CN102844971A - Pm无刷电机驱动电路的拓扑结构和控制 - Google Patents

Abstract

一种用于永磁无刷dc电机的逆变器，该永磁无刷dc电机具有永磁转子和一组定子绕组，该逆变器将提供给逆变器的全部dc电压施加到电机的每相。

Description

PM无刷电机驱动电路的拓扑结构和控制

本申请要求于2010年3月29日提交的第61/318,506号美国临时申请的优先权，该申请的内容通过引用被包含于此。

技术领域

本发明涉及一种受逆变器控制的永磁无刷直流(PMBDC)电机驱动系统。更具体地说，本发明涉及一种新的逆变器以及该逆变器与PMBDC电机的协作控制的实现，以改善整个电机驱动系统的操作。

背景技术

永磁无刷直流(PMBDC)电机在文献中已经众所周知。考虑具有三相绕组以及包含永磁体的转子的三相电机。由于各相绕组中的每相绕组具有相同的匝数以及各相绕组间隔地相移120电角度，所以使各相绕组平衡。这种电机的理论和操作已经在由R.Krishnan著作的、由CRC出版社于2009年出版的、书名为“永磁同步无刷DC电机驱动器”的第1章和第9章中描述。三相H桥逆变器的理论和操作为公知常识并在同一本书的第2章和第10章中描述。

考虑输入到逆变器的直流(dc)电压的幅值为V_s1，该直流(dc)电压可从电池源或者整流的交流(ac)源供应。假设电机的两相绕组串联连接，则通过三相逆变器施加到电机的一相绕组的瞬时最大电压为0.5V_s1。如果一相中的电流为I，则每相的输入功率为0.5V_s1I。由于在PMBDC电机驱动器中，在任何给定的时间都有两相导通，所以输入到PMBDC电机的最大功率为2×0.5V_s1I＝V_s1I。

由于两个绕组串联，所以这两个绕组携带相同的电流I。从dc环节或输入侧看，供应到逆变器和电机的瞬时功率为电压V_s1和电流I的乘积，其表示为V_s1I。如果逆变器中的损耗忽略不计，则瞬时功率等于逆变器输入功率加上电机输入功率。

在正周期和负周期，逆变器都给每相供应120电角度宽的电流；即，逆变器给电机的各相绕组供应双极性电流或交变电流。此外，逆变器相桥臂(phase leg)具有2/3的理想占空比，这意味着逆变器在电机ac周期的那部分时间内起作用。对于剩余的1/3周期时间，逆变器处于关闭状态(即，逆变器不起作用)。对于逆变器中的三相来说，这是真实的。

虽然每个绕组的电流从其他绕组相移120电角度，但是电机的各相绕组携带通过逆变器产生的交变电流。每个绕组中的电流相移的量与各相绕组之间的空间相移的量相同，以产生均匀且恒定的气隙转矩和功率。

考虑PMBDC电机中的绕组电阻损耗，并且使每相的电阻为R_s(以欧姆为单位)。每相的总瞬时绕组功率损耗等于I²R_s。由于在PMBDC电机中，在任何给定的时间都有两相绕组导通，所以总电阻损耗为2I²R_s。

发明内容

由于永磁无刷直流(PMBDC)电机的电阻损耗为2I²R_s，所以可在不影响电阻损耗的情况下增加施加到相的电压。当施加到相的电压增加时，可在不影响输入到电机的功率的情况下相应地增加相电流。然而，随着相电流减小，电阻损耗减小，导致电机的操作效率更高。用于驱动PMBDC电机的改进的逆变器是本发明的目的，该逆变器将更高的电压和更低的电流施加到相，以减少电阻损耗。

本发明的其他方面包括使施加到电机相的电压增加至大于直流(dc)输入电压的一半，减少逆变器晶体管中的传导损耗，减少组合的功率损耗，实现电机驱动系统的高效率，对于恒定转矩操作实现更快的操作速度，在电机中实现利用更高的相电压的电压控制和交变电流，实现四个象限操作，增加驱动系统的可靠性和容错性。用于协调电机驱动系统的操作的控制系统是本发明的进一步的目的。为了实现这些目的，在下文中公开的逆变器产生输入电压，该输入电压大于输入的dc电源电压或者比得上输入的dc电源电压。

本发明的这些和其他目的可通过一种电机驱动系统实现，该电机驱动系统具有：(1)第一电容性元件，储存能量以提供第一dc电源电压；(2)第二电容性元件，储存能量以提供第二dc电源电压。第一导电开关与电机的一个相绕组和第一电容性元件电串联连接，以当第一开关传导电流时形成第一串联电路。第二导电开关与电机的相绕组和第二电容性元件电串联连接，以当第二开关传导电流时形成第二串联电路。当(1)第二开关不传导电流且(2)第二电容性元件既不被充电也不放电时，第一电容性元件的全部电压施加在电机的相绕组上，从而在第一开关上的压降减小以及由第一串联电路中的寄生电阻导致的压降减小。当(1)第一开关不传导电流且(2)第一电容性元件既不被充电也不放电时，第二电容性元件的全部电压施加在电机的相绕组上，从而在第二开关上的压降减小以及由第二串联电路中的寄生电阻导致的压降减小。

此外，本发明的上述和其他目的可通过一种电机驱动系统实现，该电机驱动系统具有：(1)电机的相绕组，将电动势施加到电机的转子；(2)第一电容性元件，储存能量以提供第一dc电源电压；(3)第二电容性元件，储存能量以提供第二dc电源电压。第一导电开关与电机的相绕组和第一电容性元件电串联连接，以当第一开关传导电流时形成第一串联电路。第二导电开关与电机的相绕组和第二电容性元件电串联连接，以当第二开关传导电流时形成第二串联电路。当(1)第二开关不传导电流且(2)第二电容性元件既不被充电也不放电时，第一电容性元件的全部电压施加在电机的相绕组上，从而在第一开关上的压降减小以及由第一串联电路中的寄生电阻导致的压降减小。当(1)第一开关不传导电流且(2)第一电容性元件既不被充电也不放电时，第二电容性元件的全部电压施加在电机的相绕组上，从而在第二开关上的压降减小以及由第二串联电路中的寄生电阻导致的压降减小。

此外，本发明的上述和其他目的可通过一种电机驱动系统实现，该电机驱动系统具有：第一电容性元件，储存能量以提供第一dc电源电压；第二电容性元件，储存能量以提供第二dc电源电压；第一导电开关、第二导电开关、第三导电开关和第四导电开关，均具有电流输入端子和电流输出端子。第一电容性元件的第一端子直接电连接到第一开关的电流输入端子和第二开关的电流输入端子。第一电容性元件的第二端子直接电连接到第二电容性元件的第一端子。第二电容性元件的第二端子直接电连接到第三开关的电流输出端子和第四开关的电流输出端子。第一开关的电流输出端子直接电连接到第三开关的电流输入端子。第二开关的电流输出端子直接电连接到第四开关的电流输入端子。电机的第一相绕组的第一端子直接电连接到第一电容性元件的第二端子和第二电容性元件的第一端子。电机的第一相绕组的第二端子直接电连接到第一开关的电流输出端子和第三开关的电流输入端子。电机的第二相绕组的第一端子直接电连接到第一电容性元件的第二端子和第二电容性元件的第一端子。电机的第二相绕组的第二端子直接电连接到第二开关的电流输出端子和第四开关的电流输入端子。

此外，本发明的上述和其他目的可通过一种电机驱动方法实现，该电机驱动方法为：通过第一导电开关使由第一电容性元件储存的能量释放到电机的一个电相中，使得第一电容性元件上的全部电压施加在电机的相绕组上，从而在第一开关上的压降减小以及由第一串联电路中的寄生电阻导致的压降减小，第一串联电路包括第一电容性元件、第一开关以及电机的相绕组。另外，通过第二导电开关使由电机的相绕组储存的能量释放到第二电容性元件中，使得电机的相绕组上的全部电压施加在第二电容性元件上，从而在第二开关上的压降减小以及由第二串联电路中的寄生电阻导致的压降减小，第二串联电路包括第二电容性元件、第二开关以及电机的相绕组。

根据本发明的示例性实施例，一种PMBDC电机驱动系统具有电机，该电机具有永磁(PM)转子以及具有三个相绕组的定子。该三相定子绕组彼此间隔地相移120电角度，并在该三相定子绕组之间具有中性点连接。在电机各相上的感应电动势(emf)为理想的梯形波形，该波形在两个半个周期中的120电角度上均具有恒定区域；偏离这种理想状态对本发明和目的没有影响。

PMBDC系统具有H桥逆变器，以给定子的各相绕组供应电流。逆变器的输入dc电压的正极性连接到逆变器的上轨，输入电压的负极性连接到电机定子的各相绕组的中性点。dc连接电容器C₁连接在输入dc电压的正极性和负极性之间。另外的dc电容器C₂连接在三相逆变器子系统的中性点和下轨之间。

dc输入电源电压V_s1与电机的绕组以及逆变器桥的下半部中的二极管协同操作，给电容器C₂充电，从而在电容器C₂两端产生电压。每当逆变器桥的上半部中的导通晶体管截止以及电机的相中的电流操作以使逆变器的下半部中的二极管正向偏压时，发生电容器C₂的充电。电容器C₂的与电机侧的中性点侧连接的端子被充电到正极性，电容器C₂的与逆变器的下轨侧连接的端子被充电到负极性。

对于这种布置，在电机的各相绕组的正周期操作期间，通过逆变器桥的上半部中的晶体管的控制，电机的各相绕组可获得的电压等于dc输入电源电压V_s1。在电机的各相绕组的负周期操作期间，通过逆变器桥的下半部中的晶体管的操作，给电机的各相绕组供应的电压等于在C₂上可获得的电压，即，V_s2。

当相桥臂的导通的上部晶体管截止时，在相中对应于该晶体管的电流被相桥臂的下部中的二极管接收，从而通过电容器C₂完成电流路径。同样地，当相桥臂的导通的下部晶体管截止时，相绕组中的电流流经相桥臂的上部的二极管，从而通过电容器C₁完成电流路径并给电容器C₁充电。该操作将能量从电机的相绕组部分地传递到电容器，一部分能量转换成给电机的输入功率。电容器C₁和C₂上的电压可以相同或不同。

驱动系统可使用标准的H桥逆变器以及三相电机的中性点连接，以不在传统系统的成本之上再增加另外的成本。然而，驱动系统需要另外的电容器C₂以及逆变器中的晶体管和二极管的更大的额定电压，这对整个PMBDC电机驱动系统增加了增量成本。

在此公开的驱动系统的逆变器和PMBDC电机减少了逆变器的晶体管和二极管中的传导损耗。逆变器中的更少的损耗导致更少的总损耗，从而获得更高的效率。此外，驱动系统在满载转矩提供更高的峰值功率操作以及更高的操作速度。

附图说明

图1示出了现有技术的逆变器永磁无刷直流(PMBDC)电机驱动系统；

图2示出了图1的PMBDC电机驱动系统的操作；

图3示出了逆变器PMBDC电机驱动系统；

图4示出了图3的PMBDC电机驱动系统的操作；

图5示出了转矩与速度的关系的四个象限以及图3的PMBDC电机驱动系统可用的操作域；

图6示出了图3的PMBDC电机驱动系统的单向控制操作；

图7示出了正电流导通相的占空比与电流幅值的关系作为归一化定子相电阻的函数；

图8示出了不间断供电的转换器。

具体实施方式

图1示出了现有技术的逆变器永磁无刷直流(PMBDC)电机驱动系统。从连接到共用电源的整流器获得的或者从电池获得的直流(dc)电源电压100提供给逆变器110。滤波电容器C₁通过上电压轨(voltage rail)101和下电压轨102与dc电源电压100并联连接，以使dc电源电压100的电压变化平稳。存在于电容器C₁两侧且提供给逆变器110的dc电压表示成V_s1。

逆变器110为三相H桥逆变器，并通过电压轨101和102与电容器C₁电并联连接。逆变器110在三相桥臂中的每个桥臂中具有两个晶体管。A相桥臂包括电串联连接的晶体管T₁和T₄。二极管D₁与晶体管T₁并联连接，使得二极管D₁的阴极电连接到晶体管T₁的集电极，二极管D₁的阳极电连接到晶体管T₁的发射极。二极管D₄与晶体管T₄类似地并联连接。B相桥臂包括电串联连接的晶体管T₃和T₆，C相桥臂包括电串联连接的晶体管T₅和T₂。晶体管T₂、T₃、T₅和T₆中的每个具有相应的二极管D₂、D₃、D₅和D₆，二极管D₂、D₃、D₅和D₆按照与二极管D₁连接到晶体管T₁的方式相同的方式与相应的晶体管电并联连接。

在图1中，在晶体管T₁-T₆和二极管D₁-D₆中的每个中的电流传导由箭头指示。晶体管T₁-T₆中的每个使电流从集电极传导到发射极，二极管D₁-D₆中的每个使电流从阳极传导到阴极。

晶体管T₁、T₃和T₅的集电极以及二极管D₁、D₃和D₅的阴极电连接到上电压轨101。晶体管T₂、T₄和T₆的发射极以及二极管D₂、D₄和D₆的阳极电连接到下电压轨102。晶体管T₁-T₆的栅极被独立地控制，以控制电流流过相应的晶体管。

PMBDC电机105具有以A相、B相、C相表示的三相定子绕组。A相桥臂控制电流流过A相绕组，B相桥臂控制电流流过B相绕组，C相桥臂控制电流流过C相绕组。A相定子绕组的一端电连接到中性点(neutral)N，另一端电连接到晶体管T₁的发射极、晶体管T₄的集电极、二极管D₁的阳极以及二极管D₄的阴极。类似地，B相定子绕组的一端电连接到中性点N，另一端电连接到晶体管T₃的发射极、晶体管T₆的集电极、二极管D₃的阳极以及二极管D₆的阴极。类似地，C相定子绕组的一端电连接到中性点N，另一端电连接到晶体管T₅的发射极、晶体管T₂的集电极、二极管D₅的阳极以及二极管D₂的阴极。

在图1中示出的PMBDC电机的理论和操作在由R.Krishnan著作的、由CRC出版社于2009年出版的、书名为“永磁同步无刷DC电机驱动器”的第1章和第9章中描述。在图1中示出的三相H桥逆变器的理论和操作在同一本书的第2章和第10章中描述。

图2示出了图1的PMBDC电机驱动系统的操作。A相、B相、C相的感应电动势(emf)分别表示为e_as、e_bs和e_cs。一相的感应emf为在其对应的相绕组上感应的瞬时电压。PMBDC电机的A相-C相中的每相在360°周期的某个时间段，在相的正负120°周期中都具有梯形的且电压幅值恒定为E_p的感应emf，并在120°周期的剩余时间段具有斜坡电压，该斜坡电压从-E_p升高至+E_p或者从+E_p降低至-E_p。A相-C相中的每相的感应emf彼此电地相移120°。感应emf的幅值E_p表示为：

E_p＝(Blv)N＝N(Blrω_m)＝Nφ_aω_m＝λ_pω_m    (1)

其中，N为每相中串联的导体的数量，v为速度，l为导体的长度，r为转子中心孔的半径，ω_m为角速度，B为放置了导体的场的磁通密度。该磁通密度仅由转子磁体所引起的。乘积(Blv)还表示为

具有磁通维度，与气隙磁通成正比，在等式(2)中表示为：

${\mathrm{\φ}}_a=\mathrm{Blr}=\frac{1}{\mathrm{\π}}\mathrm{B\π\πl}=\frac{1}{\mathrm{\π}}{\mathrm{\φ}}_g---\left(2\right)$

磁通与串联的导体的数量的乘积具有磁链(flux linkage)维度并由λ_p表示。由于磁通与串联的导体的数量的乘积与相的磁链成比例(比例因子为)，所以在下文中，该乘积被称为修正磁链。

电磁转矩由下面的等式给出：

$T_e=[e_{\mathrm{as}}{i}_{\mathrm{as}}+e_{\mathrm{bs}}{i}_{\mathrm{bs}}+e_{\mathrm{cs}}{i}_{\mathrm{cs}}]\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_m},N\·m---\left(3\right)$

瞬时感应emf(以伏特为单位)可表示为：

e_as＝f_as(θ_r)λ_pω_m    (4)

e_bs＝f_bs(θ_r)λ_pω_m    (5)

e_cs＝f_cs(θ_r)λ_pω_m    (4)

其中，函数f_as(θ_r)、f_bs(θ_r)和f_cs(θ_r)具有与e_as、e_bs和e_cs相同的形状，最大幅值为±1。

在将来自等式(4，5和6)的感应emf代入等式(3)中之后，电磁转矩(以N·m为单位)可表示成：

T_e＝λ_p[f_as(θ_r)i_as+f_bs(θ_r)i_bs+f_cs(θ_r)i_cs]，N·m    (7)

当函数f_as(θ_r)、f_bs(θ_r)和f_cs(θ_r)获得±1值时，在PMBDC电机驱动器中产生电流。三相中只有两相被激发，其中，电流流入被激发的相中的一相(对于A相来说，函数具有正值1)，电流流出被激发的相中的另一相(对于B相来说，函数具有负值-1)，使得电磁转矩变成：

T_e＝λ_p[i_as+(-1)i_bs]，N·m     (8)

对于A相和B相被激发的示例来说，如果A相中的电流为正，则B相中的电流为负。A相和B相中的电流在幅值上相等，这是因为A相和B相中的电流通过导通晶体管T₁和T₆而产生，晶体管T₁和T₆起作用导致A相绕组和B相绕组与dc电源电压100串联连接。将两相中的电流均表示为I_p，转矩等式可表示为：

T_e＝2λ_pI_p，N·m    (9)

在任何时间，通过对各相的感应emf与其相应的电流的乘积进行求和获得的气隙功率由下面的等式表示：

P₀＝[e_asi_as+e_bsi_bs+e_csi_cs]＝E_pI_p+(-E_p)(-I_p)＝2E_pI_p     (10)

图2示出了作为电转子位置的函数的每相的相感应emf、相应的相电流、相应的气隙功率以及电机的总气隙功率。

如图2所示，除了对于各相感应emf增加因子k倍以及对于所有相电流从逆变器施加的电流减小因子1/k倍之外，假设现有技术保持不变。感应emf通过增加各相中的匝数而增加。利用这样的比例的操作在图4中示出，图4与图2非常类似，且在这两个图中，所有的变量及其标号的含义相同。这样的操作的结果产生转矩和气隙功率加下：

$P_0=k{E}_p\frac{I_p}{k}+(-k{E}_p)(-\frac{I_p}{k})=2E_p{I}_p---\left(11\right)$

T_e＝2λ_pI_p，N.m        (12)

通过增加感应emf并通过以相同的比例减小施加到电机各相的电流，在比例方法和现有技术的系统之间，气隙功率或者电磁转矩不会发生改变。对于比例方法，感应emf可增加，以匹配电源电压，相电流可以以与感应emf增加的比例相同的比例减小。

一般来说，交流(ac)或dc电源电压为固定值，且在实际应用中不会改变。然而，通过布置在dc电源和逆变器之间的升压转换器使整流的ac电压或电池电压升压，可增加供应到逆变器的dc电源电压。这种修正引入了另外的功率转换器，这降低了系统效率并增加了电力电子元件的数量和系统成本。

因此，可能期望一相(而非串联的两相)可使用相同的电池电压或者整流的ac输出电压，从而与图1的现有技术的系统相比，电机相可用的电压变成双倍。在图1的系统中，两个相绕组串联，且除了从dc电源电压施加到每个相绕组的电压为dc电源电压的一半之外，这两个相绕组的电流相等。在此公开的主旨提供一种将全部dc电源电压施加到电机的每相的独特方式，而不需要另外的功率转换器(例如，升压转换器)。

图3示出了受逆变器控制的PMBDC电机驱动系统。在图3中示出的驱动系统中，与图1的驱动系统的部件共用的部件在每个附图中以相同的参考符号来标识。

从连接到共用电源的整流器获得的或者从电池获得的dc电源电压100提供给逆变器110。滤波电容器C₁通过上电压轨101和中间电压轨104与dc电源电压100并联连接，以使dc电源电压100的电压变化平稳。电容器C₂电连接在中间电压轨104和下电压轨103之间。存在于电容器C₁两端的dc电压表示成V_s1，存在于电容器C₂两端的dc电压表示成V_s2。在理想状况下，V_s1与dc电源电压100相同。

逆变器110为三相H桥逆变器，并通过电压轨101和103与串联连接的电容器C₁和C₂电并联连接。逆变器110在三相桥臂中的每个桥臂中具有两个晶体管。A相桥臂包括电串联连接的晶体管T₁和T₄。二极管D₁与晶体管T₁并联连接，使得二极管D₁的阴极电连接到晶体管T₁的集电极，二极管D₁的阳极电连接到晶体管T₁的发射极。二极管D₄与晶体管T₄类似地并联连接。B相桥臂包括电串联连接的晶体管T₃和T₆，C相桥臂包括电串联连接的晶体管T₅和T₂。晶体管T₂、T₃、T₅和T₆中的每个具有相应的二极管D₂、D₃、D₅和D₆，二极管D₂、D₃、D₅和D₆按照与二极管D₁连接到晶体管T₁的方式相同的方式与相应的晶体管电并联连接。

在图1中，在晶体管T₁-T₆和二极管D₁-D₆中的每个中的电流传导由箭头指示。晶体管T₁-T₆中的每个使电流从集电极传导到发射极，二极管D₁-D₆中的每个使电流从阳极传导到阴极。

晶体管T₁、T₃和T₅的集电极以及二极管D₁、D₃和D₅的阴极电连接到上电压轨101。晶体管T₂、T₄和T₆的发射极以及二极管D₂、D₄和D₆的阳极电连接到下电压轨103。晶体管T₁-T₆的栅极被独立地控制，以控制电流流过相应的晶体管。

PMBDC电机105具有三相定子绕组，三相定子绕组具有A相、B相、C相。A相桥臂控制电流流过A相绕组，B相桥臂控制电流流过B相绕组，C相桥臂控制电流流过C相绕组。A相定子绕组的一端电连接到中性点N，另一端电连接到晶体管T₁的发射极、晶体管T₄的集电极、二极管D₁的阳极以及二极管D₄的阴极。类似地，B相定子绕组的一端电连接到中性点N，另一端电连接到晶体管T₃的发射极、晶体管T₆的集电极、二极管D₃的阳极以及二极管D₆的阴极。类似地，C相定子绕组的一端电连接到中性点N，另一端电连接到晶体管T₅的发射极、晶体管T₂的集电极、二极管D₅的阳极以及二极管D₂的阴极。中性点N电连接到中间电压轨104。

对于A相-C相中的每相来说，将A相的操作考虑为A相的特性。导通晶体管T₁，将电压V_s1施加到A相绕组，使得正电流从上电压轨101流经晶体管T₁和A相绕组，到达中间电流轨104。如果A相绕组上的感应电动势(emf)为正，则正功率供应到A相绕组，导致正转矩和正速度(CW)。当正功率施加到A相绕组时，能量从dc电源电压100传递到电机105。电机105的正向运转操作由在图5中示出的转矩特性与速度特性的关系的第一象限I限定。

PMBDC电机驱动器的四个象限操作在图5中示出。示出的坐标系的x轴表示转子速度，y轴表示施加的转矩。具体地说，表示速度的正x轴200对应于正旋转、正向旋转或者顺时针旋转，而表示速度的负x轴210对应于负旋转、反向旋转或者逆时针旋转。正转矩对应于正y轴205，负转矩对应于负y轴215。

当晶体管T₁截止以控制A相中的电流时，由A相绕组储存的能量通过二极管D₄传递到电容器C₂，电容器C₂被充电到为V_s2的电压。在这段时间期间，能量从电机105传递到电容器C₂。此时，施加在A相绕组上的电压为-V_s2，且当电流和速度仍然为正时，转矩为正；因此，功率输出为正。该操作也对应于图5中的象限I。

假设电机105的速度为正且晶体管T₄导通，以使电流沿着负向从C₂循环到A相绕组，同时感应emf为正(即，在晶体管T₄的集电极上存在正极性的感应emf，在中性点N上存在负极性)。该动作将在A相绕组中建立大电流，为了保持在安全电流限制范围内，晶体管T₄将不得不截止。然后，A相绕组中的电流将找到一条通过二极管D₁给电容器C₁充电的路径，从而将能量从电机105传递到dc电源100。在这段时间期间，A相绕组中的电流为负，感应emf为正，其结果是，电机105产生负转矩(即，产生转矩，因此，产生负功率)。该操作对应于图5的象限IV。因此，对于转子的正旋转或正向旋转来说，象限I和IV对应于正向运转和正向再生。

同样地，为了进行反向运转和反向再生，象限I被象限III替代，象限IV被象限II替代。为了简要，这里不详细描述那些操作，这是因为那些操作可从对前面使用逆变器的象限I和IV的操作的理解中推导并获得。操作的这种描述证明了图3的电机驱动系统在其正周期期间，给每相绕组提供全部dc总线电压V_s1。此外，该描述证明了图3的电机驱动系统适用于四个象限的操作。

另外，图3的电机驱动系统可将全部dc总线电压施加到电机的各相，同时产生另外的电压源，用于更大自由度的操作。通过使能量从电流在各相的正半周期中截止开始循环，以给电容器C₂充电，而使得上述操作是可行的，从而产生dc电压源V_s2。在电机各相的负半周期操作期间施加DC电压源V_s2，使得V_s2的整个幅值施加到电机105的各相。V_s2的幅值比得上V_s1。

在象限I和IV中的操作可用的电压为V_s1，在象限II和III中的操作可用的电压为V_s2。在各相的正半周期关闭期间，通过图3的电机驱动系统从V_s1获得V_s2，这样的事实使V_s2在某种程度上为从属源。源电压V_s2可受到逆变器操作的控制，源电压V_s2施加到电机的各相绕组，增加了相的均方根(rms)(或者有效)电压，其结果是，电机获得的转矩和功率增加。图3的电机驱动系统的相电压为图1的电机驱动系统的相电压的两倍。

仅有一个dc输入电源电压V_s1可用于图3的电机驱动系统。对于这种情况，使用电容器C₂和逆变器110的下部的二极管产生用于操作电机105的另一电压源V_s2。在该过程中，不需要单独的降压电路或升压电路或降压-升压电路以产生另外的电压源。因此，图3的电机驱动系统不需要另外的装置来实现更高的相电压，而是仅使用存在于逆变器110中的装置。

此外，通过控制电机中的电流的幅值，电容器C₂不会发生另外的充电，而不产生影响，其中，电流控制利用脉宽调制并导致转矩控制。在PMBDC电机105中，可用于控制和产生转矩的两个电源源V_s1和V_s2赋予控制的多种选择，并使电机105中的效率最大化。如图4所示，图3的电机驱动系统在大多数情况下使用单向电流(在正周期中仅使用源电压V_s1)或者在一部分情况下使用双向电流控制(使用两个源，即，对于正半周期电流使用V_s1以及对于负半周期电流使用V_s2)，来支持PMBDC电机的操作。

对于图3的驱动控制系统，相电压(即，在每相绕组上施加的电压)为整个电源电压V_s1。相比之下，图1的电机驱动系统具有串联的两相绕组，使得每相被供应有输入电压的一半的电压(即，0.5V_s1)。该特征的含义在下面描述。

考虑图1的PMBDC电机驱动系统与图3的PMBDC电机驱动系统的关系。输入功率V_s1I的相电流要求被如下计算并在表1中给出。

仅仅对于在图3的系统的电机各相中的单向电流，电流要求与对于图1的系统的电流要求相同。对于在图3中示出的系统的单向电流操作，该操作在图6中示出，仅有正半周期电流在电机105的相绕组中流动。任何相的正周期电流操作仅持续120°，该持续时间为相电压的整个周期的三分之一或者具有360电角度的电流的整个周期的三分之一。因此，相电流存在的时间仅为持续时间的1/3，并具有为1/3的占空比d。具有占空比d的恒定电流I_p的rms值为I/(d)^1/2。因此，在为1/3I_p/(3)^1/2的占空比期间，rms电流通过相绕组。

在这些周期中的每个中，图1的电机驱动系统使相导通持续电120°的正半周期和负半周期。因此，相电流存在的时间持续电240°，该持续时间构成整个相周期的2/3。因此，相电流的占空比为2/3，通过电流幅值除以占空比的平方根来计算rms电流，其表示为I_p/(2/3)^1/2。

图1的系统和图3的系统在rms相绕组电流上的差异还反映在这两个系统的相绕组的平均相绕组电流上。因此，在图3中示出的电机驱动系统的额定电流小于在图1中示出的系统的额定电流。

图1的电机驱动系统不能给电机105的相绕组提供单向电流。这种情况的原因是相绕组串联连接，正电流流动到一个相绕组中，流动的电流必须从串联连接的相绕组出来。但是流入一个相绕组的电流为正，而流出另一相的电流为负。由于在串联连接的相绕组中的一个相绕组中的电流必须等于另一相绕组中的电流且与该电流相反，所以不可能具有单向电流。因此，单向电流不可能施加到在图1中示出的电机驱动系统的相绕组。

如图6所示，对于图3的系统，一相的感应emf为2E_p，而如图2所示，对于由图1示出的系统的一相，感应emf为E_p。由于在图1的系统中两个相绕组串联，所以面对输入电源电压的总感应emf为每相的感应emf的两倍，其等于2E_p。对于在图3中示出的系统，在任何时间，dc输入电源电压仅面对每相的一个感应emf。假设对于图1和图3的系统，电源电压相同，则相同的dc输入电源电压应该能够支持与其面对的相同的感应emf，该感应emf为2E_p。因此，对于由图3示出的系统的相，匝数可以是图1的系统的相的匝数的两倍，以实现面对电源电压的相同量的感应emf。由于从图1和图3的系统中的每相产生相等的电流I_p，所以如图2和图6所示，气隙功率相同，且对于这两个系统，功率输出或转矩没有差异。

对于在图3中示出的系统的电机各相中的双极性电流，各相中的电流为0.5I_p，这比图1的系统内的电流小50％。对于图3的系统，额定电流的这种优点是由于各相绕组可用的相电压变成两倍所导致的。可用的相电压变成两倍还可用于扩展电机的操作速度范围，稍后描述。

对于图3的系统，假设单向电流在产生转矩方面起主要作用，且不存在双向电流。在这种情况下，在图3的系统中，绕组的匝数必须为图1的系统的绕组的匝数的两倍，以实现相同的感应emf。在这两个系统中，进一步假设铜体积和成本相匹配。对于图1和图3的系统，可从这些假设中获得表2内的信息。

对于双极性驱动器，对于由图3示出的系统，相电流为I/2。为了简化，在下文中从电流I删除了下标p。对于任意两个导通的相绕组(例如，A相和B相，其中，A相电流为I_a，B相电流为I_b)，定子的总电阻损耗为：

$P_{\mathrm{cu}}=(I_a^2+I_b^2)4R_s=(\frac{I^2}{4}+\frac{I^2}{4})4R_s=2I^2{R}_s---\left(13\right)$

该电阻损耗与由图1示出的系统的电阻损耗相同。因此，对于双极性操作，图1和图3的系统具有相同的电阻损耗。然而，对于提高电机的效率来说，逆变器损耗也是重要考虑因素。

考虑逆变器中的晶体管传导损耗。与传导损耗相比，开关损耗通常较小，因此，不考虑开关损耗。

在图3的系统的每个晶体管中，使得V_t表示传导压降，使得每相晶体管仅携带额定电流的一半的电流，以产生与由图1的系统产生的功率相等的功率。然后，在图3的系统中，在任何给定的时间，对于两个导通相的传导损耗P_t为：

$P_t=V_t[\frac{I}{2}+\frac{I}{2}]=V_{t}I---\left(14\right)$

在由图1示出的系统中，在任何给定的时间，两个晶体管导通，以携带相同的负载电流I，导致两个晶体管产生传导损耗P_tc，其由下面的等式给出：

P_tc＝V_tI×2＝2V_tI      (15)

因此，图1和图3的系统之间的传导损耗的比率为：

$\frac{P_t}{P_{\mathrm{tc}}}=\frac{V_{t}I}{2V_{t}I}=\frac{1}{2}---\left(16\right)$

因此，相对于图1的系统的传导功率损耗，图3的系统使传导功率损耗减少50％。对于混合动力电动车辆的驱动器来说，这与0.5kW至1kW相似。由于更小的传导损耗，使得逆变器的冷却需求减少，导致逆变器的热稳定性和可靠性更高。

上面的描述假设相对于图1的系统的相电压，图3的系统的相电压变成两倍，并且假设每个系统提供相同的基本速度和基本转矩。引起关注的参数研究在于：在对于图3的系统的基本速度处的相电压除了变成在图1的系统的基本速度处的相电压的两倍之外，还可以是其它倍数(例如，小于两倍)。

对于图3的系统，使得施加的相电压表示为：

v_an＝kv_dc＝k(2V_a)＝(2k)V_a；0＜k≤1   (17)

其中，V_a为对于图1的系统施加的相电压。在基本速度处，施加的相电压等于V_dc/2，其中，V_dc为输入到逆变器的dc电源电压。因子k通过逆变器使施加的电压从2V_a改变成2kV_a或kV_dc。因此，图3的系统必须具有2kV_a的基本电压(即，在基本速度处)，因此，绕组的匝数必须乘以2k，如从emf等式(18)所看到的。

N＝(2k)N_s    (18)

保持铜体积恒定，以在图1和图3的系统之间实现恒定的铜成本，导致导体截面a_c为：

$a_c=\frac{a}{2k}---\left(19\right)$

其中，a为图1的系统中的导体的截面。图3的系统的电机的电阻变成：

R＝(4k²)R_s    (20)

其中，R_s为图1的系统的每相电阻。引入了因子I后，图1的系统中的铜损耗为：

$P_{\mathrm{cu}}=(I_a^2+I_b^2)R=(I_a^2+I_b^2)\left(4k^2\right)R_s---\left(21\right)$

图1和图3的系统之间的铜损耗的比率表示为：

$\frac{P_{\mathrm{cu}\left(\mathrm{new}\right)}}{P_{\mathrm{cu}\left(\mathrm{conventional}\right)}}=\frac{(I_a^2+I_b^2)\left(4k^2\right)R_s}{(I_{\mathrm{ac}}^2+I_{\mathrm{bc}}^2)R_s}---\left(22\right)$

但是I_ac＝I_Bc＝I(在图1的系统中)(23)

且(在图3的系统中)(24)

在上述等式中，使得I_a＝I_b，得到(25)

$I_a+I_b=2I_a=\frac{I}{k}---\left(26\right)$

由此得到：

$I_a=\frac{I}{2k}---\left(27\right)$

在图3的系统中的电阻损耗可表示为：

$P_{\mathrm{cu}\left(n\right)}={\left[\frac{I}{2k}\right]}^{2}2\×4k^2{R}_s=2I^2{R}_s---\left(28\right)$

在图1的系统中的电阻损耗可表示为：

P_cu(c)＝2I²R_s

因此，在上述情况下，图1和图3的系统具有相同的铜损耗。

逆变器传导功率损耗的比率为：

P_tn＝V_tI/k

P_tc＝2V_tI

$\frac{P_{\mathrm{tn}}}{P_{\mathrm{tc}}}=\frac{V_{t}I/k}{2V_{t}I}=\frac{1}{2k}---\left(30\right)$

其中，P_tn为对于图3的系统的逆变器传导损耗，P_tc为对于图1的系统的逆变器传导损耗。在表3中，针对图1和图3的系统的每相绕组的匝数、每相的电阻、相电流以及传导损耗的比率，提供一些样本计算，以感觉改变k的含义。N_s为每相的匝数，R_s为每相的电阻，I为在图1的系统中的每相的电流。

基于这些数字示例，可进行下面的推理：

1.随着k增加，P_tn相反地减小。

2.电机的相可用的反向电压为(v_dc-kv_dc)＝(1-k)v_dc，该反向电压随着k减小而增加。

3.反向电压可用于获得比基本速度大的操作速度(在基本速度处，电机传递额定转矩或基本转矩)。

4.对于图3的系统，新的基本速度为每单位1/k。例如：

表4举例说明可通过在设计中改变k值实现非常大范围的基本速度(在基本速度处获得基本转矩)。在表4中，p.u.为归一化的速度，其是无量纲的，且限制在小值(例如，1或2或3)。例如，以p.u.表示的速度等于以每分钟转数(rpm)表示的实际速度除以基本值(其通常为额定速度)。假设实际速度为1000rpm且基本速度为2000rpm，则以p.u.表示的速度等于1000/2000＝0.5p.u.。这允许通过使用多个变量(例如，电压、电流、转矩、功率输出)中的每个的基本值进行比例调节，以获得可控制的p.u.数值，而不考虑这些变量的变化。

5.基本速度扩展还允许更大范围的弱磁通操作，其结果是，图3的系统极好地适合于电动车辆或混合动力电机驱动器。

图3的系统能够使每相的操作独立于其他相的操作。例如，如果仅给各相提供单向电流，则在任何时间，可仅从一个相获得总功率和转矩，其结果是产生电阻损耗、晶体管传导损耗及总损耗。例如：

电阻损耗＝4R_sI²   (31)

晶体管传导损耗＝V_tI   (32)

P_ut＝仅使用单向电流的总损耗＝V_tI+4R_sI²  (33)

同样地：

P_ct＝图1的系统的总的驱动器损耗＝2V_tI+2R_sI²  (34)

使得图1和图3的系统的损耗相等，导致：

2V_tI＝2R_sI²  (35)

其中，进而导致下面的条件：

$I=\frac{V_t}{2R_s}---\left(36\right)$

或者

V_t＝2R_sI   (37)

关于功率损耗，产生两种情况：

(i)如果V_t＞2R_sI，则图3的系统提供较小的功率损耗。

(ii)如果V_t＜2R_sI，则图1的系统提供较小的损耗。

例如，在电动车辆驱动器中，V_t≥2R_sI，因此，图3的系统优于图1的系统。即使V_t≤2R_sI，对于图3的系统，也可通过使用C₂中的能量消除损耗的缺陷，以进行双向驱动，这将减少正电流，以提供高效率的操作。此外，在图3的系统中，正电流的换向更快，这是因为在正电流的换向期间，图3的系统直接从相绕组电流给C₂充电，而不涉及另一相。另外，图3的系统为出故障的电机的相或逆变器晶体管提供更大的容错性。

可以断言：对于图3的系统，通常利用从另一相激发获得的少量能量进行单相操是重要的操作模式。这不意味着排除其他操作模式；其他模式将根据电机驱动系统的应用起作用。其控制原理从这个方面获得：双极性电流用于电机的各相，但是仅使用小的负电流(相对于大的正电流而言)。为了说明该控制策略，考虑电机驱动器具有a、b、c的相序。利用双极性电流的传统操作在参考文献[由R Kri shnan著作的、由普伦蒂斯·霍尔出版社于2001年出版的、书名为“电机驱动器”的第523页]中示出。考虑A相电流为正且B相电流必须为负时的时刻。对于A相和B相，分别使得相电流从其额定值或基本值I放大或缩小因子a和b倍，其表示为：

A相电流I_a＝aI

B相电流I_b＝bI，其中，I为额定电流。

然后：

T_e＝(a+b)，p.u.  I＝1p.u.   (38)

P_cu＝(a²+b²)4R_sI²   (39)

期望转矩等于额定转矩，其可被限定为1p.u.(其中，p.u.为用作归一化的无量纲单位的一个单位，且1p.u.指示变量(电流、电压、转矩、功率等)的额定值或100％)。

∴a+b＝1；a＝1-b；b＝1-a   (40)

使P_cu等于传统操作P_cu损耗，得到：

$[{2a}^2-2a+1]4R_s{I}^2=2R_s{I}^2$

(42)

$2a^2-2a+\frac{1}{2}=0$ ∴ $a=\frac{1}{2};b=\frac{1}{2}$

包括装置的传导损耗；然后，对于图3的系统，等式变成：

a+b＝1

P_tn＝(a²，+b²)4R_sI²+(a+b)v_tI    (43)

其中，v_t为逆变器中的晶体管导通压降。对于图1的系统，总损耗为：

P_tc＝2R_sI²+2v_tI    (44)

如果a和b为分数且二者之和不为1，则可能得到不同的结果。将在下面检查两种情况(即，a+b＝1和a+b＜1)。考虑：

$P_{\mathrm{tn}}=\frac{(a^2-b^2)4R_s{I}^2+(a+b)v_{t}I}{2R_s{I}^2+2v_{t}I},\left\{\begin{array}{c}{I}_a=\mathrm{aI}\\ I_b=\mathrm{bI}\end{array}\right.$

$=\frac{(a^2+b^2)4R_{s}I+(a+b)v_t}{2R_{s}I+2v_t}$

$=\frac{(a^2+b^2)4\frac{R_{s}I}{v_t}+(a+b)}{2\frac{R_{s}I}{v_t}+2}---\left(45\right)$

图1和图3的系统之间的总损耗的比率P_r由下面的等式给出：

$P_r=\frac{P_{\mathrm{tn}}}{P_{\mathrm{tc}}}=\frac{4R_{\mathrm{sn}}(a^2+b^2)+(a+b)}{2(R_{\mathrm{sn}}+1)}---\left(46\right)$

其中，归一化的定子电阻R_sn限定为：

$R_{\mathrm{sn}}=\frac{R_{\mathrm{sn}}I}{v_t},p.u.---\left(47\right)$

情况(i)：a+b＝1且P_r＝1

$P_r=1=\frac{4R_{\mathrm{sn}}(a^2+{\{1-a\}}^2)+1}{2(R_{\mathrm{sn}}+1)}---\left(48\right)$

$2R_{\mathrm{sn}}+2=4R_{\mathrm{sn}}[2a^2-2a+1]+1=8R_{\mathrm{sn}}{a}^2-8R_{\mathrm{sn}}a+4R_{\mathrm{sn}}+1---\left(49\right)$

导致：

(8R_sn)a²-(8R_sn)a+2R_sn-1＝0    (50)

求解a：

$a=\frac{8R_{\mathrm{sn}}\±\sqrt{64{R_{\mathrm{sn}}}^2-32R_{\mathrm{sn}}(2R_{\mathrm{sn}}-1)}}{16R_{\mathrm{sn}}}$

$=0.5\±0.3535\sqrt{\frac{1}{R_{\mathrm{sn}}}}---\left(51\right)$

正导通相(在图4中标识为第一相)的相电流与各个R_sn(从0.5p.u.变化到3p.u.)的I的关系在图7中示出。图7示出了正相中的电流(使用归一化的单位)。根据a值，b值可被推导为b＝1-a，其在负相中为归一化的电流。后者指示由C₂(即，辅助电容器)供应的电流。图6示出了存在这样的约束的操作点：两相电流之和等于1p.u.，系统1和系统3中的每个中的损耗相同。如可从图7确定的，对于R_sn＝2.1或更大值以及a＜0.7，与图1的系统中的损耗相比，图3的系统中的损耗是有吸引力的。

情况(ii)：a+b＜1意味着对于部分负载，供应小于额定电流的电流。

在这种情况下：

$P_r=\frac{4R_{\mathrm{sn}}(a^2+b^2)+(a+b)}{2\{R_{\mathrm{sn}}{(a+b)}^2+(a+b)\}}---\left(52\right)$

如果a+b＝m，则b＝(m-a)(53)

∴ $P_r=\frac{4R_{\mathrm{sn}}\{a^2+a^2-2\mathrm{am}+m^2\}+m}{2[R_{\mathrm{sn}}{m}^2+m]}---\left(54\right)$

给定m值，则对于给定的P_r(假设其等于1，即，P_r＝1)，可得到a值，然后得到b值。注意到，对于图1和图3的系统，转矩被假设为相等。

情况(iii)：a＝b，但是a+b≤1

$P_r=\frac{4R_{\mathrm{sn}}\left[2a^2\right]+2a}{2[4a^2{R}_{\mathrm{sn}}+2a]}=\frac{4R_{\mathrm{sn}}{a}^2+a}{4a^2{R}_{\mathrm{sn}}+2a}=\frac{4a{R}_{\mathrm{sn}}+1}{2[2a{R}_{\mathrm{sn}}+1]}---\left(55\right)$

在上述约束下，图3的系统的损耗小于图1的系统的损耗，这是因为上述等式的分子小于分母。对于部分负载的情况(大多数驱动设备在实际中会遇到部分负载情况)，这样是有优势的。

考虑图1的系统并假设电机的各相绕组中的一个具有开路故障。在此情况下，不能按照所要求的另外两相绕组的正半周期和负半周期中的电120°来控制所述另外两相绕组中的电流。将图1的系统与图3的系统相对比，其中，在图3的系统中，仅仅是具有开路故障的相绕组未被供给电流。其余各相将获得它们各自的电流，如图4所示，与故障前的情况相比，其不存在任何变化。类似的推理可应用于电机中的短路故障的情况，使得在图3的系统中保持相同的优势。类似的推理可扩展到逆变器晶体管的故障，各个相获得电流不受故障的影响。

虽然在上述讨论中认为电流为理想电流，但是理想电流不可能实现，而是可通过逆变器晶体管的脉宽调制(PWM)控制来近似实现。晶体管逆变器对成形电流的控制在教科书中已公知，其中一本教科书是由R.Krishnan著作的、由普伦蒂斯·霍尔出版社于2001年出版的、书名为“电机驱动器”。本领域的技术人员熟悉晶体管逆变器的PWM控制。

本发明的变化在于，例如，在图3的系统内，规定dc电源电压来自电池，或者将ac整流的dc电源连接到C₂(而非C₁)的两端。电源输入点的变化支持基于负半周期的单向电流控制，而不影响双向电流控制。电源输入点的变化不影响转矩或功率输出。

在图3的系统中，考虑上部电容器C₁连接到从整流ac电源获得的dc电源电压的情况，电池以示出的极性连接到C₂的两端。如果ac电源出故障，则输入到电容器C₁的dc电压消失，但是C₁可通过使用下部晶体管、电机各相绕组以及逆变器的相应的上部二极管，从C₂上的电池充电。当ac电源可用时，可保持给电池充电，然后ac电源被整流并被供应以给C₁充电。然后，由C₁储存的电荷可使用电机各相绕组、逆变器的上部晶体管以及下部二极管，被传递到C₂。因此，该系统提供不间断的电源，以当来自整流ac电源或来自电池的功率源中的一个消失时，使PMBDC电机驱动器运转。使电池在C₂上的这种布置允许电池通过在电机绕组中的电流的受控制的流动被充电。因此，在不需要通常是在单独的充电器(例如，降压充电器或升压充电器)中需要的另外部件(例如，晶体管、感应器、断路器)的情况下，实现电池充电。

图8示出了用于功率转换器的这样的不间断电源。图8示出了与图3相同的系统，除了电池或dc电源与电容器C₂并联连接之外。对于这种布置，可使在图3中示出的系统实现不间断的操作，如在前述段落中描述的。

与图1的系统相比，图3的系统提供：

1.更高的可靠性和容错性；

2.更高的操作速度；

3.逆变器中更小的传导损耗；

4.电机中更高的效率；

5.更高效率的操作。

此外，在前端产生分相dc，而不需要另外的降压转换器或升压转换器或降压-升压转换器。实现四个象限操作，对于瞬时操作和稳态操作具有更高的转矩-速度包络。图3的系统的其他益处包括：

1.全部dc电压输入到相绕组；

2.单向电流操作；

3.四个象限操作；

4.双向或双极性电流操作；

5.灵活操作，以使用脉宽调制或其他已知方法改变电机各绕组上的电压和电流的幅值；

6.使包括定子电阻损耗和晶体管传导损耗的总损耗最小化；

7.对于全部额定转矩或基本转矩，使基本速度差不多扩展两倍；

8.基本速度的扩展至少可从1改变到2；

9.在电机和逆变器两者中，容错性高；

10.当电源出故障时，PMBDC电机驱动器不间断操作；

11.在不需要另外的部件的情况下，从整流ac电源使电池进行受控制的电流充电。

以上为本发明的可能实施例的详细描述。本发明的其他实施例将从对说明书的思考和本发明的实施中，对于本领域的技术人员变得清楚。因此，其意图是，本说明书及其公开的实施例被认为仅仅是示例性的，本发明的真正范围和精神由权利要求指明。

权利要求书(按照条约第19条的修改)

1.一种电机驱动系统，包括：

第一电容性元件，储存能量以提供第一直流(dc)电源电压；

第二电容性元件，储存能量以提供第二dc电源电压；

第一导电开关，与电机的一个相绕组和第一电容性元件电串联连接，以当第一开关传导电流时形成第一串联电路；

第二导电开关，与电机的所述相绕组和第二电容性元件电串联连接，以当第二开关传导电流时形成第二串联电路，

其中，第一电容性元件、第二电容性元件、第一开关、第二开关以及电机的相绕组互相连接，从而不管第一开关和第二开关中的一个或两者是否传导电流，电机的相绕组不与第一电容性元件和第二电容性元件形成串联电路。

2.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其中：

当（1）第一开关传导电流且（2）第二开关不传导电流时，第一串联电路传导具有第一极性的电流通过电机的相绕组，

当（1）第二开关传导电流且（2）第一开关不传导电流时，第二串联电路传导具有与第一极性相反的第二极性的电流通过电机的相绕组。

3.根据权利要求1所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：

第2N-1导电开关，与电机的第N相绕组和第一电容性元件电串联连接，以当第2N-1开关传导电流时形成第2N-1串联电路，N是大于1的整数；

第2N导电开关，与电机的第N相绕组和第二电容性元件电串联连接，以当第2N开关传导电流时形成第2N串联电路，

其中，第一电容性元件、第二电容性元件、第2N-1开关、第2N开关以及电机的第N相绕组互相连接，从而不管第2N-1开关和第2N开关中的一个或两者是否传导电流，电机的第N相绕组不与第一电容性元件和第二电容性元件形成串联电路。

4.根据权利要求3所述的电机驱动系统，其中：

当（1）第2N-1开关传导电流且（2）第2N开关不传导电流时，第2N-1串联电路传导具有第一极性的电流通过电机的第N相绕组，

当（1）第2N开关传导电流且（2）第2N-1开关不传导电流时，第2N串联电路传导具有与第一极性相反的第二极性的电流通过电机的第N相绕组。

5.根据权利要求3所述的电机驱动系统，其中，H桥逆变器包括第一开关、第二开关、第2N-1开关以及第2N开关。

6.根据权利要求1所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：

第一单向电流元件，仅沿着一个方向传导电流，与第一开关电并联连接；

第二单向电流元件，仅沿着一个方向传导电流，与第二开关电并联连接，

其中，当第一开关和第二开关都不传导电流时，第一单向电流元件将由电机的相绕组储存的能量释放到第一电容性元件，或者第二单向电流元件将由电机的相绕组储存的能量释放到第二电容性元件。

7.根据权利要求1所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：（1）电池，与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；（2）dc电源，与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；（3）dc电源和电池，均与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；或者（4）dc电源和电池，dc电源与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接，电池与第一电容性元件和第二电容性元件中的另一个电并联连接。

8.一种电机驱动系统，包括：

电机的相绕组，将电动势施加到电机的转子；

第一电容性元件，储存能量以提供第一直流(dc)电源电压；

第二电容性元件，储存能量以提供第二dc电源电压；

第一导电开关，与电机的相绕组和第一电容性元件电串联连接，以当第一开关传导电流时形成第一串联电路；

第二导电开关，与电机的相绕组和第二电容性元件电串联连接，以当第二开关传导电流时形成第二串联电路，

其中，第一电容性元件、第二电容性元件、第一开关、第二开关以及电机的相绕组互相连接，从而不管第一开关和第二开关中的一个或两者是否传导电流，电机的相绕组不与第一电容性元件和第二电容性元件形成串联电路。

9.根据权利要求8所述的电机驱动系统，其中：

当（1）第一开关传导电流且（2）第二开关不传导电流时，第一串联电路传导具有第一极性的电流通过电机的相绕组，

当（1）第二开关传导电流且（2）第一开关不传导电流时，第二串联电路传导具有与第一极性相反的第二极性的电流通过电机的相绕组。

10.根据权利要求8所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：（1）电池，与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；（2）dc电源，与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；（3）dc电源和电池，均与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；或者（4）dc电源和电池，dc电源与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接，电池与第一电容性元件和第二电容性元件中的另一个电并联连接。

11.一种电机驱动系统，包括：

第一电容性元件，储存能量以提供第一直流(dc)电源电压；

第二电容性元件，储存能量以提供第二dc电源电压；

第一导电开关和第二导电开关，均包括电流输入端子和电流输出端子，

其中：第一电容性元件的第一端子直接电连接到第一开关的电流输入端子，

第一电容性元件的第二端子直接电连接到第二电容性元件的第一端子，

第二电容性元件的第二端子直接电连接到第二开关的电流输出端子，

第一开关的电流输出端子直接电连接到第二开关的电流输入端子，

电机的第一相绕组的第一端子直接电连接到第一电容性元件的第二端子和第二电容性元件的第一端子，

电机的第一相绕组的第二端子直接电连接到第一开关的电流输出端子和第二开关的电流输入端子。

12.根据权利要求11所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：

第2N-1导电开关和第2N导电开关，均包括电流输入端子和电流输出端子，N是大于1的整数，

其中：第一电容性元件的第一端子直接电连接到第2N-1开关的电流输入端子，

第二电容性元件的第二端子直接电连接到第2N开关的电流输出端子，

第2N-1开关的电流输出端子直接电连接到第2N开关的电流输入端子，

电机的第N相绕组的第一端子直接电连接到第一电容性元件的第二端子和第二电容性元件的第一端子，

电机的第N相绕组的第二端子直接电连接到第2N-1开关的电流输出端子和第2N开关的电流输入端子。

13.根据权利要求11所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：（1）电池，与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；（2）dc电源，与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；（3）dc电源和电池，均与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；或者（4）dc电源和电池，dc电源与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接，电池与第一电容性元件和第二电容性元件中的另一个电并联连接。

14.一种电机驱动方法，包括：

通过导电开关将由第一电容性元件储存的能量释放到电机的一个电相绕组中；

通过单向地传导电流的元件将由电机的相绕组储存的能量释放到第二电容性元件中，

其中，第一电容性元件、第二电容性元件、所述开关、单向电流元件以及电机的相绕组互相连接，从而不管所述开关和单向电流元件中的一个或两者是否传导电流，电机的相绕组不与第一电容性元件和第二电容性元件形成串联电路。

Claims (14)

1.一种电机驱动系统，包括：

第一电容性元件，储存能量以提供第一直流(dc)电源电压；

第二电容性元件，储存能量以提供第二dc电源电压；

第一导电开关，与电机的一个相绕组以及第一电容性元件电串联连接，以当第一开关传导电流时形成第一串联电路；

第二导电开关，与电机的所述相绕组和第二电容性元件电串联连接，以当第二开关传导电流时形成第二串联电路，

其中：当(1)第二开关不传导电流且(2)第二电容性元件既不被充电也不放电时，第一电容性元件的全部电压施加在电机的相绕组上，从而在第一开关上的压降减小以及由第一串联电路中的寄生电阻导致的压降减小，

当(1)第一开关不传导电流且(2)第一电容性元件既不被充电也不放电时，第二电容性元件的全部电压施加在电机的相绕组上，从而在第二开关上的压降减小以及由第二串联电路中的寄生电阻导致的压降减小。

2.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其中：

当第一开关传导电流、第二开关不传导电流、第二电容性元件既不被充电也不放电时，第一串联电路使电流以第一极性通过电机的相绕组，

当第二开关传导电流、第一开关不传导电流、第一电容性元件既不被充电也不放电时，第二串联电路使电流以与第一极性相反的第二极性通过电机的相绕组。

3.根据权利要求1所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：

第N导电开关，与电机的第N相绕组和第一电容性元件电串联连接，以当第N开关传导电流时形成第N串联电路，N是大于1的整数；

第N+1导电开关，与电机的第N相绕组和第二电容性元件电串联连接，以当第N+1开关传导电流时形成第N+1串联电路，其中：

当(1)第N+1开关不传导电流且(2)第二电容性元件既不被充电也不放电时，第一电容性元件的全部电压施加在电机的第N相绕组上，从而在第N开关上的压降减小以及由第N串联电路中的寄生电阻导致的压降减小，

当(1)第N开关不传导电流且(2)第一电容性元件既不被充电也不放电时，第二电容性元件的全部电压施加在电机的第N相绕组上，从而在第N+1开关上的压降减小以及由第N+1串联电路中的寄生电阻导致的压降减小。

4.根据权利要求3所述的电机驱动系统，其中：

当第N开关传导电流、第N+1开关不传导电流、第二电容性元件既不被充电也不放电时，第N串联电路使电流以第一极性通过电机的第N相绕组，

当第N+1开关传导电流、第N开关不传导电流、第一电容性元件既不被充电也不放电时，第N+1串联电路使电流以与第一极性相反的第二极性通过电机的第N相绕组。

5.根据权利要求3所述的电机驱动系统，其中，H桥逆变器包括第一开关、第二开关、第N开关、第N+1开关。

6.根据权利要求1所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：

第一单向电流元件，使电流仅沿着一个方向通过，与第一开关电并联连接；

第二单向电流元件，使电流仅沿着一个方向通过，与第二开关电并联连接，

其中：当第一开关和第二开关都不传导电流时，第一单向电流元件将由电机的相绕组储存的能量释放到第一电容性元件，或者第二单向电流元件将由电机的相绕组储存的能量释放到第二电容性元件。

7.根据权利要求1所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：

dc电源，与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；

电池，与第一电容性元件和第二电容性元件中的另一个电并联连接。

8.一种电机驱动系统，包括：

电机的相绕组，将电动势施加到电机的转子；

第一电容性元件，储存能量以提供第一直流(dc)电源电压；

第二电容性元件，储存能量以提供第二dc电源电压；

第一导电开关，与电机的相绕组和第一电容性元件电串联连接，以当第一开关传导电流时形成第一串联电路；

第二导电开关，与电机的相绕组和第二电容性元件电串联连接，以当第二开关传导电流时形成第二串联电路，

其中：当(1)第二开关不传导电流且(2)第二电容性元件既不被充电也不放电时，第一电容性元件的全部电压施加在电机的相绕组上，从而在第一开关上的压降减小以及由第一串联电路中的寄生电阻导致的压降减小，

当(1)第一开关不传导电流且(2)第一电容性元件既不被充电也不放电时，第二电容性元件的全部电压施加在电机的相绕组上，从而在第二开关上的压降减小以及由第二串联电路中的寄生电阻导致的压降减小。

9.根据权利要求8所述的电机驱动系统，其中：

当第一开关传导电流、第二开关不传导电流、第二电容性元件既不被充电也不放电时，第一串联电路使电流以第一极性通过电机的相绕组，

当第二开关传导电流、第一开关不传导电流、第一电容性元件既不被充电也不放电时，第二串联电路使电流以与第一极性相反的第二极性通过电机的相绕组。

10.根据权利要求8所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：

dc电源，与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；

电池，与第一电容性元件和第二电容性元件中的另一个电并联连接。

11.一种电机驱动系统，包括：

第一电容性元件，储存能量以提供第一直流(dc)电源电压；

第二电容性元件，储存能量以提供第二dc电源电压；

第一导电开关、第二导电开关、第三导电开关和第四导电开关，均包括电流输入端子和电流输出端子，

其中：第一电容性元件的第一端子直接电连接到第一开关的电流输入端子和第二开关的电流输入端子，

第一电容性元件的第二端子直接电连接到第二电容性元件的第一端子，

第二电容性元件的第二端子直接电连接到第三开关的电流输出端子和第四开关的电流输出端子，

第一开关的电流输出端子直接电连接到第三开关的电流输入端子，

第二开关的电流输出端子直接电连接到第四开关的电流输入端子，

电机的第一相绕组的第一端子直接电连接到第一电容性元件的第二端子和第二电容性元件的第一端子，

电机的第一相绕组的第二端子直接电连接到第一开关的电流输出端子和第三开关的电流输入端子，

电机的第二相绕组的第一端子直接电连接到第一电容性元件的第二端子和第二电容性元件的第一端子，

电机的第二相绕组的第二端子直接电连接到第二开关的电流输出端子和第四开关的电流输入端子。

12.根据权利要求11所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：

第五导电开关和第六导电开关，均包括电流输入端子和电流输出端子，

其中：第一电容性元件的第一端子直接电连接到第五开关的电流输入端子，

第二电容性元件的第二端子直接电连接到第六开关的电流输出端子，

第五开关的电流输出端子直接电连接到第六开关的电流输入端子，

电机的第三相绕组的第一端子直接电连接到第一电容性元件的第二端子和第二电容性元件的第一端子，

电机的第三相绕组的第二端子直接电连接到第五开关的电流输出端子和第六开关的电流输入端子。

13.根据权利要求11所述的电机驱动系统，所述电机驱动系统还包括：

dc电源，与第一电容性元件和第二电容性元件中的一个电并联连接；

电池，与第一电容性元件和第二电容性元件中的另一个电并联连接。

14.一种电机驱动方法，包括：

通过第一导电开关使由第一电容性元件储存的能量释放到电机的一个电相中，使得第一电容性元件上的全部电压施加在电机的相绕组上，从而在第一开关上的压降减小以及由第一串联电路中的寄生电阻导致的压降减小，第一串联电路包括第一电容性元件、第一开关以及电机的相绕组；

通过第二导电开关使由电机的相绕组储存的能量释放到第二电容性元件中，使得电机的相绕组上的全部电压施加在第二电容性元件上，从而在第二开关上的压降减小以及由第二串联电路中的寄生电阻导致的压降减小，第二串联电路包括第二电容性元件、第二开关以及电机的相绕组。

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