JPWO2007007413A1 - モータ駆動システム - Google Patents

Abstract

エネルギー効率を向上させたモータ駆動システムを提供する。モータ駆動システムは、直流定電流電源装置１と、当該直流定電流電源装置１からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成する多相定電流インバータ２と、巻線を流れる多相定電流インバータ２からの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行う多相定電流モータ３とを有し、直流定電流電源装置１は、直流電圧を供給する直流電源２９と、当該直流電源２９からの直流電圧を入力し、直流定電流を出力するように多相定電流モータ３の起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４とを有する。

Description

本発明は、モータを利用して電気自動車等の駆動を行うモータ駆動システムに関する。

直流モータは、インバータ制御によって駆動される。具体的には、直流モータ内の回転子の位置が検出され、インバータがその位置情報に基づいて直流モータへの通電を制御する。

直流モータでは、一般に、回転子の磁石材は、円筒型永久磁石により構成される。一方、当該円筒型永久磁石の１つの極性（Ｎ極又はＳ極）に対向する固定子側の巻線は、１つ（１相）である。そして、固定子側の１つの巻線が回転子側の１つの極性に対峙する形式となっている。

このような直流モータの使用に際し、制動時に充電を行ってエネルギー効率の向上が図られる場合がある。例えば、特許文献１は、定電圧システムに基づく高速走行時の回生エネルギーを充電する充電回路、高速走行時であることを検出する回生作動検出兼比較回路等を備えるモータ駆動システムである。このモータ駆動システムでは、所定の条件を満たした場合にのみ電気二重層コンデンサに回生エネルギーが蓄えられ、又は、電気二重層コンデンサが放電する。また、特許文献２は、高速走行時の回生エネルギーをコンデンサに回収するモータ駆動システムである。
特開平６−２７６６１６号公報 特開平７−１４３６１１号公報

しかしながら、特許文献１及び２では、モータの回転が低速の場合、換言すれば、モータの起電力（負荷起電力）が小さい場合には、回生エネルギーを回収することができない。

そこで、本発明は、エネルギー効率を向上させたモータ駆動システムを提供することを目的とする。

本発明は、電源装置と、前記電源装置からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成するインバータと、巻線を流れる前記インバータからの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行うモータとを有するモータ駆動システムであって、前記電源装置が、直流電圧を供給する直流電源と、前記直流電源からの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する電圧制御手段とを有する。

この構成により、電源装置は、モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御することにより、インバータに対して一定の方向及び一定の大きさの直流定電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生電力による充電をモータの停止時まで、換言すれば、モータの起電力がゼロになるまで行うことができ、エネルギー効率を向上させることが可能となる。また、モータは、直流電流により駆動する直流モータであるため、小型化で高いトルク効率を実現することができる。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記電圧制御手段が、前記出力電圧を、前記モータの起電力に後段の回路における電圧降下分を加算した電圧に制御する。

この構成により、電源装置は、その出力電圧とモータの起電力との差に応じた直流定電流をインバータへ供給することができる。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記電圧制御手段が、前記直流電源に接続され、前記モータの起電力に応じてスイッチング動作を行う複数のスイッチにより構成される非対称制御のＰＷＭブリッジを有する。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記非対称制御のＰＷＭブリッジが、前記モータの起電力に応じて、前記複数のスイッチのうちオンとなるスイッチが選択され、且つ、オンの期間が制御される。

この構成により、前記電源装置の出力電圧は矩形波となり、極性と共にその平均値を適切に制御することが可能となる。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記電圧制御手段が、前記非対称制御のＰＷＭブリッジの出力側に並列に接続され、前記非対称制御のＰＷＭブリッジ内のスイッチのオフ期間にのみオンとなるスイッチと、前記電圧制御手段の出力端に設けられるリアクトルとを有する。

この構成により、非対称制御のＰＷＭブリッジ内のスイッチがオフ期間の場合にも、インバータに対して直流定電流を断続させずに供給することができる。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記直流電源が、前記モータからの回生電力を充電する機能を有する。

この構成により、回生電力を充電してエネルギー効率を向上させることができる。

同様の観点から本発明のモータ駆動システムは、前記直流電源に並列に接続された容量素子を有する。

この構成により、直流電源が充電機能を有しない場合、あるいは、充電機能を有するものの短時間に回生電力が大きく変動する際には適切に充電を行うことができない場合であっても、容量素子によって回生電力を充電することができる。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記モータが、回転軸を有する円筒構造体の外周に、半径方向の形状と磁化の強さを均一にして、外周に生じる円周方向の磁束密度分布が矩形波状になるようにした複数のＮＳ対を構成する磁石を、外周側及び内周側にＮ極とＳ極とが交互に表れるように取付けた回転子と、前記回転子の外周側に空隙を介して囲むように配置される環状鉄心の内周側に、前記回転子のＮＳ対あたり相数分の固定子巻線を各相毎に直列あるいは並列接続して相数分の入端子を設けた固定子とを有する多相定電流モータである。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、各相に対応して設けられ、対応する相の前記固定子巻線を接続した単相ブリッジユニットを相数分直列接続して構成される多相定電流インバータである。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、前記回転子の角度位置に応じて、前記単相ブリッジユニットに入力される直流電流を反転切換させる。

この構成により、モータのトルク効率を向上させることができる。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、各相の前記固定子巻線に電気角１８０°幅の矩形波交流電流を電気角（１８０°／相数）の位相差で順次ずらして供給する。

この構成により、モータ内の回転子に、電気角１８０°幅の矩形波磁束密度と、１８０°幅の矩形波交流電流との相乗による効果的な回転力を発生させることができる。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、前記モータの駆動時と制動時とで前記直流電流の反転切換のタイミングを、前記回転子が電気角１８０°に対応する角度の回転の時間だけずらす。

この構成により、モータの駆動時及び制動時におけるトルク効率を最大とすることができる。

本発明のモータ駆動システムは、モータの制動時に充電をモータの停止時まで行うことができ、エネルギー効率を向上させることができる。

電気自動車の構成を示す図である。 モータ駆動システムの構成を示す図である。 多相定電流モータの軸方向断面図である。 多相定電流モータの軸垂直方向断面図である。 固定子巻線の実施例（直線状に展開）を示す図である。 固定子巻線の実施例（円弧状に表示）を示す図である。 多相定電流インバータの実施例を示す図である。 角度位置信号、ドライブ信号、制動指令信号の対応関係を示す図である。 駆動状態における半導体スイッチの動作サイクルを示す図である。 駆動状態における回転子の位置と固定子巻線電流を示す図である。 制動状態における回転子の位置と固定子巻線電流を示す図である。 多相定電流インバータに生じる負荷起電力を示す図である。 直流定電流電源装置の実施例を示す図である。 直流定電流電源装置内の半導体スイッチの動作とその動作時の出力電圧を示す図である。 自動車の駆動状態と直流定電流電源装置の動作を示す図である。 直流定電流電源装置の他の実施例を示す図である。

符号の説明

１ 直流定電流電源装置
２ 多相定電流インバータ
３ 多相定電流モータ
４ ディファレンシャルギヤ
５ 機械ブレーキ
６ 回転子鉄心
７ 回転軸
８ 軸受
９ 磁石材
１０ 溝
１１ 遮光板
１２ フォトセンサ
１３ 固定子鉄心
１４ 空隙
１５ 止め金具
１６ ケース
１７ 固定子巻線
１８−１、１８−２ 端子
１９ 半導体スイッチ
Ｓ１〜Ｓ５、Ｓ１１〜Ｓ１６ 半導体スイッチ
２０ Ａ相単相ブリッジユニット
２１ Ｂ相単相ブリッジユニット
２２ Ｃ相単相ブリッジユニット
２３ Ｄ相単相ブリッジユニット
２４ インバータ制御装置
２５ 角度位置信号
２６、３２ ドライブ信号
２７ 制動指令信号
２９、３９ 直流電源
３０、４０ リアクトル
３４ 電流設定指令信号
３５、４５ 定電流電源制御装置
４６ 充放電切換器
４７ 定電流チョッパ

モータ駆動システムは、電源装置がモータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御することにより、インバータに対して直流定電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生電力による充電をモータの停止時まで行うことができ、エネルギー効率を向上させるようにした。

図１は、本発明による定電流方式のモータ駆動システムを適用した電気自動車の構成を示す。図１において、電気自動車は、直流定電流電源装置１、多相定電流インバータ２、多相定電流モータ３、ディファレンシャルギヤ４、機械ブレーキ５を有する。本発明による定電流方式のモータ駆動システムは、これらのうち、直流定電流電源装置１、多相定電流インバータ２、多相定電流モータ３を中心にして構成される。なお、図１では、多相定電流モータ１は１つのみ設置されているが、各タイヤに配置して、ディファレンシャルギヤ４を省略した構成であってもよい。機械ブレーキ５は、本発明によるモータ駆動システムでは、後述するように通常の運転では不要であるが、停止後のタイヤのロック、緊急時のブレーキのとしての役割を有している。

直流定電流電源装置１は、負荷である多相定電流モータ３側の起動力の正負、大小に関係なく、一定方向に一定の大きさの直流定電流を出力するように動作する。また、直流定電流電源装置１は、負荷である多相定電流モータ３の制動時、すなわち、負荷起電力が負の場合には、負荷側からの回生電力を回収するように動作する。

多相定電流インバータ２は、前段の直流定電流電源装置１からの直流定電流を入力として、後述する多相定電流モータ３の固定子巻線に流れる電流の向きを反転切換し、該固定子巻線に矩形波交流電流を流す機能を有する。この反転切換する機能を複数設けることによって、相数は任意に選択可能であり、多相定電流インバータ２は、多相の矩形波交流電流を流すことができる。

多相定電流モータ３は、前段の多相定電流インバータ２からの多相矩形波交流電流を受けると、内部の回転子の磁極に回転力が生じる。これまでの半導体モータは、三相正弦波電流で駆動する同期電動機、或いは誘導電動機を原形にしているが、本発明における多相定電流モータ３は、直流電動機が原形であり、多相矩形波交流電流で動作する点において全く新しいタイプのモータである。

本発明によるモータ駆動システムは、矩形波磁束密度と矩形波交流の相乗で生じる回転力が、正弦波磁束密度と正弦波電流による同期電動機形のモータに対して、同じ寸法で２倍の回転力が得られるとともに、小型化が可能になる。また、従来方式のモータ駆動システムでは、電源側とモータ側とが並列接続の関係にあり、制動時に生じる起電力を電源側に送り返すためには、起電力を電源電圧以上に昇圧する必要があり、低速で発生起電力が小さくなると電力回生による電源の充電が困難になる。これに対し、本発明によるモータ駆動システムは、電源側とモータ側とが直列接続の関係にあり、モータ側の起電力の大小は全く関係がなく、自然な形で電力回生が行われる。従って、回生制動が停止時まで可能であり、エネルギーの回収効率が高く、通常の運転時には機械ブレーキ５の動作を必要としない。

図２は、本発明による定電流方式のモータ駆動システムの基本構成のブロック図である。図２に示すモータ駆動システムは、直流定電流電源装置１、多相定電流インバータ２、多相定電流モータ３を有する。以下、本発明による定電流方式のモータ駆動システムの構成について詳細に説明する。

図３及び図４は、図２における多相定電流モータ３の実施例を示す。図３は軸方向断面図、図４は軸垂直方向断面図である。図３及び図４において、回転子鉄心６は、磁気抵抗の小さい純鉄で作られ、軸受８で支えられて回転軸７によって自由に回転することができるようになっている。磁石材９は、実施例では希土類磁石の強力な磁石材を用いており、該回転子鉄心６の外周部に、Ｎ極を内周側、Ｓ極を外周側とするＮＳ対と、Ｓ極を内周側、Ｎ極を外周側とするＮＳ対とがそれぞれ４組配置され、８極で構成されている。

回転子鉄心６と磁石材９との組み合わせによる回転子の構成は、回転子鉄心６を珪素鋼板で積層化し、磁石材９を回転子鉄心６に埋入すること、磁石材９を張りつけた回転子全体を高張力部材でカバーすること等が任意に選択可能である。但し、磁石材９の半径方向の形状、寸法を均一にして、空隙１４の磁束密度分布が矩形波に可及的に近くなるように配慮する必要がある。

固定子鉄心１３は、リング状をなし、その内周面が回転子鉄心６と僅かな空隙１４を介して相対するように配置されて、後述するケース１６に固定されている。この固定子鉄心１３は、本実施例では珪素鋼板を積層することにより形成される。また、固定子鉄心１３の内周面には、後述する固定子巻線１７を挿入するための溝１０が形成されている。この溝１０は、１磁極当りの相の数だけ形成される。本実施例では、４相構成であるため、１磁極当り４つの溝がある。従って全体では８（極）×４（溝）＝３２の溝がある。止め金具１５は、固定子鉄心１３を後述するケース１６に確実に固定するためのものである。固定子巻線１７は、溝１０内に電気的絶縁に留意して取付けられている。

図５及び図６は、固定子巻線１７の実施例を示す。図５の上段は該回転子鉄心６を特定位置に停止させ、磁極配列を特定位置に止めて直線状に展開して示したものである。点線で表示した溝１０は、上述したように１磁極あたり４個あり、磁極の回転方向の順にａ、ｂ、ｃ、ｄの符号が付けられている。固定子巻線１７は、４相のそれぞれに対応するＡ相コイル、Ｂ相コイル、Ｃ相コイル及びＤ相コイルからなる。Ａ相コイルは、１つの磁極側の溝ａと隣の磁極側の溝ａとの間で巻かれており、一対の磁極に対してＡ相コイルの１つが対応している。本実施例では４対（８極）であるため、１周に４つのＡ相コイルが同じ方向に巻かれ、これが全て直列あるいは並列に接続されて外部に１対の入出力端として取り出される。Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相のコイルについてもＡ相コイルと同様である。

図６は、固定子巻線１７を円弧状のまま示したものである。溝１０に挿入された固定子巻線１７は、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの各相コイルとも同じ巻き方向で、且つ、各相は１磁極の１／４ピッチずつずれて配置されており、ＮＳ一対を単位として同じパターンを繰り返し、全体としては各相毎に直列接続あるいは並列接続され、相数に対応する数の入出力の端部がある。

再び、図３及び図４に戻って説明する。遮光板１１及びフォトセンサ１２は、回転子鉄心６と磁石材９からなる回転子の角度位置検知を行うものである。遮光板１１は、回転子を構成する磁石材９の極性に合わせて外縁部がカットされている。フォトセンサ１２は、遮光板１１のカット部分では光が貫通してオン信号を検出することができるようになっており、これが後述する角度位置信号となる。なお、上述した角度位置は、フォトセンサ１２の代わりに磁石材９の極性に合わせて磁化した磁極板、あるいは、該回転子の磁極そのものとの組み合わせによる磁気的機構によっても検知可能であることは周知である。

図７（ａ）は、図２における多相定電流インバータ２の４相構成の実施例を示す。図７（ａ）において、端子１８−１（Ｘ）により、後述する直流定電流電源装置１からの直流定電流が流入し、端子１８−２（Ｙ）より流出する。半導体スイッチ１９は、ＩＧＢＴ、サイリスタ、パワートランジスタ等が任意に選択可能である。固定子巻線１７は、図３における多相定電流モータ３の固定子巻線１７に対応し、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの４相で構成される。

単相ブリッジユニット２０乃至２３は、Ａ相乃至Ｄ相に対応するものである、Ａ相の単相ブリッジユニット２０は、４つの半導体スイッチ１９（Ｔａ、Ｔａ、Ｔａ´、Ｔａ´）と、１相分の固定子巻線１７のＡ相コイルとにより構成される。Ｂ相の単相ブリッジユニット２１、Ｃ相の単相ブリッジユニット２２及びＤ相の単相ブリッジユニット２３も同様の構成である。多相定電流インバータ２は、単相ブリッジユニットを相数分だけ直列接続して構成される。本実施例では４相構成のため、多相定電流インバータ２は、４つの単相ブリッジユニット２０乃至２３を直列接続して構成される。

単相ブリッジユニット２０乃至２３の動作を、Ａ相の単相ブリッジユニット２０を例に説明する。Ａ相の単相ブリッジを構成する４つの半導体スイッチ１９（Ｔａ、Ｔａ、Ｔａ´、Ｔａ´）は、２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ）のオンと２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）のオンとを交互に行う。固定子巻線１７のＡ相コイルは、半導体スイッチ１９（Ｔａ）及び半導体スイッチ１９（Ｔａ）がオンの場合には、図７（ａ）におけるａ→ａ´の方向に電流が流れ、２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）がオンの場合には、ａ´→ａの方向に逆向きに電流が流れる。このため、端子Ｘから流入する直流定電流は、振幅が等しい矩形波交流電流となって、Ａ相コイルを流れる。

この場合、単相ブリッジユニット２０の出口側の合流点（図７（ａ）のＸ´）における電流は、端子Ｘから流入する電流と全く同じ直流定電流であり、この直流定電流が後段の単相ブリッジユニット２１の入力電流となる。単相ブリッジユニット２１においても、単相ブリッジユニット２０と同様の動作が行われ、更に後段の単相ブリッジユニット２２及び２３においても、単相ブリッジユニット２０と同様の動作が行われる。

図７（ｂ）におけるインバータ制御装置２４は、上述した４相分の単相ブリッジユニット２０乃至２３を制御するためのものである。図７（ｂ）において、角度位置信号２５（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ）は、上述した多相定電モータ３の回転子鉄心６の角度位置に対応してフォトセンサ１２から送られる。インバータ制御装置２４は、この角度位置信号２５に応じて、単相ブリッジユニット２０乃至２３内の各半導体スイッチ１９を駆動させるためのドライブ信号２６を出力する。制動指令信号２７（Ｓｏ）は、多相定電流モータ３の制動時に発生するであり、インバータ制御装置２４は、この制動指令信号２７を入力すると、ドライブ信号２６の位相を電気角１８０°反転させる。

図８は、角度位置信号２５、ドライブ信号２６、制動指令信号２７の対応関係を示す図である。角度位置検出信号Ｓａ乃至Ｓｄは、ハイレベル（Ｈ）とローレベル（０）とを回転子が電気角１８０°に対応する角度（幾何学角４５°）回転する時間ずつ交互に繰り返すものである。また、角度位置検出信号Ｓａ乃至Ｓｄにおけるハイレベルとローレベルとの切換タイミングは、回転子が電気角４５°に対応する角度（幾何学角１２．２５°）回転する時間ずつずれている。

制動指令信号がない場合、単相ブリッジユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に同様にハイレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に同様にローレベルとなる。また、単相ブリッジユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に反対にローレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に反対にハイレベルとなる。他の単相ブリッジユニット２１乃至２３内の半導体スイッチ１９（Ｔｂ、Ｔｂ´Ｔｃ、Ｔｃ´、Ｔｄ、Ｔｄ´）を駆動させるためのドライブ信号も同様である。

一方、制動指令信号がある場合、単相ブリッジユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に反対にローレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に反対にハイレベルとなる。また、単相ブリッジユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に同様にハイレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に同様にローレベルとなる。他の単相ブリッジユニット２１乃至２３内の半導体スイッチ１９（Ｔｂ、Ｔｂ´Ｔｃ、Ｔｃ´、Ｔｄ、Ｔｄ´）を駆動させるためのドライブ信号も同様である。

図９は、図８において、制動指令信号なしの条件での基準角度位置を、回転子の角度位置モード１とし、更に電気角４５°毎に回転子角度位置１乃至８とした場合の半導体スイッチ１９の動作を表示したものである。図９に示す動作は、回転子が電気角３６０°に対応する角度、即ちＮＳ一対の角度（幾何学角９０°）だけ回転する毎に繰り返される。なお、制動指令信号ありの条件では、図９の回転子の角度位置モード５を始点として読み変えればよい。

図１０は、制動指令信号なしの状態での回転子の回転角と固定子巻線１７の電流方向、回転力の発生について説明するための図である。図１０において、回転子表面の磁石材９と遮光板１１とは、一体となって右回りに回転するものとする。フォトセンサ１２は、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相それぞれの検知用として、それぞれＰａ、Ｐｂ、Ｐｃ、Ｐｄがあり、遮光板１１の切り込みの部分では、光信号が貫通して角度位置信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄが生じる。図１０におけるａ、ａ´は、図７（ａ）におけるａ、ａ´と対応しており、２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ）がオンの場合に固定子巻線１７において電流がａ→ａ´方向に流れ、２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）がオンの場合に固定子巻線１７において電流がａ´→ａ方向に流れる。Ｂ、Ｃ、Ｄ相についても同様である。

図１０における回転子の角度位置は、図８における制動指令なしの場合の基準角度位置、図９における回転子の角度位置モード１に対応しており、全ての溝１０内の固定子巻線１７を流れる電流が最大密度の磁束と鎖交して効果的な回転力を生じる。更に、回転子が図１０の位置から溝１０の１つ分のピッチ（電気角４５°、幾何学角１２．２５°）だけ回転すると、固定子巻線１７のＡ相のコイルに鎖交する磁束の極性が反転するが、これと同時にフォトセンサ１９（Ｐａ）が遮光され、角度位置信号Ｓａがオフとなり、図７（ａ）におけるＡ相単相ブリッジユニット２０の２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）がオンに切り換わる。これにより、Ａ相コイルの電流が反転して、全ての溝１０内の固定子巻線１７を流れる電流は効果的な回転力の発生を継続する。以後も同様であり、回転子が電気角４５°に対応する角度（幾何学角１２．２５°）だけ回転する毎に、固定子巻線１７の各相のコイル電流が順次反転し、８回の反転で一巡する。そして、回転子のどの角度位置においても、溝１０内の全ての固定子巻線１７の電流が回転力の発生に効果的に寄与することになる。

一方、図１１は、制動指令信号ありの状態での回転子の角度位置信号と固定子巻線１７の電流方向を示したものであり、図１０と比較すると、同じ磁界方向に対して電流方向は全て反対であり、効果的な制動力を生じる。図７（ｂ）に示すインバータ制御装置２４が制動指令信号２７を受けたときの処理の仕方には、２通りがある。第１の処理は、インバータ制御装置２４が、角度位置信号２５に応じて生じるドライブ信号２６の位相を電気角１８０°反転させる方法である。第二は、図１１に示すように、フォトセンサ１２の位置から電気角１８０°に対応する角度（幾何学角４５°）ずらした位置に別のフォトセンサ１２´（Ｐａ´、Ｐｂ´、Ｐｃ´、Ｐｄ´）を設け、インバータ制御装置２４がこのフォトセンサ１２´からの角度位置信号を入力する方法である。これら第１及び第２のいずれの方法を用いても、インバータ制御装置２４が制動指令信号２７を受けることによって、回転子の位置に対するドライブ信号２６の位相が電気角１８０°のずれを生じ、その結果、同じ回転子の位置に対する固定子巻線１７の電流は、位相が逆になって回転子に制動力が加わる。

上述した制動制御が行われる場合の電気エネルギーの授受について説明する。図１２は、図７（ａ）における多相定電流インバータ２の端子（Ｘ）と端子（Ｙ）との間の起電力を説明するための図である。図７（ａ）の多相定電流インバータ２は４相構成であるが、ここでは説明を単純にするために、図１２（ａ）に示すＡ相の単相ブリッジユニット２０における電気エネルギーの授受を説明する。多相定電流モータ３内の回転子の回転により、磁石材９からの磁束が固定子巻線１７を横切ることで、当該固定子巻線１７に起電力が生じる。多相定電流モータ３の空隙１４における磁束密度分布は矩形波状であるため、固定子巻線１７に生じる起電力ｅｄは、図１２（ｂ）のように矩形波交流電圧となる。

図１２（ｃ）は、固定子巻線１７に生じる起電力ｅｄの波形の「正」のタイミングで図１２（ａ）のＡ相の単相ブリッジユニット２０における半導体スイッチＳ１、Ｓ４がオン、起電力ｅｄの波形の「負」のタイミングで半導体スイッチＳ２、Ｓ３がオンとなる場合のＸ点−Ｘ´点間の起電力波形である。このＸ点−Ｘ´点間の電圧は平均値ｅｄの正の値を有する。直流定電流電源装置１からＸ点に直流定電流Ｉが流れ込めば、Ａ相コイルには、電源側からｅｄｘＩの電力が供給され、回転子には、この値に対応した回転エネルギーが生じる。なお、固定子巻線１７の抵抗による電力損、回転子の機械的損失は無視するものとする。

図１２（ｄ）は、固定子巻線１７に生じる起電力ｅｄの波形に対する図１２（ａ）のＡ相の単相ブリッジユニット２０における半導体スイッチＳ１〜Ｓ４の切換動作が図１２（ｃ）の場合より電気角１８０°だけ遅れる場合のＸ点−Ｘ´点間の起電力波形である。このＸ点−Ｘ´点間の電圧は、平均値が−ｅｄの負の値をもつ。従って、電源側からＸ点に直流定電流Ｉが流れ込めば、Ａ相コイルには電源側から−ｅｄｘＩの電力が供給される。これは、Ａ相コイルから電源側にｅｄｘＩの電力を送り返すことを意味し、回転子には制動力が加わり、制動で回収したエネルギーは直流定電流電源装置１に回収される。

Ｂ相の単相ブリッジユニット２１、Ｃ相の単相ブリッジユニット２２及びＤ相の単相ブリッジユニット２３についても基本的には同じであり、全て重畳されて作用する。

このように、本発明によるモータ駆動システムは、多相定電流インバータ２に一定方向の一定電流（直流定電流）を流すことにより、多相定電流モータ３内の回転子の回転力は、多相定電流インバータ２の位相制御のみによって駆動時及び制動時の制御がなされ、更には負荷起電力が正と負の領域で変化することにより、電力の供給、回生が速度に関わりなく自動的に行われる。

図１３（ａ）は、直流定電流電源装置１の回路構成を示す図である。直流定電流電源装置１は、単に出力電流が一定に制御された電源装置とは異なり、負荷側の起電力の正負、大小に関係なく一定方向の一定電流（直流定電流）を出力するように制御され、且つ、負荷側である多相定電流モータ３から回生される電力を受け入れる機能を有することに特徴がある。

直流定電流電源装置１は、非対称制御のＰＷＭ（パルス幅制御）ブリッジ（以下、「非対称ＰＷＭブリッジ」と称する）を中心に構成されている。この非対称ＰＷＭブリッジにおける半導体スイッチＳ１１乃至Ｓ１５は、ＩＧＢＴ、サイリスタ、パワートランジスタ等が任意に選択可能である。また、非対称ＰＷＭブリッジにおける所謂交流端子にあたる部分には、直流電源２９が接続され、非対称ＰＷＭブリッジの所謂直流端子にあたる部分には、多相定電流インバータ２の端子Ｘ及び端子Ｙ（図７（ａ）参照）が接続される。

図１３（ａ）の直流定電流電源装置１において、非対称ＰＷＭブリッジを構成する半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、所定の搬送周波数信号に応じてオンオフ動作し、オン期間が制御可能である。２つの半導体スイッチＳ１、Ｓ４の対と、２つの半導体スイッチＳ２、Ｓ３の対は、通常のブリッジにおけるように対称的に動作するのではなく、負荷起電力の正あるいは負に対応してそれぞれが一体で非対称に動作するようにしてある。具体的には、半導体スイッチＳ１、Ｓ４の対が動作すると端子Ｘ、Ｙの両端に正の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スイッチＳ１、Ｓ４のオン期間の長さで制御される。また、半導体スイッチＳ２、Ｓ３の対が動作すると、端子Ｘ、Ｙの両端に負の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スイッチＳ２、Ｓ３のオン期間の長さで制御される。

半導体スイッチＳ５は、非対称ＰＷＭブリッジの出力側に並列に接続され、リアクトル３０、後段の多相定電流インバータ２を通じた循環回路を構成する、この半導体スイッチＳ５は、半導体スイッチＳ１、Ｓ４の対のオフ期間、及び、半導体スイッチＳ２、Ｓ３の対のオフ期間にオンとなるように動作する。これにより、半導体スイッチＳ１、Ｓ４の対のオフ期間、及び、半導体スイッチＳ２、Ｓ３の対のオフ期間においても、多相定電流インバータ２に対して直流定電流を断続させることなく供給する。

図１３（ｂ）は、直流定電流制御装置１内に構成される定電流電源制御装置３５であり、上述した半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５を制御するためのものである。この定電流電源制御装置３５は、出力電流、負荷起電力等の制御情報を受けて、直流定電流電源装置１の出力電流が電流設定指令信号３４によって指令された定電流値になるように、半導体スイッチＳ１乃至Ｓ５を駆動させるためのドライブ信号３２を出力する。

図１４は、負荷起電力が正で大小、負で大小の４条件における半導体スイッチＳ１乃至Ｓ５の動作とその動作時の出力電圧を示す図である。負荷起電力が正で大の場合には、半導体スイッチＳ１、Ｓ４の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に正の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が正で小の場合には、半導体スイッチＳ１、Ｓ４の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に正の小さな平均値の電圧が出力される。一方、負荷起電力が負で絶対値が大の場合には、半導体スイッチＳ２、Ｓ３の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に負の絶対値の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が負で小の場合には、半導体スイッチＳ１、Ｓ４の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に負の絶対値の小さな平均値の電圧が出力される。

図１５は、多相定電流モータ３の起動加速、定速回転、回生制動及び停止の一連の動作に対応する直流定電流電源装置１の動作について示したものである。図１５（ａ）に示すように、多相定電流モータ３の動作が行われる場合、図１５（ｂ）に示すように、直流定電流電源装置１は、多相定電流モータ３の駆動時と制動時には、定速回転時よりも大きな定電流を多相定電流インバータ２に供給する必要がある。

多相定電流インバータ２の端子Ｘから見た負荷起電力は、駆動状態では正、制動状態では負であり、その大きさは多相定電流モータ３の回転子の回転速度にほぼ比例する。直流定電流電源装置１は、図１５（ｃ）の点線に示すように、正負の負荷起電力に負荷回路の抵抗分による電圧降下（抵抗ドロップ）分を加算した電圧を出力することで、多相定電流インバータ２に直流定電流を供給することができる。これにより、多相定電流モータ３の制動時には、停止まで回生制動が可能となり、機械ブレーキを使用する必要がない。

負荷側の多相定電流モータ３が制動状態では負荷起電力は負である。この場合、直流定電流電源装置１は半導体スイッチ１９（Ｓ２、Ｓ３）の対が動作して出力電圧は負になり、負荷側から回生電流が直流電源２９の正端子から流れ込む。この現象はあたかもバッテリーの充電と同様の態様となっている。直流電源２９は充電機能を有しており、回生電力を充電する。一方、直流電源２９が燃料電池等であり充電機能を有しない場合には、エネルギー回収のために、直流電源２９に並列にウルトラキャパシタを接続しておく必要がある。更には、直流電源２９がリチウムイオン電池のように充電機能を有していても、回生電力が数十秒単位の急峻な変動となる際には適切に充電を行うことができない場合にも、直流電源２９に並列にウルトラキャパシタを接続することが望ましい。

なお、直流定電流電源装置１の構成には、図１３以外にも様々なものが考えられる。図１６（ａ）は、直流定電流電源装置１の回路構成の他の実施例である。図１６（ａ）に示す直流定電流電源装置１は、直流電源３９、リアクトル４０、充放電切換器４６及び定電流チョッパ４７を有する。これらのうち、充放電切換器４６は、４つの半導体スイッチＳ１１、Ｓ１２、Ｓ１３、Ｓ１４によって構成される。また、定電流チョッパ４７は、２つの半導体スイッチＳ１５及びＳ１６によって構成される。半導体スイッチＳ１１乃至Ｓ１４は、図１３（ａ）における半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４と同じ働きをし、半導体スイッチＳ１６は、図１３（ａ）における半導体スイッチＳ５と同じ働きをする。一方、図１３（ｂ）は、直流定電流制御装置１内に構成される定電流電源制御装置４５であり、ドライブ信号４２により、上述した半導体スイッチＳ１乃至Ｓ６を制御する。

充放電切換器４６は、定電流電源制御装置４５からのドライブ信号４２を受けて、２つの半導体スイッチＳ１１、Ｓ１４の対と、２つの半導体スイッチＳ１２、Ｓ１３の対のいずれかをオンとすることによって、直流電源３９の極性切換を行う。

定電流チョッパ４７内の半導体スイッチＳ１５は、定電流電源制御装置４５からのドライブ信号４２を受けて、高速でオン、オフ切換を行う。オンとなる期間の長さが制御されることにより、所定の直流定電流が出力される。

定電流チョッパ４７内の半導体スイッチＳ１６は、定電流電源制御装置４５からのドライブ信号４２を受けて、半導体スイッチＳ１５のオフ期間中にオンとなって、リアクトル４０、後段の多相定電流インバータ２を通じた循環回路を構成する。

以上のように、本発明に係るモータ駆動システムは、エネルギー効率の向上を図ることができ、モータ駆動システムとして有用である。

本発明は、電源装置と、前記電源装置からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成するインバータと、巻線を流れる前記インバータからの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行うモータとを有するモータ駆動システムであって、前記電源装置が、直流電圧を供給する直流電源と、前記直流電源からの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する電圧制御手段とを有し、前記電圧制御手段が、前記直流電源に接続され、前記モータの起電力に応じてスイッチング動作を行う４つのスイッチにより構成される非対称制御のＰＷＭブリッジを有し、該非対称制御のＰＷＭブリッジが、正の出力電圧を生じさせる２つのスイッチの組と、負の出力電圧を生じさせる２つのスイッチの組のいずれかが、前記モータの起電力の方向に応じて選択され、且つ、選択された前記２つのスイッチのオン・オフが、前記モータの起電力の大きさに応じて同時に制御されることを特徴とする。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記非対称制御のＰＷＭブリッジの出力側に並列に接続され、前記選択された２つのスイッチのオフ期間にのみオンとなるスイッチと、前記電圧制御手段の出力端に設けられるリアクトルとを有する。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記直流電源が、前記負の出力電圧を生じさせる２つのスイッチの組が選択された場合に、前記モータからの回生電力を充電する機能を有する。

また、本発明のモータ駆動システムは、前記モータが、回転軸を有する円筒構造体の外周に、半径方向の形状と磁化の強さを均一にして、外周に生じる円周方向の磁束密度分布が１８０°幅の矩形波状になるようにした複数のＮＳ対を構成する磁石を、外周側及び内周側にＮ極とＳ極とが交互に表れるように取付けた回転子と、前記回転子の外周側に空隙を介して囲むように配置される環状鉄心の内周側に、前記回転子の１磁極あたり相数分の固定子巻線を各相毎に直列あるいは並列接続して相数分の入端子を設けた固定子とを有し、各相の前記固定子巻線のそれぞれには、互いに電気角（１８０°／相数）の位相差を有する電気角１８０°幅の多相矩形波交流電流が供給される。

本発明は、直流電源及び該直流電源に接続される電圧制御手段を有する電源装置と、単相ブリッジユニットを相数分直列接続して構成されるとともに、入力端子及び出力端子が前記電源装置に接続されるインバータと、回転軸を有する円筒構造体の外周に、該外周に生じる円周方向の磁束密度分布が電気角１８０°に対応する幅の矩形波状になるようにした複数のＮＳ対を構成する磁石を、外周側にＮ極とＳ極とが交互に表れるように取付けた回転子と、前記回転子の外周側に空隙を介して囲むように配置される環状鉄心の内周側に設けられ、前記単相ブリッジユニットのそれぞれに接続される、前記回転子の１磁極あたり相数分の固定子巻線とを有するモータとによって構成されるモータ駆動システムであって、前記電圧制御手段は、前記直流電源からの電流を入力し、前記インバータへの出力電流が負荷起電力の正負及び大小に関わらず、その方向が一定でその大きさが指令された値の直流電流となるように、出力電圧を制御し、前記直流電流が前記インバータの前記入力端子から前記出力端子まで流れるようにしつつ、前記回転子の角度位置に応じて、前記直流電流が入力される前記単相ブリッジユニットのそれぞれにおける反転切換動作により、電気角１８０°幅の矩形波交流電流を前記固定子巻線のそれぞれに流し、且つ、前記固定子巻線のそれぞれに流れる前記矩形波交流電流が電気角（１８０°／相数）の位相差で順次ずれるようにし、前記モータの駆動時と制動時とで、前記単相ブリッジユニットにおける反転切換動作のタイミングを、前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転の時間だけずらし、前記モータの駆動時には、前記電圧制御手段は、前記直流電源の正の端子からの電流を入力し、前記直流電流を前記インバータへ出力するとともに、該インバータからの前記直流電流を入力し、前記直流電源の負の端子へ出力して前記直流電源を放電させ、前記モータの制動時には、前記電圧制御手段は、前記直流電源の負の端子からの電流を入力し、前記直流電流を前記インバータへ出力するとともに、前記モータから前記インバータを介して回生される前記直流電流を入力し、前記直流電源の正の端子へ出力して前記直流電源を充電させて、前記モータの停止時まで充電可能とした。

この構成により、電源装置は、インバータに対して直流電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生電力による充電をモータの停止時まで、換言すれば、モータの起電力がゼロになるまで行うことができ、エネルギー効率を向上させることが可能となる。また、回転子の角度位置に応じて、単相ブリッジユニットのそれぞれを反転切換させて電気角１８０°幅の矩形波交流電流を固定子巻線のそれぞれに流し、且つ、固定子巻線のそれぞれに流れる矩形波交流電流を電気角（１８０°／相数）の位相差で順次ずらすようにするとともに、モータの駆動時と制動時とで、単相ブリッジユニットの反転切換のタイミングを、回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転の時間だけずらすことにより、回転子に、電気角１８０°幅の矩形波磁束密度と、１８０°幅の矩形波交流電流との相乗による効果的な回転力を発生させることができ、小型化で高いトルク効率を実現することができる。また、本発明のモータ駆動システムは、前記電圧制御手段が、前記直流電源に接続され、前記モータの起電力に応じてスイッチング動作を行う４つのスイッチにより構成される非対称制御のＰＷＭブリッジを有し、該非対称制御のＰＷＭブリッジは、正の出力電圧を生じさせる２つのスイッチの組と、負の出力電圧を生じさせる２つのスイッチの組のいずれかが、前記モータの起電力の方向に応じて選択され、且つ、選択された前記２つのスイッチのオン・オフが、前記モータの起電力の大きさに応じて同時に制御される。

Claims (12)

1. 電源装置と、前記電源装置からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成するインバータと、巻線を流れる前記インバータからの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行うモータとを有するモータ駆動システムであって、
   前記電源装置は、
   直流電圧を供給する直流電源と、
   前記直流電源からの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する電圧制御手段とを有することを特徴とするモータ駆動システム。
2. 前記電圧制御手段は、前記出力電圧を、前記モータの起電力に後段の回路における電圧降下分を加算した電圧に制御することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動システム。
3. 前記電圧制御手段は、
   前記直流電源に接続され、前記モータの起電力に応じてスイッチング動作を行う複数のスイッチにより構成される非対称制御のＰＷＭブリッジを有することを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動システム。
4. 前記非対称制御のＰＷＭブリッジは、前記モータの起電力に応じて、前記複数のスイッチのうちオンとなるスイッチが選択され、且つ、オンの期間が制御されることを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動システム。
5. 前記電圧制御手段は、
   前記非対称制御のＰＷＭブリッジの出力側に並列に接続され、前記非対称制御のＰＷＭブリッジ内のスイッチのオフ期間にのみオンとなるスイッチと、
   前記電圧制御手段の出力端に設けられるリアクトルとを有することを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動システム。
6. 前記直流電源は、前記モータからの回生電力を充電する機能を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載のモータ駆動システム。
7. 前記直流電源に並列に接続された容量素子を有することを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のモータ駆動システム。
8. 前記モータは、
   回転軸を有する円筒構造体の外周に、半径方向の形状と磁化の強さを均一にして、外周に生じる円周方向の磁束密度分布が矩形波状になるようにした複数のＮＳ対を構成する磁石を、外周側及び内周側にＮ極とＳ極とが交互に表れるように取付けた回転子と、
   前記回転子の外周側に空隙を介して囲むように配置される環状鉄心の内周側に、前記回転子のＮＳ対あたり相数分の固定子巻線を各相毎に直列あるいは並列接続して相数分の入端子を設けた固定子とを有する多相定電流モータであることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載のモータ駆動システム。
9. 前記インバータは、
   各相に対応して設けられ、対応する相の前記固定子巻線を接続した単相ブリッジユニットを相数分直列接続して構成される多相定電流インバータであることを特徴とする請求項８に記載のモータ駆動システム。
10. 前記インバータは、前記回転子の角度位置に応じて、前記単相ブリッジユニットに入力される直流電流を反転切換させることを特徴とする請求項9に記載のモータ駆動システム。
11. 前記インバータは、各相の前記固定子巻線に電気角１８０°幅の矩形波交流電流を電気角（１８０°／相数）の位相差で順次ずらして供給することを特徴とする請求項１０に記載のモータ駆動システム。
12. 前記インバータは、前記モータの駆動時と制動時とで前記直流電流の反転切換のタイミングを、前記回転子が電気角１８０°に対応する角度の回転の時間だけずらすことを特徴とする請求項１０又は１１に記載のモータ駆動システム。

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