使导通周期更长。因此，在端子X和Y的两端输出正大平均值的电压。此外，当负载电动势为正小时，选择半导体开关31(S1，S4)构成的对并且使导通周期更短。因此在端子X和Y的两端输出正小平均值的电压。另一方面，当负载电动势为负且绝对值较大时，选择半导体开关31(S2，S3)构成的对并且使导通周期更长。因此，在端子X和Y的两端输出绝对值较大的负平均值的电压。此外，当负载电动势I为负小时，选择半导体开关31(S1，S4)构成的对并且导通周期较短。因此，在端子X和Y的两端输出绝对值较小的负平均值的电压。

图15示出了与多相恒流电动机3的启动加速、定速旋转、再生制动和停止的一系列工作相对应的DC恒流电源装置1的工作。如图15(a)所示，在多相恒流电动机3工作时，如图15(b)所示，DC恒流电源装置1必须在驱动和制动多相恒流电动机3时向多相恒流逆变器2供应比定速旋转时大的恒定电流。

从多相恒流逆变器2的端子X看到的负载电动势在驱动状态时为正而在制动状态时为负。幅值大致上与多相恒流电动机3的转子的转速成比例。如图15(c)的虚线所示，DC恒流电源装置1输出正或负的负载电动势与由于负载电路的电阻而产生的电压降(电阻压降)相加而得的电压，并从而向多相恒流逆变器2供应DC恒定电流。因此，在多相恒流电动机3制动时，直到停止之前都可以进行再生制动，并且不需要使用机械制动。

当负载侧的多相恒流电动机3处于制动状态时，负载电动势为负。在这种情况下，在DC恒流电源装置1中，半导体开关19(S2，S3)构成的对动作，输出电压变为负值，并且来自负载侧的再生电流从DC电源29的正端子流入。这种现象与电池充电类似。DC电源29具有充电功能并且通过再生电力进行充电。另一方面，当DC电源29为燃料电池等并不具有充电功能时，为了实现能量回收，需要对DC电源29并联连接超电容器(ultracapacitor)。此外，即使DC电源29像锂离子电池那样具有充电功能，在再生电力以数十秒为单位剧烈波动而无法进行适当的充电时，也最好对DC电源29并联连接超电容器。

应该提到的是，可以通过图13所示的情形以外的多种方式来配置DC恒流电源装置1。图16(a)示出了DC恒流电源装置1的电路结构的另一实施例。图16(a)所示的DC恒流电源装置1具有DC电源39、电抗器40、充电/放电切换器46以及恒流斩波器47。其中，充电/放电切换器46由四个半导体开关41(S11，S12，S13，S14)构成。此外，恒流斩波器47由两个半导体开关41(S15，S16)构成。半导体开关41(S11到S14)以与图13(a)所示的半导体开关31(S1到S4)相同的方式工作，同时半导体开关41(S16)以与图13(a)所示的半导体开关31(S5)相同的方式工作。另一方面，图13(b)示出了配置在DC恒流电源装置1内部并通过驱动信号42来控制上述半导体开关31(S1到S6)的恒流电源控制装置45。

充电/放电切换器46从恒流电源控制装置45接收驱动信号42，并将两个半导体开关41(S1，S4)构成的对或两个半导体开关41(S2，S3)构成的对导通，以切换DC电源39的极性。

位于恒流斩波器47中的半导体开关41(S15)从恒流电源控制装置45接收驱动信号42并高速地进行导通/截止切换。导通周期的长度被控制为使得输出预定的DC恒定电流。

位于恒流斩波器47中的半导体开关41(S16)从恒流电源控制装置45接收驱动信号42并在半导体开关41(S15)的截止期间导通，从而构成经由电抗器40和后级的多相恒流逆变器2的循环电路。

接下来，将对逆变器控制装置24的详细结构进行说明。这里，逆变器控制装置24执行控制，使得在A相单相桥单元20内的两个半导体开关19(Ta)和两个半导体开关19(Ta’)中，半导体开关19(Ta)和半导体开关19(Ta’)中的至少一个在驱动周期中导通。应该提到的是，逆变器控制装置24对于B相单相桥单元21内的两个半导体开关19(Tb)和两个半导体开关19(Tb’)、C相单相桥单元22内的两个半导体开关19(Tc)和两个半导体开关19(Tc’)、D相单相桥单元23内的两个半导体开关19(Td)和两个半导体开关19(Td’)进行同样的控制。

图17是示出了逆变器控制装置24的详细结构的图。逆变器控制装置24由延迟电路51和52与反转电路53和54构成。延迟电路51接收角位置检测信号Sa以及制动指令信号So，并且基于这些信号来执行延迟处理，并向反转电路53输出预定信号。同样，延迟电路52输入角位置检测信号Sa以及制动指令信号So，并且基于这些信号来执行延迟处理，并向反转电路54输出预定信号。

反转电路53输入来自延迟电路51的信号和制动指令信号So，并基于制动指令信号So对来自延迟电路51的信号执行反转处理，并输出用于驱动两个半导体开关19(Ta)的驱动信号Ta。同样，反转电路54输入来自延迟电路52的信号和制动指令信号So，并基于制动指令信号So对来自延迟电路52的信号执行反转处理，并输出用于驱动两个半导体开关19(Ta’)的驱动信号Ta’。

下面，将对逆变器控制装置24的工作进行说明。首先，将对制动指令信号So为低电平(无制动指令)的情况进行说明。在无制动指令的情况下，延迟电路51在输入的角位置检测信号Sa上升(从低电平转换为高电平)时输出与输入的角位置检测信号Sa同时上升的信号。此外，延迟电路51在输入的角位置检测信号Sa下降(从高电平转换为低电平)时输出相对于所输入的角位置检测信号Sa延迟预定时间后上升的信号。此外，在无制动指令的情况下，反转电路53原样地输出来自延迟电路51的信号作为用于驱动两个半导体开关19(Ta)的驱动信号Ta。

另一方面，在无制动指令的情况下，延迟电路52在输入的角位置检测信号Sa上升时输出相对于所输入的角位置检测信号Sa延迟预定时间后上升的信号。此外，延迟电路52在输入的角位置检测信号Sa下降时输出与所输入的角位置检测信号Sa同时下降的信号。此外，在无制动指令的情况下，反转电路53对来自延迟电路51的信号进行反转，并作为用于驱动半导体开关19(Ta’)的驱动信号Ta’输出。

由于该工作，在无制动指令的情况下，针对图18(a)所示的制动指令信号So，生成图18(b)所示的用于驱动两个半导体开关19(Ta)的驱动信号Ta和图18(c)所示的用于驱动半导体开关19(Ta’)的驱动信号Ta’。在这些驱动信号Ta和Ta’中，存在仅驱动信号Ta为高电平的情况以及驱动信号Ta和Ta’二者都为高电平的情况。不存在驱动信号Ta和Ta’二者都为低电平的情况。即，两个半导体开关19(Ta)和两个半导体开关19(Ta’)中的至少一方导通，不存在双方都截止的期间。

接下来，将对制动指令信号So为高电平的情况(存在制动指令)进行说明。在存在制动指令的情况下，延迟电路51在输入的角位置检测信号Sa上升时输出相对于所述输入的角位置检测信号Sa延迟预定时间后上升的信号。此外，延迟电路51在所述输入的角位置检测信号Sa上升时输出与所述输入的角位置检测信号Sa同时上升的信号。此外，在存在制动指令的情况下，反转电路53对来自延迟电路51的信号进行反转，并作为用于驱动两个半导体开关19(Ta)的驱动信号Ta输出。

另一方面，在存在制动指令的情况下，延迟电路52在输入的角位置检测信号Sa上升时输出与该输入的角位置检测信号Sa同时上升的信号。此外，延迟电路52在输入的角位置检测信号Sa下降时输出相对于该输入的角位置检测信号Sa延迟预定时间后下降的信号。此外，在存在制动指令的情况下，反转电路53原样地输出来自延迟电路51的信号作为用于驱动两个半导体开关19(Ta’)的驱动信号Ta’。

由于该工作，在存在制动指令的情况下，针对图18(a)所示的制动指令信号So生成图18(d)所示的用于驱动两个半导体开关19(Ta)的驱动信号Ta和图18(e)所示的用于驱动两个半导体开关19(Ta’)的驱动信号Ta’。在这些驱动信号Ta和Ta’中，存在仅驱动信号Ta’为高电平的情况以及驱动信号Ta和Ta’二者都为高电平的情况，不存在驱动信号Ta和Ta’二者都为低电平的情况。即，两个半导体开关19(Ta)和两个半导体开关19(Ta’)中至少有一组导通，不存在两组都截止的期间。

图19示出了当逆变器控制装置24执行控制、使得两个半导体开关19-1和19-2(Ta)与两个半导体开关19-3和19-4(Ta’)中的至少一组导通时这些半导体开关19的切换动作的图。应该提到的是，在图19中，将对存在制动指令且角位置检测信号Sa下降的情况进行说明。

首先，逆变器控制装置24将驱动信号Ta设为高电平并将驱动信号Ta’设为低电平。由此，如图19(a)所示，两个半导体开关19-1和19-2(Ta)导通，两个半导体开关19-3和19-4(Ta’)截止，并且来自DC恒流电源装置1的电流I流过半导体开关19-1(Ta)、A相定子绕组17(a→a’方向)和半导体开关19-2(Ta)。

接着，当角位置检测信号Sa下降时，逆变器控制装置24将驱动信号Ta和将驱动信号Ta’都转换为高电平。由此，如图19(b)所示，两个半导体开关19-1和19-2(Ta)与两个半导体开关19-3和19-4(Ta’)都导通，来自DC恒流电源装置1的电流I的一半流过半导体开关19-1(Ta)和半导体开关19-4(Ta’)，而另一半流过半导体开关19-3(Ta’)和半导体开关19-2(Ta)。

此外，在经过预定时间以后，逆变器控制装置24将驱动信号Ta设为低电平并将驱动信号Ta’设为高电平。由此，如图19(c)所示，两个半导体开关19-1和19-2(Ta)截止，两个半导体开关19-3和19-4(Ta’)导通，来自DC恒流电源装置1的电流I流过半导体开关19-3(Ta’)、A相定子绕组17(a’→a方向)和半导体开关19-4(Ta’)。

例如，当从两个半导体开关19-1和19-2(Ta)导通而两个半导体开关19-3和19-4(Ta’)截止的状态变为两个半导体开关19-1和19-2(Ta)截止而两个半导体开关19-3和19-4(Ta’)导通的状态时，如图20所示，存在两个半导体开关19-1和19-2(Ta)与两个半导体开关19-3和19-4(Ta’)都截止的状态，两个半导体开关19-1和19-2(Ta)被施加有过电压，从而受到损害。

然而，如图19所示，通过从两个半导体开关19-1和19-2(Ta)导通而两个半导体开关19-3和19-4(Ta’)截止的状态变为两个半导体开关19-1和19-2(Ta)与两个半导体开关19-3和19-4(Ta’)都导通的状态，并且再经过预定时间以后，变为两个半导体开关19-1和19-2(Ta)截止而两个半导体开关19-3和19-4(Ta’)导通的状态，可以防止两个半导体开关19-1和19-2(Ta)被施加过电压。然而，优选地是，两个半导体开关19-1和19-2(Ta)与两个半导体开关19-3和19-4(Ta’)都导通的时段尽可能地短，以保持多相恒流电动机3的驱动效率和制动效率。

图21是附装有二极管的单相桥单元20的结构的图。图21所示的A相单相桥单元20是图7所示的A相单相桥单元20加上四个二极管60而成的结构。B相单相桥单元21、C相单相桥单元22、D相单相桥单元23也是同样的结构。

二极管60-1以输入端子X侧为阳极而半导体开关19-1侧为阴极的方式与半导体开关19-1串联连接。二极管60-2以半导体开关19-2侧为阳极而输出端子X’侧为阴极的方式与半导体开关19-2串联连接。此外，二极管60-3以输入端子X侧为阳极而半导体开关19-3侧为阴极的方式与半导体开关19-3串联连接。二极管60-4以半导体开关19-4侧为阳极而输出端子X’侧为阴极的方式与半导体开关19-4串联连接。

另一方面，图22是以往的单相桥单元的结构的图。在图22所示的单相桥单元90中，二极管60-1以输入端子X侧为阴极的方式与半导体开关19-1并联连接。二极管60-2以输出端子X’侧为阳极的方式与半导体开关19-2并联连接。二极管60-3以输入端子X侧为阴极的方式与半导体开关19-3并联连接。二极管60-4以输出端子X’侧为阳极的方式与半导体开关19-4并联连接。

在图22所示的单相桥单元90中，当在多相恒流电动机3再生制动时产生反向电动势时，半导体开关19-1和二极管60-1、定子绕组17、以及半导体开关19-3和二极管60-3形成短路，并且流过短路电流。同样，半导体开关19-2和二极管60-2、定子绕组17、以及半导体开关19-4和二极管60-4形成短路，并且流过短路电流。由此，半导体开关19和二极管60不能使用并联连接成一体的公知的IGBT、晶闸管功率晶体管、可关断晶闸管(turnoff thyrister)等。

与此相反，在图21所示的单相桥单元20中，当半导体开关19和二极管60串联连接并且由此在多相恒流电动机3再生制动时产生反向电动势时，由于二极管60-1到60-4而使单相桥单元20具有能够应付该反向电动势的反向耐压。

图23是示出了在定子绕组17中存在电感的情况下的单相桥单元20的电流反向现象的图。首先，在半导体开关19-1和19-2导通而半导体开关19-3和19-4截止的状态下，形成了如图23中实线所示的电流路径。接下来，在保持半导体开关19-1和19-2中的至少一个以及半导体开关19-3和19-4中的至少一个导通的状态的同时进行切换、以使得半导体开关19-1和19-2导通而半导体开关19-3和19-4截止，形成图23中虚线所示的电流路径。

然而，当在定子绕组17中存在电感时，如果流过所述定子绕组17的电流的方向被瞬间切换，则在定子绕组17中会出现由于电流变化而导致的过电压。设定子绕组17的电感为L，流过所述定子绕组17的电流为iL，并且时间为t，则该过电压由iL对t取微分并乘以L的L(diL/dt)表示。当对半导体开关19施加过电压时，所述半导体开关19可能损坏。因此，理想地是，要想办法使定子绕组17中的电流变化更平缓。

图24是示出了具有电容器的单相桥单元20的结构的图。图24所示的A相单相桥单元20是在与图7所示的A相单相桥单元20连接的定子绕组17上并联地连接了电容器70的结构。应该提到的是，B相单相桥单元21、C相单相桥单元22、D相单相桥单元23也是同样的结构。

图25是示出了电容器70的电流ic和定子绕组17的电流iL随时间变化的图。注意，负载电动势为0。首先，半导体开关19-1和19-2处于导通状态，半导体开关19-3和19-4处于截止状态，因此流入的电流I流过半导体开关19-1、定子绕组17和半导体开关19-2构成的路径。此后，在时刻t＝0时，半导体开关19-1和19-2转为截止，半导体开关19-3和19-4转为导通。在这种情况下，流入的电流I流过导体开关19-3和半导体开关19-4，但是如图25(a)所示，电容器70的电流ic变为该流入电流I与来自定子绕组17的电流I的叠加，即2I。此后，其降低为0。另一方面，如图25(b)所示，定子绕组17的电流iL变为I。此后，它在电容器70的电流ic变为0的同时变为-I。

在定子绕组17的电感为L并且电容器70的电容为C的情况下，电容器70的电流ic从2I减小到0的时间和定子绕组17的电流iL从I变为-I的时间(下降时间)由谐振频率 $(\mathrm{fo}=1\left(2\mathrm{\π}\sqrt{\left(\mathrm{LC}\right)}\right))$ 的倒数的1/2决定。因此，电容器70的电容C越大，谐振频率fo越小并且下降时间越长，换句话说，定子绕组17的电流变化越平缓并且向半导体开关19施加的过电压越小。然而，如果谐振频率fo变得小于矩形波AC电流的频率(基本频率)f，则无法再保持所述矩形波AC电流的形状，因此优选地是，以谐振频率fo大约是基本频率f的10倍到20倍的方式设置电容器70的电容C。

此外，如图26(a)所示，通过将电阻器71与电容器70串联连接，以及如图26(b)所示将线圈72与电容器70串联连接，与提高电容器70的电容C的情况同样地，可以减少谐振频率fo并延长下降时间，换句话说，使定子绕组17的电流变化更平缓并且减小向半导体开关19施加的过电压。

注意在图25中，是在做出如下假设的情况下给出的说明：在时刻t＝0时，半导体开关19-1和19-2从导通变为截止并且同时半导体开关19-3和19-4从截止变为导通。但是在时刻t＝0时，当通过如下方式进行控制时：半导体开关19-3和19-4从截止变为导通，经过预定定时以后，半导体开关19-1和19-2从导通变为截止，可以更可靠地减少向半导体开关19施加的过电压。

图27示出了以往的恒压逆变器的具体结构，同时图28示出了添加有上述二极管60和电容器70的多相恒流逆变器2的具体结构。

图27所示的以往的恒压逆变器具有三相结构并且以相互120度的相位差向R相定子线圈、S相定子线圈和T相定子线圈施加电压和电流。开关元件19-1、19-2和19-3并联连接并且开关元件19-4、19-5和19-6并联连接。此外，开关元件19-1到19-6上分别反向并联连接有二极管60-1到60-6。

另一方面，图28所示的多相恒流逆变器2具有四相结构，由A相单相桥单元20、B相单相桥单元21、C相单相桥单元22、D相单相桥单元23串联连接而构成，并按90度的相位差分别向1相的定子绕组17施加电压和电流。单相桥单元20到23均由四个半导体开关19-1到19-4、与所述半导体开关19-1到19-4串联连接的二极管60-1到60-4、以及与定子绕组17并联连接的电容器70构成。

以往的恒压逆变器和多相恒流逆变器2如上所述具有不同的结构并从而在作用方面具有区别。即，关于定子绕组的电感的磁能处理，以往的恒压逆变器通过与半导体开关19反向并联连接的二极管60在电源测回收电力，而多相恒流逆变器2在与定子绕组17并联连接的电容器70中存储电力。此外，对于在电动机的再生制动时在定子绕组中产生的负电动势，以往的恒压逆变器与再生无关地使用单独设置的AC/DC转换器和升压斩波器(booster chopper)在电源侧进行再生，而多相恒流逆变器2可以进行再生直到电动机停止，提高了再生效率。

图29是示出应用了恒流型电动机驱动系统的电动汽车的第二结构的图。在图29中，电动汽车具有DC恒流电源装置1、对应于车轮80-1到80-4设置的多相恒流逆变器2-1到2-4(以下，适当地总称为“多相恒流逆变器2”)、多相恒流电动机3-1到3-4(以下，适当地总称为“多相恒流电动机3”)以及机械制动器5-1到5-4。如稍后所述，与多相恒流逆变器2-1到2-4的各相对应的输入电路串联连接。此外，多相恒流逆变器2-1到2-4按照多相恒流逆变器2-1、多相恒流逆变器2-2、多相恒流逆变器2-3和多相恒流逆变器2-4的顺序串联连接在DC恒流电源装置1的端子之间。多相恒流电动机3-1被连接至多相恒流逆变器2-1并旋转车轮80-1。此外，多相恒流电动机3-2被连接至多相恒流逆变器2-2并旋转车轮80-2。同样地，多相恒流电动机3-3被连接至多相恒流逆变器2-3并旋转车轮80-3。而多相恒流电动机3-4被连接至多相恒流逆变器2-4并旋转车轮80-4。即，图4所示的电动汽车为四轮驱动型汽车。

当图29所示的电动汽车沿曲线行驶时，左、右车轮的转速差、直径差和滑动的发生等导致在再生制动时多相恒流电动机3-1到3-4的电动势存在差异并且在多相恒流逆变器2-1到2-4的端子之间产生的电动势也不同。为此，多相恒流逆变器2-1到2-4不能并联连接。然而，如上所述，在本实施方式的电动机驱动系统中，多相恒流逆变器2-1到2-4串联连接在DC恒流电源装置1的端子之间，因此DC恒流电源装置1被提供这些多相恒流逆变器2-1到2-4的端子间产生的电动势之和，并且再生电力可以更有效地提供给DC恒流电源装置1。

此外，对于一个DC恒流电源装置1连接了多个多相恒流逆变器2-1到2-4，并且对于多相恒流逆变器2-1到2-4分别连接了多个多相恒流电动机3-1到3-4，该一个DC恒流电源装置1向多个多相恒流电动机3-1到3-4进行放电，并且可以通过来自多个多相恒流电动机3-1到3-4的再生电力进行充电，因此与对于一个DC恒流电源装置连接一个多相恒流逆变器的情况相比，总体上减小了电动机驱动系统的尺寸。此外，因为对应于车轮80-1到80-4分别设置有多相恒流电动机3-1到3-4，所以如图1所示的电动汽车那样，不需要差动齿轮4，并且可以在电动汽车中应用车轮与多相恒流电动机一体化结构的部件。

应该提到的是，不必将所有的多相恒流逆变器都连接到一个DC恒流电源装置上。例如，可以只将多相恒流逆变器2-1和2-2串联连接在DC恒流电源装置1的端子之间，并且将多相恒流逆变器2-3和2-4串联连接在未示出的其他DC恒流电源装置的端子之间。或者，当仅车轮80-1和80-2是驱动轮时，可以在不设置与车轮80-3相对应的多相恒流逆变器2-3和多相恒流电动机3-3以及与车轮80-4相对应的多相恒流逆变器2-4和多相恒流电动机3-4的情况下配置电动机驱动系统，并且该电动机驱动系统仅具有串联连接在DC恒流电源装置1的端子之间的多相恒流逆变器2-1和2-2。同样，当仅车轮80-3和80-4是驱动轮时，可以在不设置与车轮80-1相对应的多相恒流逆变器2-1和多相恒流电动机3-1以及与车轮80-2相对应的多相恒流逆变器2-2和多相恒流电动机3-2的情况下配置电动机驱动系统，并且该电动机驱动系统仅具有串联连接在DC恒流电源装置1的端子之间的多相恒流逆变器2-3和2-4。应该提到的是，该电动机驱动系统不但可应用于电动汽车，而且还可以用于火车、卡车或各种其他运动物体。

如图29所示，当多个多相恒流逆变器3-1到3-4被串联连接在DC恒流电源装置1的端子之间，并且对于多相恒流逆变器3-1到3-4分别地连接多个多相恒流电动机3-1到3-4时，该DC恒流电源装置1被控制为与负载侧多相恒流电动机3-1到3-4的电动势之和的正负和大小无关地输出DC恒定电流，并且具有从多相恒流电动机3-1到3-4接收再生电力之和的功能。

工业应用性

如上，根据本发明的电动机驱动系统可以在能效方面得到改进并且作为电动机驱动系统有用。

Claims (19)

1.一种电动机驱动系统，该电动机驱动系统具有电源装置、控制来自所述电源装置的直流电流的方向并生成矩形波交流电流的逆变器、以及进行与来自所述逆变器、流过定子绕组的矩形波交流电流相应的驱动和制动的电动机，其中

所述电源装置具有：

用于提供直流电压的直流电源，以及

电压控制装置，该电压控制装置输入来自所述直流电源的直流电压，并根据所述电动机的电动势来控制输出电压的极性和幅值，使得输出电流成为直流恒定电流。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述电压控制装置将所述输出电压控制为所述电动机的电动势与后级电路的电压降相加后的电压。

3.根据权利要求2所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述电压控制装置具有非对称控制PWM桥，该非对称控制PWM桥被连接到所述直流电源，并由根据所述电动机的电动势执行开关动作的多个开关构成。

4.根据权利要求3所述的电动机驱动系统，其特征在于，在所述非对称控制PWM桥中，根据所述电动机的电动势来在所述多个开关中选择导通的开关并控制导通周期。

5.根据权利要求4所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述电压控制装置具有

开关，该开关与所述非对称控制PWM桥的输出侧并联连接，在所述非对称控制PWM桥中的开关的截止期间导通，以及

电抗器，其设置在所述电压控制装置的输出端。

6.根据权利要求1到5中任意一项所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述直流电源具有充入来自所述电动机的再生电力的功能。

7.根据权利要求1到6中任意一项所述的电动机驱动系统，其特征在于，该电动机驱动系统具有与所述直流电源并联连接的电容元件。

8.根据权利要求1到7中任意一项所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述电动机是多相恒流电动机，具有：

转子，其在具有旋转轴的圆柱结构体的外周、以N极和S极交替地位于外周侧和内周侧的方式设置有构成多个NS对的磁铁，该磁铁被配置成使得半径方向上的形状和磁化强度是均匀的，并且在外周生成的圆周方向的磁通密度分布是矩形波状，以及

定子，其具有隔着空隙围绕所述转子的外周侧设置的环状铁芯，在该环状铁芯的内周侧，针对所述转子的每个NS对、对于各相串联或并联地连接有数目与相数对应的定子绕组，并且设置有数目与相数相应的输入端子。

9.根据权利要求8所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述逆变器是多相恒流逆变器，其对应于各相设置，并且由数目与相数相应的、与对应相的所述定子绕组连接的单相桥单元串联连接而构成。

10.根据权利要求9所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述逆变器根据所述转子的角位置使输入所述单相桥单元的直流电流反转切换。

11.根据权利要求10所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述逆变器按电气角(180°/相数)的相位差顺次向各相的所述定子绕组提供宽度为电气角180°的矩形波交流电流。

12.根据权利要求10或11所述的电动机驱动系统，其特征在于，在所述电动机的驱动时和制动时之间，所述逆变器将所述直流电流的反转切换定时偏移所述转子旋转与电气角180°相对应的角度的时间。

13.根据权利要求9到12中任意一项所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述单相桥单元具有：

第一开关元件，其具有自截止能力，并连接在输入端与所述电动机中一相的定子绕组的一端之间，

第二开关元件，其具有自截止能力，并连接在所述电动机中一相的定子绕组的另一端与输出端之间，

第三开关元件，其具有自截止能力，并连接在所述输入端与所述电动机中一相的定子绕组的另一端之间，

第四开关元件，其具有自截止能力，并且连接在所述电动机中一相的定子绕组的一端与输出端之间，以及

开关控制装置，该开关控制装置对所述第一开关元件至第四开关元件的驱动进行控制，使得在驱动周期中，所述第一和第二开关元件、与所述第三和第四开关元件中的至少一方导通。

14.根据权利要求13所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述单相桥单元具有分别与所述第一开关元件至第四开关元件串联连接、并且以来自所述电源装置的直流电流的上游侧为阳极而以下游侧为阴极的二极管。

15.根据权利要求13或14所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述单相桥单元具有与所述定子绕组并联连接的电容器。

16.根据权利要求15所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述定子绕组和所述电容器的谐振频率是所述矩形波交流电流的频率的10倍到20倍。

17.根据权利要求15或16所述的电动机驱动系统，其特征在于，所述单相桥单元具有与所述电容器串联连接的电阻器或线圈。

18.根据权利要求1到17中任意一项所述的电动机驱动系统，其特征在于，

所述电动机驱动系统具有多个所述逆变器和对应于所述多个逆变器设置的多个所述电动机，

所述多个逆变器被串联连接在所述电源装置的端子之间，

所述多个电动机被分别连接到对应的所述逆变器，并且

所述电压控制装置输入来自所述直流电源的直流电压，并根据所述多个电动机的电动势之和来控制输出电压的极性和幅值，使得输出电流成为直流恒定电流。

19.根据权利要求18所述的电动机驱动系统，其特征在于，

该电动机驱动系统搭载在具有多个车轮的移动体上，并且

所述多个电动机分别针对所述多个车轮中的任意一个而设置。

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