WO2007007833A1

WO2007007833A1 - モータ駆動システム

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Publication number: WO2007007833A1
Application number: PCT/JP2006/313945
Authority: WO
Inventors: Takashi Umemori; Makoto Tanaka
Original assignee: Takashi Umemori; Makoto Tanaka
Priority date: 2005-07-14
Filing date: 2006-07-13
Publication date: 2007-01-18
Also published as: EP1923990A1

Abstract

　エネルギー効率を向上させたモータ駆動システムを提供する。　モータ駆動システムは、直流定電流電源装置１と、当該直流定電流電源装置１からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成する多相定電流インバータ２と、固定子巻線を流れる多相定電流インバータ２からの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行う多相定電流モータ３とを有し、直流定電流電源装置１は、直流電圧を供給する直流電源２９と、当該直流電源２９からの直流電圧を入力し、直流定電流を出力するように多相定電流モータ３の起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する半導体スイッチ３１とを有する。

Description

明細書

モータ駆動システム

技術分野

[0001] 本発明は、モータを利用して電気自動車等の移動装置の駆動を行うモータ駆動システムに関する。

背景技術

[0002] 直流モータは、インバータ制御によって駆動される。具体的には、直流モータ内の回転子の位置が検出され、インバータがその位置情報に基づ!/、て直流モータへの通電を制御する。

[0003] 直流モータでは、一般に、回転子の磁石材は、円筒型永久磁石により構成される。

一方、当該円筒型永久磁石の 1つの極性 (N極又は S極）に対向する固定子側の卷線は、 1つ（1相）である。そして、固定子側の 1つの卷線が回転子側の 1つの極性に対畤する形式となっている。

[0004] このような直流モータの使用に際し、制動時に充電を行ってエネルギー効率の向上が図られる場合がある。例えば、特許文献 1は、定電圧システムに基づく高速走行時の回生エネルギーを充電する充電回路、高速走行時であることを検出する回生作動検出兼比較回路等を備えるモータ駆動システムである。このモータ駆動システムでは、所定の条件を満たした場合にのみ電気二重層コンデンサに回生エネルギーが蓄えられ、又は、電気二重層コンデンサが放電する。また、特許文献 2は、高速走行時の回生エネルギーをコンデンサに回収するモータ駆動システムである。

特許文献 1：特開平 6 - 276616号公報

特許文献 2：特開平 7— 143611号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] し力しながら、特許文献 1及び 2では、モータの回転が低速の場合、換言すれば、モータの起電力（負荷起電力）が小さい場合には、回生エネルギーを回収することができない。 [0006] そこで、本発明は、エネルギー効率を向上させたモータ駆動システムを提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0007] 本発明は、電源装置と、前記電源装置からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成するインバータと、固定子卷線を流れる前記インバータからの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行うモータとを有するモータ駆動システムであつて、前記電源装置が、直流電圧を供給する直流電源と、前記直流電源からの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する電圧制御手段とを有する。

[0008] この構成により、電源装置は、モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御することにより、インバータに対して一定の方向及び一定の大きさの直流定電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生電力による充電をモータの停止時まで、換言すれば、モータの起電力がゼロになるまで行うことができ、エネルギー効率を向上させることが可能となる。また、モータは、直流電流により駆動する直流モータであるため、小型化で高、トルク効率を実現することができる。

[0009] また、本発明のモータ駆動システムは、前記電圧制御手段が、前記出力電圧を、前記モータの起電力に後段の回路における電圧降下分を加算した電圧に制御する

[0010] この構成により、電源装置は、その出力電圧とモータの起電力との差に応じた直流定電流をインバータへ供給することができる。

[0011] また、本発明のモータ駆動システムは、前記電圧制御手段が、前記直流電源に接続され、前記モータの起電力に応じてスイッチング動作を行う複数のスィッチにより構成される非対称制御の PWMブリッジを有する。

[0012] また、本発明のモータ駆動システムは、前記非対称制御の PWMブリッジ力前記モータの起電力に応じて、前記複数のスィッチのうちオンとなるスィッチが選択され、且つ、オンの期間が制御される。

[0013] この構成により、前記電源装置の出力電圧は矩形波となり、その平均値を適切に制御することが可能となる。 [0014] また、本発明のモータ駆動システムは、前記電圧制御手段が、前記非対称制御の PWMブリッジの出力側に並列に接続され、前記非対称制御の PWMブリッジ内のスイッチのオフ期間にのみオンとなるスィッチと、前記電圧制御手段の出力端に設けられるリアタトルとを有する。

[0015] この構成により、非対称制御の PWMブリッジ内のスィッチがオフ期間の場合にも、インバータに対して直流定電流を断続させずに供給することができる。

[0016] また、本発明のモータ駆動システムは、前記直流電源が、前記モータからの回生電力を充電する機能を有する。

[0017] この構成により、回生電力を充電してエネルギー効率を向上させることができる。

[0018] 同様の観点力本発明のモータ駆動システムは、前記直流電源に並列に接続された容量素子を有する。

[0019] この構成により、直流電源が充電機能を有しない場合、あるいは、充電機能を有するものの短時間に回生電力が大きく変動する際には適切に充電を行うことができない場合であっても、容量素子によって回生電力を充電することができる。

[0020] また、本発明のモータ駆動システムは、前記モータが、回転軸を有する円筒構造体の外周に、半径方向の形状と磁ィ匕の強さを均一にして、外周に生じる円周方向の磁束密度分布が矩形波状になるようにした複数の NS対を構成する磁石を、外周側及び内周側に N極と S極とが交互に表れるように取付けた回転子と、前記回転子の外周側に空隙を介して囲むように配置される環状鉄心の内周側に、前記回転子の NS 対あたり相数分の固定子卷線を各相毎に直列あるいは並列接続して相数分の入端子を設けた固定子とを有する多相定電流モータである。

[0021] また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、各相に対応して設けられ、対応する相の前記固定子卷線を接続した単相ブリッジユニットを相数分直列接続して構成される多相定電流インバータである。

[0022] また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、前記回転子の角度位置に応じて、前記単相ブリッジユニットに入力される直流電流を反転切換させる。

[0023] この構成により、モータのトルク効率を向上させることができる。

[0024] また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、各相の前記固定子卷線に電気角 180° 幅の矩形波交流電流を電気角（180° Z相数)の位相差で順次ずらして供給する。

[0025] この構成により、モータ内の回転子に、電気角 180° 幅の矩形波磁束密度と、 180

° 幅の矩形波交流電流との相乗による効果的な回転力を発生させることができる。

[0026] また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータが、前記モータの駆動時と制動時とで前記直流電流の反転切換のタイミングを、前記回転子が電気角 180° に対応する角度の回転の時間だけずらす。

[0027] この構成により、モータの駆動時及び制動時におけるトルク効率を最大とすることができる。

[0028] また、本発明のモータ駆動システムは、前記単相ブリッジユニットが、入力端と前記モータ内の 1相分の固定子卷線の一端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第 1のスイッチング素子と、前記モータ内の 1相分の固定子卷線の他端と出力端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第 2のスイッチング素子と、前記入力端と前記モータ内の 1相分の固定子卷線の他端との間に接続される自己ターンォフ能力を有する第 3のスイッチング素子と、前記モータ内の 1相分の固定子卷線の一端と出力端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第 4のスイッチング素子と、駆動期間中において、前記第 1及び第 2のスイッチング素子と、前記第 3及び第 4 のスイッチング素子との少なくとも一方がオンとなるように、前記第 1乃至第 4のスイツチング素子の駆動を制御するスイッチング制御手段とを有するようにしてもょ、。

[0029] この構成によれば、単相ブリッジユニットにおいて、第 1乃至第 4のスイッチング素子が単相ブリッジ状に接続され、対向する 2つのスイッチング素子と、他の対向する 2つのスイッチング素子との少なくとも一方がオンとなることによって、常時、入力端から出力端までの電流経路が形成された状態となるため、スイッチング素子に過電圧が印カロされることが防止され、モータ駆動システムの実用性をより向上させることが可能となる。

[0030] また、本発明のモータ駆動システムは、前記単相ブリッジユニットが、前記第 1乃至第 4のスイッチング素子のそれぞれに対して直列に接続され、前記電源装置からの直流電流の上流側をアノード、下流側を力ソードとするダイオードを有するようにしてちょい。

[0031] この構成によれば、モータの回生制動時に逆起電力が発生した場合、ダイオードによって、その逆起電力に対応し得る逆耐圧をインバータに持たせることが可能となる

[0032] また、本発明のモータ駆動システムは、前記単相ブリッジユニットが、前記固定子卷線に並列に接続されるコンデンサを有するようにしてもょ、。

[0033] この構成〖こよれば、固定子卷線にインダクタンスが存在する場合に、スイッチング素子の駆動による、固定子卷線における電流方向の変化を緩やかにして、スイッチング素子に過電圧が印加されることを防止することができる。

[0034] また、本発明のモータ駆動システムは、前記固定子卷線と前記コンデンサとの共振周波数力前記矩形波交流電流の周波数の 10倍乃至 20倍であるようにしてもよい。

[0035] この構成によれば、スイッチング素子の駆動による固定子卷線における電流方向の変化を緩やかにしつつ、適切な時間でその変化を完了させることが可能となる。

[0036] また、本発明のモータ駆動システムは、前記単相ブリッジユニットが、前記コンデンサに直列に接続される抵抗又はコイルを有するようにしてもょヽ。

[0037] この構成によれば、スイッチング素子の駆動によって流れるコンデンサ力の電流の立ち上がりを緩やかにして、スイッチング素子に過電圧が印加されることを防止することがでさる。

[0038] また、本発明のモータ駆動システムは、複数の前記インバータと、前記複数のインバータに対して設けられる複数の前記モータとを有し、前記複数のインバータカ前記電源装置の端子間に直列に接続され、前記複数のモータのそれぞれが、対応する前記インバータに接続され、前記電圧制御手段が、前記直流電源からの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記複数のモータの起電力を加算したものに応じて出力電圧の極性及び大きさを制御するようにしてもよい。

[0039] この構成によれば、一の電源装置に対して、複数のインバータが接続され、当該ィンバータのそれぞれに対して、複数のモータが接続されており、一の電源装置が複数のモータに対して放電を行、、複数のモータからの回生電力による充電を行うことができるため、一の電源装置に対して、一のインバータが接続される場合と比較して、システム全体の小型化を図ることが可能となる。また、各モータの起電力は、通常一致しないため、各インバータの端子間に現れる起電力も異なることとなるが、電源装置の端子間に各インバータが直列に接続されているため、各インバータの端子間に現れる起電力が加算されたものが電源装置に印加されることになり、回生電力を効率よく電源装置へ供給することができる。

[0040] また、本発明のモータ駆動システムは、複数の車輪を有する移動体に搭載されるものであって、前記複数のモータのそれぞれ力前記複数の車輪のいずれかに対して設けられるようにしてもよい。

[0041] モータ駆動システムが車両に搭載され、且つ、前記インバータ及びモータが車輪毎に設けられる場合、回生制動時の各モータの起電力は、当該モータによって駆動する左右の車輪の回転速度の差や、左右の車輪の径の違!、等によって一致しな！ヽため、各インバータの端子間に現れる起電力も異なることとなるが、各インバータが直列に接続されているため、各インバータの端子間に現れる起電力が加算されたものが電源装置に印加されることになり、回生電力を効率よく電源装置へ供給することができる。

発明の効果

[0042] 本発明のモータ駆動システムは、モータの制動時に充電をモータの停止時まで行うことができ、エネルギー効率を向上させることができる。

図面の簡単な説明

[0043] [図 1]電気自動車の構成を示す図である。

[図 2]モータ駆動システムの構成を示す図である。

[図 3]多相定電流モータの軸方向断面図である。

[図 4]多相定電流モータの軸垂直方向断面図である。

[図 5]固定子卷線の実施例（直線状に展開）を示す図である。

[図 6]固定子卷線の実施例（円弧状に表示)を示す図である。

[図 7]多相定電流インバータの実施例を示す図である。

[図 8]角度位置信号、ドライブ信号、制動指令信号の対応関係を示す図である。

[図 9]駆動状態における半導体スィッチの動作サイクルを示す図である。 [図 10]駆動状態における回転子の位置と固定子卷線電流を示す図である。

[図 11]制動状態における回転子の位置と固定子卷線電流を示す図である。

[図 12]多相定電流インバータに生じる負荷起電力を示す図である。

[図 13]直流定電流電源装置の実施例を示す図である。

[図 14]直流定電流電源装置内の半導体スィッチの動作とその動作時の出力電圧を示す図である。

[図 15]自動車の駆動状態と直流定電流電源装置の動作を示す図である。

[図 16]直流定電流電源装置の他の実施例を示す図である。

[図 17]インバータ制御装置の詳細な構成を示す図である。

[図 18]角度位置信号に対するドライブ信号の一例を示す図である。

[図 19]半導体スィッチの切り替え動作を示す図である。

[図 20]全ての半導体スィッチがオフの場合の状態を示す図である。

[図 21]ダイオードを付加した単相ブリッジユニットの構成を示す図である。

[図 22]従来の単相ブリッジユニットの構成を示す図である。

[図 23]単相ブリッジユニットの転流現象を示す図である。

[図 24]コンデンサを付加した単相ブリッジユニットの構成を示す図である。

[図 25]コンデンサの電流及び電機子コイルの電流の時間遷移を示す図である。

[図 26]コンデンサに抵抗又はコイルを直列接続した単相ブリッジユニットの構成を示す図である。

[図 27]従来の定電圧インバータの具体的な構成を示す図である。

[図 28]ダイオード及びコンデンサを付加した多相定電流インバータの具体的な構成を示す図である。

[図 29]電気自動車の他の構成を示す図である。

符号の説明

1 直流定電流電源装置

2 多相定電流インバータ

3 多相定電流モータ

4 ディファレンシャルギヤ機械ブレーキ

回転子鉄心

回転軸

軸受

磁石材

溝

遮光板

フォトセンサ

固定子鉄心

空隙

止め金具

ケース

固定子卷線

— 1、 18- 2 端子、 31、 41 半導体スィッチ A相単相ブリッジユニット B相単相ブリッジユニット C相単相ブリッジユニット D相単相ブリッジユニットインバータ制御装置角度位置信号

、 32 ドライブ信号

制動指令信号

、 39 直流電源

、 40 リアク卜ル

電流設定指令信号、 45 定電流電源制御装置充放電切換器 47 定電流チヨッパ

51、 52 遅延回路

53、 54 反転回路

60 ダイオード

70 コンデンサ

71 抵抗

72 コイル

80 駆動輪

発明を実施するための最良の形態

[0045] モータ駆動システムは、電源装置がモータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御することにより、インバータに対して直流定電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生電力による充電をモータの停止時まで行うことができ、エネルギー効率を向上させるようにした。

[0046] 図 1は、本発明による定電流方式のモータ駆動システムを適用した電気自動車の構成を示す図である。図 1において、電気自動車は、直流定電流電源装置 1、多相定電流インバータ 2、多相定電流モータ 3、ディファレンシャルギヤ 4、機械ブレーキ 5 を有する。本発明による定電流方式のモータ駆動システムは、これらのうち、直流定電流電源装置 1、多相定電流インバータ 2、多相定電流モータ 3を中心にして構成される。なお、図 1では、多相定電流モータ 1は 1つのみ設置されている力各タイヤに配置して、ディファレンシャルギヤ 4を省略した構成であってもよい。機械ブレーキ 5は、本発明によるモータ駆動システムでは、後述するように通常の運転では不要である力停止後のタイヤのロック、緊急時のブレーキのとしての役割を有している。

[0047] 直流定電流電源装置 1は、負荷である多相定電流モータ 3側の起動力の正負、大小に関係なぐ一定方向に一定の大きさの直流定電流を出力するように動作する。また、直流定電流電源装置 1は、負荷である多相定電流モータ 3の制動時、すなわち、負荷起電力が負の場合には、負荷側からの回生電力を回収するように動作する。

[0048] 多相定電流インバータ 2は、前段の直流定電流電源装置 1からの直流定電流を入力として、後述する多相定電流モータ 3の固定子卷線に流れる電流の向きを反転切換し、該固定子卷線に矩形波交流電流を流す機能を有する。この反転切換する機能を複数設けることによって、相数は任意に選択可能であり、多相定電流インバータ

2は、多相の矩形波交流電流を流すことができる。

[0049] 多相定電流モータ 3は、前段の多相定電流インバータ 2からの多相矩形波交流電流を受けると、内部の回転子の磁極に回転力が生じる。これまでの半導体モータは、三相正弦波電流で駆動する同期電動機、或いは誘導電動機を原形にしているが、本発明における多相定電流モータ 3は、直流電動機が原形であり、多相矩形波交流電流で動作する点にお!、て全く新 U、タイプのモータである。

[0050] 本発明によるモータ駆動システムは、矩形波磁束密度と矩形波交流の相乗で生じる回転力が、正弦波磁束密度と正弦波電流による同期電動機形のモータに対して、同じ寸法で 2倍の回転力が得られるとともに、小型化が可能になる。また、従来方式のモータ駆動システムでは、電源側とモータ側とが並列接続の関係にあり、制動時に生じる起電力を電源側に送り返すためには、起電力を電源電圧以上に昇圧する必要があり、低速で発生起電力が小さくなると電力回生による電源の充電が困難になる。これに対し、本発明によるモータ駆動システムは、電源側とモータ側とが直列接続の関係にあり、モータ側の起電力の大小は全く関係がなぐ自然な形で電力回生が行われる。従って、回生制動が停止時まで可能であり、エネルギーの回収効率が高く、通常の運転時には機械ブレーキ 5の動作を必要としない。

[0051] 図 2は、本発明による定電流方式のモータ駆動システムの基本構成のブロック図である。図 2に示すモータ駆動システムは、直流定電流電源装置 1、多相定電流インバータ 2、多相定電流モータ 3を有する。以下、本発明による定電流方式のモータ駆動システムの構成について詳細に説明する。

[0052] 図 3及び図 4は、図 2における多相定電流モータ 3の実施例を示す。図 3は軸方向断面図、図 4は軸垂直方向断面図である。図 3及び図 4において、回転子鉄心 6は、磁気抵抗の小さい純鉄で作られ、軸受 8で支えられて回転軸 7によって自由に回転することができるようになつている。磁石材 9は、実施例では希土類磁石の強力な磁石材を用いており、該回転子鉄心 6の外周部に、 N極を内周側、 S極を外周側とする NS対と、 S極を内周側、 N極を外周側とする NS対とがそれぞれ 4組配置され、 8極で構成されている。

[0053] 回転子鉄心 6と磁石材 9との組み合わせによる回転子の構成は、回転子鉄心 6を珪素鋼板で積層化し、磁石材 9を回転子鉄心 6に埋入すること、磁石材 9を張りつけた回転子全体を高張力部材でカバーすること等が任意に選択可能である。但し、磁石材 9の半径方向の形状、寸法を均一にして、空隙 14の磁束密度分布が矩形波に可及的に近くなるように配慮する必要がある。

[0054] 固定子鉄心 13は、リング状をなし、その内周面が回転子鉄心 6と僅かな空隙 14を介して相対するように配置されて、後述するケース 16に固定されている。この固定子鉄心 13は、本実施例では珪素鋼板を積層することにより形成される。また、固定子鉄心 13の内周面には、後述する固定子卷線 17を挿入するための溝 10が形成されている。この溝 10は、 1磁極当りの相の数だけ形成される。本実施例では、 4相構成であるため、 1磁極当り 4つの溝がある。従って全体では 8 (極） X 4 (溝） = 32の溝がある。止め金具 15は、固定子鉄心 13を後述するケース 16に確実に固定するためのものである。固定子卷線 17は、溝 10内に電気的絶縁に留意して取付けられている。

[0055] 図 5及び図 6は、固定子卷線 17の実施例を示す。図 5の上段は該回転子鉄心 6を特定位置に停止させ、磁極配列を特定位置に止めて直線状に展開して示したものである。点線で表示した溝 10は、上述したように 1磁極あたり 4個あり、磁極の回転方向の順に a、 b、 c、 dの符号が付けられている。固定子卷線 17は、 4相のそれぞれに対応する A相コイル、 B相コイル、 C相コイル及び D相コイルからなる。 A相コイルは、 1つの磁極側の溝 aと隣の磁極側の溝 aとの間で巻かれており、一対の磁極に対して A相コイルの 1つが対応している。本実施例では 4対（8極）であるため、 1周に 4つの A相コイルが同じ方向に巻かれ、これが全て直列あるいは並列に接続されて外部に 1対の入出力端として取り出される。 B相、 C相、 D相のコイルについても A相コイルと同様である。

[0056] 図 6は、固定子卷線 17を円弧状のまま示したものである。溝 10に挿入された固定子卷線 17は、 A、 B、 C、 Dの各相コイルとも同じ巻き方向で、且つ、各相は 1磁極の 1 Z4ピッチずつずれて配置されており、 NS—対を単位として同じパターンを繰り返し、全体としては各相毎に直列接続あるいは並列接続され、相数に対応する数の入出力の端部がある。

[0057] 再び、図 3及び図 4に戻って説明する。遮光板 11及びフォトセンサ 12は、回転子鉄心 6と磁石材 9からなる回転子の角度位置検知を行うものである。遮光板 11は、回転子を構成する磁石材 9の極性に合わせて外縁部がカットされている。フォトセンサ 12 は、遮光板 11のカット部分では光が貫通してオン信号を検出することができるようになっており、これが後述する角度位置信号となる。なお、上述した角度位置は、フォトセンサ 12の代わりに磁石材 9の極性に合わせて磁化した磁極板、あるいは、該回転子の磁極そのものとの組み合わせによる磁気的機構によっても検知可能であることは周知である。

[0058] 図 7 (a)は、図 2における多相定電流インバータ 2の 4相構成の実施例を示す。図 7 ( a)において、端子 18— 1 (X)により、後述する直流定電流電源装置 1からの直流定電流が流入し、端子 18— 2 (Y)より流出する。半導体スィッチ 19は、 IGBT、サイリスタ、パワートランジスタ等が任意に選択可能である。固定子卷線 17は、図 3における多相定電流モータ 3の固定子卷線 17に対応し、 A、 B、 C、 Dの 4相で構成される。

[0059] 単相ブリッジユニット 20乃至 23は、 A相乃至 D相に対応するものである、 A相の単相ブリッジユニット 20は、 4つの半導体スィッチ 19 (Ta、 Ta、 Ta Ta')と、 1相分の固定子卷線 17の A相コイルとにより構成される。 B相の単相ブリッジユニット 21、 C相の単相ブリッジユニット 22及び D相の単相ブリッジユニット 23も同様の構成である。多相定電流インバータ 2は、単相ブリッジユニットを相数分だけ直列接続して構成される。本実施例では 4相構成のため、多相定電流インバータ 2は、 4つの単相ブリッジュ- ット 20乃至 23を直列接続して構成される。

[0060] 単相ブリッジユニット 20乃至 23の動作を、 A相の単相ブリッジユニット 20を例に説明する。 A相の単相ブリッジを構成する 4つの半導体スィッチ 19 (Ta、 Ta、 Ta Ta' )は、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)のオンと 2つの半導体スィッチ 19 (Ta のオンとを交互に行う。固定子卷線 17の A相コイルは、半導体スィッチ 19 (Ta)及び半導体スイッチ 19 (Ta)がオンの場合には、図 7 (a)における a→a 'の方向に電流が流れ、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta がオンの場合には、 a'→aの方向に逆向きに電流が流れる。このため、端子 Xから流入する直流定電流は、振幅が等しい矩形波交流電流となつて、 A相コイルを流れる。

[0061] この場合、単相ブリッジユニット 20の出口側の合流点（図 7 (a)の： T)における電流は、端子 Xから流入する電流と全く同じ直流定電流であり、この直流定電流が後段の単相ブリッジユニット 21の入力電流となる。単相ブリッジユニット 21においても、単相ブリッジユニット 20と同様の動作が行われ、更に後段の単相ブリッジユニット 22及び 2 3においても、単相ブリッジユニット 20と同様の動作が行われる。

[0062] 図 7 (b)におけるインバータ制御装置 24は、上述した 4相分の単相ブリッジユニット 20乃至 23を制御するためのものである。図 7 (b)において、角度位置信号 25 (Sa、 S b、 Sc、 Sd)は、上述した多相定電モータ 3の回転子鉄心 6の角度位置に対応してフオトセンサ 12から送られる。インバータ制御装置 24は、この角度位置信号 25に応じて、単相ブリッジユニット 20乃至 23内の各半導体スィッチ 19を駆動させるためのドライブ信号 26を出力する。制動指令信号 27 (So)は、多相定電流モータ 3の制動時に発生するであり、インバータ制御装置 24は、この制動指令信号 27を入力すると、ドライブ信号 26の位相を電気角 180° 反転させる。

[0063] 図 8は、角度位置信号 25、ドライブ信号 26、制動指令信号 27の対応関係を示す図である。角度位置検出信号 Sa乃至 Sdは、ハイレベル (H)とローレベル（0)とを回転子が電気角 180° に対応する角度（幾何学角 45° )回転する時間ずつ交互に繰り返すものである。また、角度位置検出信号 Sa乃至 Sdにおけるハイレベルとローレベルとの切換タイミングは、回転子が電気角 45° に対応する角度（幾何学角 12. 25 ° )回転する時間ずつずれている。

[0064] 制動指令信号がな!、場合、単相ブリッジユニット 20内の 2つの半導体スィッチ 19 ( Ta)を駆動させるためのドライブ信号 26は、角度位置検出信号 Saがハイレベルの時に同様にハイレベルとなり、角度位置検出信号 Saがローレベルの時に同様にローレベルとなる。また、単相ブリッジユニット 20内の 2つの半導体スィッチ 19 (Ta')を駆動させるためのドライブ信号 26は、角度位置検出信号 Saがハイレベルの時に反対に口一レベルとなり、角度位置検出信号 Saがローレベルの時に反対にハイレベルとなる。他の単相ブリッジユニット 21乃至 23内の半導体スィッチ 19 (Tb、 T Tc、 Tc Td、 Td')を駆動させるためのドライブ信号も同様である。 [0065] 一方、制動指令信号がある場合、単相ブリッジユニット 20内の 2つの半導体スイツチ 19 (Ta)を駆動させるためのドライブ信号 26は、角度位置検出信号 Saがハイレべルの時に反対にローレベルとなり、角度位置検出信号 Saがローレベルの時に反対にハイレベルとなる。また、単相ブリッジユニット 20内の 2つの半導体スィッチ 19 (Ta^) を駆動させるためのドライブ信号 26は、角度位置検出信号 Saがハイレベルの時に同様にハイレベルとなり、角度位置検出信号 Saがローレベルの時に同様にローレベルとなる。他の単相ブリッジユニット 21乃至 23内の半導体スィッチ 19 (Tb、 Tb'Tc, Tc Td、 TcT)を駆動させるためのドライブ信号も同様である。

[0066] 図 9は、図 8において、制動指令信号なしの条件での基準角度位置を、回転子の角度位置モード 1とし、更に電気角 45° 毎に回転子角度位置 1乃至 8とした場合の半導体スィッチ 19の動作を表示したものである。図 9に示す動作は、回転子が電気角 360° に対応する角度、即ち NS—対の角度（幾何学角 90° )だけ回転する毎に繰り返される。なお、制動指令信号ありの条件では、図 9の回転子の角度位置モード 5を始点として読み変えればょ、。

[0067] 図 10は、制動指令信号なしの状態での回転子の回転角と固定子卷線 17の電流方向、回転力の発生について説明するための図である。図 10において、回転子表面の磁石材 9と遮光板 11とは、一体となって右回りに回転するものとする。フォトセンサ 12 は、 A相、 B相、 C相、 D相それぞれの検知用として、それぞれ Pa、 Pb、 Pc、 Pdがあり、遮光板 11の切り込みの部分では、光信号が貫通して角度位置信号 Sa、 Sb、 Sc、 Sd力生じる。図 10における a、 a'は、図 7 (a)における a、 a'と対応しており、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)がオンの場合に固定子卷線 17において電流が a→a '方向に流れ、 2つの半導体スィッチ 19 O )がオンの場合に固定子卷線 17において電流が a '→a方向に流れる。 B、 C、 D相についても同様である。

[0068] 図 10における回転子の角度位置は、図 8における制動指令なしの場合の基準角度位置、図 9における回転子の角度位置モード 1に対応しており、全ての溝 10内の固定子卷線 17を流れる電流が最大密度の磁束と鎖交して効果的な回転力を生じる。更に、回転子が図 10の位置力も溝 10の 1つ分のピッチ (電気角 45° 、幾何学角 1 2. 25° )だけ回転すると、固定子卷線 17の A相のコイルに鎖交する磁束の極性が反転するが、これと同時にフォトセンサ 19 (Pa)が遮光され、角度位置信号 Saがオフとなり、図 7 (a)における A相単相ブリッジユニット 20の 2つの半導体スィッチ 19 (Ta がオンに切り換わる。これにより、 A相コイルの電流が反転して、全ての溝 10内の固定子卷線 17を流れる電流は効果的な回転力の発生を継続する。以後も同様であり、回転子が電気角 45° に対応する角度（幾何学角 12. 25° )だけ回転する毎に、固定子卷線 17の各相のコイル電流が順次反転し、 8回の反転で一巡する。そして、回転子のどの角度位置においても、溝 10内の全ての固定子卷線 17の電流が回転力の発生に効果的に寄与することになる。

[0069] 一方、図 11は、制動指令信号ありの状態での回転子の角度位置信号と固定子卷線 17の電流方向を示したものであり、図 10と比較すると、同じ磁界方向に対して電流方向は全て反対であり、効果的な制動力を生じる。図 7 (b)に示すインバータ制御装置 24が制動指令信号 27を受けたときの処理の仕方には、 2通りがある。第 1の処理は、インバータ制御装置 24力角度位置信号 25に応じて生じるドライブ信号 26の位相を電気角 180° 反転させる方法である。第 2の処理は、図 11に示すように、フォトセンサ 12の位置力も電気角 180° に対応する角度（幾何学角 45° )ずらした位置に別のフォトセンサ 12' (Pa Pb Pc PcT)を設け、インバータ制御装置 24がこのフォトセンサ 12,からの角度位置信号を入力する方法である。これら第 1及び第 2のいずれの方法を用いても、インバータ制御装置 24が制動指令信号 27を受けることによって、回転子の位置に対するドライブ信号 26の位相が電気角 180° のずれを生じ、その結果、同じ回転子の位置に対する固定子卷線 17の電流は、位相が逆になつて回転子に制動力が加わる。

[0070] 上述した制動制御が行われる場合の電気エネルギーの授受について説明する。図 12は、図 7 (a)における多相定電流インバータ 2の端子 (X)と端子 (Y)との間の起電力を説明するための図である。図 7 (a)の多相定電流インバータ 2は 4相構成である 1S ここでは説明を単純にするために、図 12 (a)に示す A相の単相ブリッジユニット 2 0における電気エネルギーの授受を説明する。多相定電流モータ 3内の回転子の回転により、磁石材 9からの磁束が固定子卷線 17を横切ることで、当該固定子卷線 17 に起電力が生じる。多相定電流モータ 3の空隙 14における磁束密度分布は矩形波状であるため、固定子卷線 17に生じる起電力 edは、図 12 (b)のように矩形波交流電圧となる。

[0071] 図 12 (c)は、固定子卷線 17に生じる起電力 edの波形の「正」のタイミングで図 12 (a )の A相の単相ブリッジユニット 20における半導体スィッチ Taがオン、起電力 edの波形の「負」のタイミングで半導体スィッチ Ta'がオンとなる場合の X点—X'点間の起電力波形である。この X点— X'点間の電圧は平均値 edの正の値を有する。直流定電流電源装置 1から X点に直流定電流 Iが流れ込めば、 A相コイルには、電源側から ed xlの電力が供給され、回転子には、この値に対応した回転エネルギーが生じる。なお、固定子卷線 17の抵抗による電力損、回転子の機械的損失は無視するものとする

[0072] 図 12 (d)は、固定子卷線 17に生じる起電力 edの波形に対する図 12 (a)の A相の単相ブリッジユニット 20における半導体スィッチ Ta、 Ta'の切換動作が図 12 (c)の場合より電気角 180° だけ遅れる場合の X点— X'点間の起電力波形である。この X点 —X'点間の電圧は、平均値が— edの負の値をもつ。従って、電源側から X点に直流定電流 Iが流れ込めば、 A相コイルには電源側から edxlの電力が供給される。これは、 A相コイル力も電源側に edxlの電力を送り返すことを意味し、回転子には制動力が加わり、制動で回収したエネルギーは直流定電流電源装置 1に回収される。

[0073] B相の単相ブリッジユニット 21、 C相の単相ブリッジユニット 22及び D相の単相ブリッジユニット 23についても基本的には同じであり、全て重畳されて作用する。

[0074] このように、本発明によるモータ駆動システムは、多相定電流インバータ 2に一定方向に一定の大きさの電流（直流定電流）を流すことにより、多相定電流モータ 3内の回転子の回転力は、多相定電流インバータ 2の位相制御のみによって駆動時及び制動時の制御がなされ、更には負荷起電力が正と負の領域で変化することにより、電力の供給、回生が速度に関わりなく自動的に行われる。

[0075] 図 13 (a)は、直流定電流電源装置 1の回路構成を示す図である。直流定電流電源装置 1は、単に出力電流が一定に制御された電源装置とは異なり、負荷側の起電力の正負、大小に関係なく一定方向に一定の大きさの電流（直流定電流）を出力するように制御され、且つ、負荷側である多相定電流モータ 3から回生される電力を受け入れる機能を有することに特徴がある。

[0076] 直流定電流電源装置 1は、非対称制御の PWM (パルス幅制御）ブリッジ (以下、「非対称 PWMブリッジ」と称する）を中心に構成されてヽる。この非対称 PWMブリッジにおける半導体スィッチ 31は、 IGBT、サイリスタ、パワートランジスタ等が任意に選択可能である。また、非対称 PWMブリッジにおける所謂交流端子にあたる部分には、直流電源 29が接続され、非対称 PWMブリッジの所謂直流端子にあたる部分には、多相定電流インバータ 2の端子 X及び端子 Y (図 7 (a)参照）が接続される。

[0077] 図 13 (a)の直流定電流電源装置 1において、非対称 PWMブリッジを構成する半導体スィッチ 31 (S1、 S2、 S3、 S4)は、所定の搬送周波数信号に応じてオンオフ動作し、オン期間が制御可能である。 2つの半導体スィッチ 31 (Sl、 S4)の対と、 2つの半導体スィッチ 31 (S2、 S3)の対は、通常のブリッジにおけるように対称的に動作するのではなぐ負荷起電力の正あるいは負に対応してそれぞれが一体で非対称に動作するようにしてある。具体的には、半導体スィッチ 31 (Sl、 S4)の対が動作すると端子 X、 Yの両端に正の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スィッチ 31 (Sl、 S4)のオン期間の長さで制御される。また、半導体スィッチ 31 (S2、 S3)の対が動作すると、端子 X、 Yの両端に負の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スイツチ 31 (S2、 S3)のオン期間の長さで制御される。

[0078] 半導体スィッチ 31 (S5)は、非対称 PWMブリッジの出力側に並列に接続され、リアタトル 30、後段の多相定電流インバータ 2を通じた循環回路を構成する、この半導体スィッチ 31 (S5)は、半導体スィッチ 31 (Sl、 S4)の対のオフ期間、及び、半導体スィツチ 31 (S2、 S3)の対のオフ期間にオンとなるように動作する。これにより、半導体スイッチ 31 (S1、 S4)の対のオフ期間、及び、半導体スィッチ 31 (S2、 S3)の対のオフ期間においても、多相定電流インバータ 2に対して直流定電流を断続させることなく供給する。

[0079] 図 13 (b)は、直流定電流制御装置 1内に構成される定電流電源制御装置 35であり、上述した半導体スィッチ 31 (Sl、 S2、 S3、 S4、 S5)を制御するためのものである。この定電流電源制御装置 35は、出力電流、負荷起電力等の制御情報を受けて、直流定電流電源装置 1の出力電流が電流設定指令信号 34によって指令された定電流値になるように、半導体スィッチ 31 (S1乃至 S5)を駆動させるためのドライブ信号 32 を出力する。

[0080] 図 14は、負荷起電力が正で大小、負で大小の 4条件における半導体スィッチ 19 ( S1乃至 S5)の動作とその動作時の出力電圧を示す図である。負荷起電力が正で大の場合には、半導体スィッチ 31 (Sl、 S4)の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、端子 X、 Yの両端に正の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が正で小の場合には、半導体スィッチ 31 (Sl、 S4)の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、端子 X、 Yの両端に正の小さな平均値の電圧が出力される。一方、負荷起電力が負で絶対値が大の場合には、半導体スィッチ 31 (S2、 S3)の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、端子 X、 Yの両端に負の絶対値の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が負で小の場合には、半導体スイツチ 31 (Sl、 S4)の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、端子 X、 Yの両端に負の絶対値の小さな平均値の電圧が出力される。

[0081] 図 15は、多相定電流モータ 3の起動加速、定速回転、回生制動及び停止の一連の動作に対応する直流定電流電源装置 1の動作について示したものである。図 15 ( a)に示すように、多相定電流モータ 3の動作が行われる場合、図 15 (b)に示すように、直流定電流電源装置 1は、多相定電流モータ 3の駆動時と制動時には、定速回転時よりも大きな定電流を多相定電流インバータ 2に供給する必要がある。

[0082] 多相定電流インバータ 2の端子 Xから見た負荷起電力は、駆動状態では正、制動状態では負であり、その大きさは多相定電流モータ 3の回転子の回転速度にほぼ比例する。直流定電流電源装置 1は、図 15 (c)の点線に示すように、正負の負荷起電力に負荷回路の抵抗分による電圧降下 (抵抗ドロップ)分を加算した電圧を出力することで、多相定電流インバータ 2に直流定電流を供給することができる。これにより、多相定電流モータ 3の制動時には、停止まで回生制動が可能となり、機械ブレーキを使用する必要がない。

[0083] 負荷側の多相定電流モータ 3が制動状態では負荷起電力は負である。この場合、直流定電流電源装置 1は半導体スィッチ 19 (S2、 S3)の対が動作して出力電圧は負になり、負荷側から回生電流が直流電源 29の正端子から流れ込む。この現象はあた力もノッテリーの充電と同様の態様となっている。直流電源 29は充電機能を有しており、回生電力を充電する。一方、直流電源 29が燃料電池等であり充電機能を有しない場合には、エネルギー回収のために、直流電源 29に並列にウルトラキャパシタを接続しておく必要がある。更には、直流電源 29がリチウムイオン電池のように充電機能を有していても、回生電力が数十秒単位の急峻な変動となる際には適切に充電を行うことができない場合にも、直流電源 29に並列にウルトラキャパシタを接続することが望ましい。

[0084] なお、直流定電流電源装置 1の構成には、図 13以外にも様々なものが考えられる。図 16 (a)は、直流定電流電源装置 1の回路構成の他の実施例である。図 16 (a)に示す直流定電流電源装置 1は、直流電源 39、リアタトル 40、充放電切換器 46及び定電流チヨッパ 47を有する。これらのうち、充放電切翻 46は、 4つの半導体スイツチ 41 (Sl l、 S12、 S13、 S14)【こよって構成される。また、定電流チヨッノ 47ίま、 2つの半導体スィッチ 41 (S 15及び S 16)によって構成される。半導体スィッチ 41 (S11 乃至 S14)は、図 13 (a)における半導体スィッチ 31 (SI乃至 S4)と同じ働きをし、半導体スィッチ 41 (S16)は、図 13 (a)における半導体スィッチ 31 (S5)と同じ働きをする。一方、図 13 (b)は、直流定電流制御装置 1内に構成される定電流電源制御装置 45であり、ドライブ信号 42により、上述した半導体スィッチ 31 (S1乃至 S6)を制御する。

[0085] 充放電切 46は、定電流電源制御装置 45からのドライブ信号 42を受けて、 2つの半導体スィッチ 41 (Sl、 S4)の対と、 2つの半導体スィッチ 41 (S2、 S3)の対のいずれかをオンとすることによって、直流電源 39の極性切換を行う。

[0086] 定電流チヨッパ 47内の半導体スィッチ 41 (S15)は、定電流電源制御装置 45からのドライブ信号 42を受けて、高速でオン、オフ切換を行う。オンとなる期間の長さが制御されることにより、所定の直流定電流が出力される。

[0087] 定電流チヨッパ 47内の半導体スィッチ 41 (S16)は、定電流電源制御装置 45からのドライブ信号 42を受けて、半導体スィッチ 41 (S15)のオフ期間中にオンとなって、リアタトル 40、後段の多相定電流インバータ 2を通じた循環回路を構成する。

[0088] 次に、インバータ制御装置 24の詳細な構成について説明する。ここで、インバータ制御装置 24は、 A相の単相ブリッジユニット 20内の 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)と 2 つの半導体スィッチ 19 O )においては、駆動期間中に半導体スィッチ 19 (Ta)と半導体スィッチ 19 O )の少なくともいずれかがオンとなるように制御を行う。なお、インバータ制御装置 24は、 B相の単相ブリッジユニット 21内の 2つの半導体スィッチ 19 (Tb)と 2つの半導体スィッチ 19 (T ）、 C相の単相ブリッジユニット 22内の 2つの半導体スィッチ 19 (Tc)と 2つの半導体スィッチ 19 (Tc')、 D相の単相ブリッジュ-ット 23内の 2つの半導体スィッチ 19 (Td)と 2つの半導体スィッチ 19 (TcT)に対しても同様の制御を行う。

[0089] 図 17は、インバータ制御装置 24の詳細な構成を示す図である。インバータ制御装置 24は、遅延回路 51及び 52と反転回路 53及び 54とにより構成される。遅延回路 5 1は、角度位置検出信号 Sa及び制動指令信号 Soを入力し、これらに基づいて、遅延処理を行い、反転回路 53へ所定の信号を出力する。同様に、遅延回路 52は、角度位置検出信号 Sa及び制動指令信号 Soを入力し、これらに基づいて、遅延処理を行い、反転回路 54へ所定の信号を出力する。

[0090] 反転回路 53は、遅延回路 51からの信号と制動指令信号 Soを入力し、制動指令信号 Soに基づいて、遅延回路 51からの信号の反転処理を行い、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)を駆動させるためのドライブ信号 Taを出力する。同様に、反転回路 54は、遅延回路 52からの信号と制動指令信号 Soを入力し、制動指令信号 Soに基づいて、遅延回路 52からの信号の反転処理を行い、 2つの半導体スィッチ 19 O )を駆動させるためのドライブ信号 T を出力する。

[0091] 以下、インバータ制御装置 24の動作を説明する。まず、制動指令信号 Soがローレベル (制動指令なし)の場合について説明する。制動指令なしの場合、遅延回路 51 は、入力した角度位置検出信号 Saの立ち上がり（ローレべルカハイレベルに切り替わる)では、当該入力した角度位置検出信号 Saと同時に立ち上がる信号を出力する。また、遅延回路 51は、入力した角度位置検出信号 Saの立ち下がり（ハイレベルからローレベルに切り替わる）では、当該入力した角度位置検出信号 Saよりも所定時間だけ立ち下がりを遅らせた信号を出力する。そして、制動指令なしの場合、反転回路 53は、遅延回路 51からの信号をそのまま 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)を駆動させるためのドライブ信号 Taとして出力する。

[0092] 一方、制動指令なしの場合、遅延回路 52は、入力した角度位置検出信号 Saの立ち上がりでは、当該入力した角度位置検出信号 Saよりも所定時間だけ立ち上がりを遅らせた信号を出力する。また、遅延回路 52は、入力した角度位置検出信号 Saの立ち下がりでは、当該入力した角度位置検出信号 Saと同時に立ち下がる信号を出力する。そして、制動指令なしの場合、反転回路 53は、遅延回路 51からの信号を反転させて、半導体スィッチ 19 (TV)を駆動させるためのドライブ信号 T として出力する。

[0093] このような動作によって、制動指令なしの場合には、図 18 (a)に示す制動指令信号 Soに対して、図 18 (b)に示す、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)を駆動させるためのドライブ信号 Taや、図 18 (c)に示す、半導体スィッチ 19 (TV)を駆動させるためのドライブ信号 T が生成される。これらドライブ信号 Ta及び Τ&Ίま、ドライブ信号 Taのみがハイレベルの場合と、ドライブ信号 Ta及び Ta'の双方がハイレベルの場合とが存在し、ドライブ信号 Ta及び Ta'の双方がローレベルの場合は存在しない。すなわち、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)と、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta')の少なくとも一方はオンであり、双方がオフとなる期間は存在しない。

[0094] 次に、制動指令信号 Soがハイレベル (制動指令あり）の場合について説明する。制動指令ありの場合、遅延回路 51は、入力した角度位置検出信号 Saの立ち上がりでは、当該入力した角度位置検出信号 Saよりも所定時間だけ立ち上力 Sりを遅らせた信号を出力する。また、遅延回路 51は、入力した角度位置検出信号 Saの立ち上がりでは、当該入力した角度位置検出信号 Saと同時に立ち上がる信号を出力する。そして、制動指令ありの場合、反転回路 53は、遅延回路 51からの信号を反転させて、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)を駆動させるためのドライブ信号 Taとして出力する。

[0095] 一方、制動指令ありの場合、遅延回路 52は、入力した角度位置検出信号 Saの立ち上がりでは、当該入力した角度位置検出信号 Saと同時に立ち上がる信号を出力する。また、遅延回路 52は、入力した角度位置検出信号 Saの立ち下がりでは、当該入力した角度位置検出信号 Saよりも所定時間だけ立ち下がりを遅らせた信号を出力する。そして、制動指令ありの場合、反転回路 53は、遅延回路 51からの信号をそのまま 2つの半導体スィッチ 19 O )を駆動させるためのドライブ信号 Ta'として出力する。

[0096] このような動作によって、制動指令ありの場合には、図 18 (a)に示す制動指令信号 Soに対して、図 18(d)に示す、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)を駆動させるためのドライブ信号 Taや、図 18 (e)に示す、 2つの半導体スィッチ 19 O )を駆動させるためのドライブ信号 T が生成される。これらドライブ信号 Ta及び Τ&Ίま、ドライブ信号 Ta のみがハイレベルの場合と、ドライブ信号 Ta及び Ta'の双方がハイレベルの場合とが存在し、ドライブ信号 Ta及び Ta'の双方がローレベルの場合は存在しない。すなわち、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta)と、 2つの半導体スィッチ 19 (Ta の少なくとも一方はオンであり、双方がオフとなる期間は存在しな!、。

[0097] 図 19は、インバータ制御装置 24力 2つの半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2 (Ta) と、 2つの半導体スィッチ 19— 3及び 19— 4 (Ta との少なくともいずれかがオンとなるように制御を行う場合における、これら半導体スィッチ 19の切り替え動作を示す図である。なお、図 19においては、制動指令ありの場合であり、且つ、角度位置検出信号 Saの立ち下がりの場合について説明する。

[0098] まず、インバータ制御装置 24は、ドライブ信号 Taをノヽィレベル、ドライブ信号 Ta'をローレベルとする。これにより、図 19 (a)に示すように、 2つの半導体スィッチ 19—1 及び 19 2 (Ta)がオン、 2つの半導体スィッチ 19 3及び 19 4 (Ta' )がオフとなり、直流定電流電源装置 1からの電流 Iは、半導体スィッチ 19 l (Ta)、 A相固定子卷線 17 (a→a 'の方向）、半導体スィッチ 19— 2 (Ta)を流れる。

[0099] 次に、角度位置検出信号 Saが立ち下がりになると、インバータ制御装置 24は、ドライブ信号 Ta及びドライブ信号 Ta'の双方をハイレベルにする。これ〖こより、図 19 (b) に示すように、 2つの半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2 (Ta)と、 2つの半導体スイツチ 19 3及び 19 4 (Ta' )の双方がオンとなり、直流定電流電源装置 1からの電流 I は、半分が半導体スィッチ 19— 1 (Ta)及び半導体スィッチ 19— 40V)を流れるとともに、残りの半分が半導体スィッチ 19- 3 (Ta' )及び半導体スィッチ 19— 2 (Ta)を流れる。

[0100] 更に、所定時間経過後に、インバータ制御装置 24は、ドライブ信号 Taをローレべル、ドライブ信号 Ta'をハイレベルとする。これにより、図 19 (c)に示すように、 2つの半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2 (Ta)がオフ、 2つの半導体スィッチ 19 3及び 19 40V)がオンとなり、直流定電流電源装置 1からの電流 Iは、半導体スィッチ 19 3 (Ta')、 A相固定子卷線 17 (a'→aの方向）、半導体スィッチ 19— 4 O )を流れる

[0101] 例えば、 2つの半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2 (Ta)がオン、 2つの半導体スイツチ 19— 3及び 19— 4 (Ta がオフの状態から、 2つの半導体スィッチ 19— 1及び 19 - 2 (Ta)がオフ、 2つの半導体スィッチ 19— 3及び 19— 4 (Ta がオンの状態に遷移する場合に、図 20に示すように、 2つの半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2 (Ta)と、 2つの半導体スィッチ 19— 3及び 19— 4 (Ta の双方がオフの状態が存在すると、 2 つの半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2 (Ta)に過電圧が印加され、破損する可能性がある。

[0102] し力し、図 19に示すように、 2つの半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2 (Ta)がオン、 2 つの半導体スィッチ 19— 3及び 19— 4 (Ta がオフの状態から、 2つの半導体スイツチ 19— 1及び 19— 2 (Ta)と、 2つの半導体スィッチ 19— 3及び 19— 4 (Ta')の双方がオンの状態に遷移し、更に所定時間経過後に、 2つの半導体スィッチ 19— 1及び 19 - 2 (Ta)がオフ、 2つの半導体スィッチ 19 3及び 19 4 (Ta' )がオンの状態に遷移するようにすることで、 2つの半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2 (Ta)に過電圧が印加されることが防止される。但し、 2つの半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2 (Ta)と、 2つの半導体スィッチ 19— 3及び 19— 4 (Ta の双方がオンとなる期間は、多相定電流モータ 3の駆動効率及び制動効率を維持すベぐ可能な限り短時間であることが望ましい。

[0103] 図 21は、ダイオードを付カ卩した単相ブリッジユニット 20の構成を示す図である。図 2 1に示す A相の単相ブリッジユニット 20は、図 7に示す A相の単相ブリッジユニット 20 に 4つのダイオード 60を付カ卩した構成となっている。なお、 B相の単相ブリッジュ-ット 21、 C相の単相ブリッジユニット 22及び D相の単相ブリッジユニット 23も同様の構成とすることができる。

[0104] ダイオード 60— 1は、入力端子 Xの側がアノード、半導体スィッチ 19— 1の側がカソードとなるように、半導体スィッチ 19— 1に直列に接続される。ダイオード 60— 2は、半導体スィッチ 19— 2の側がアノード、出力端子 X'の側が力ソードとなるように、半導体スィッチ 19— 2に直列に接続される。また、ダイオード 60— 3は、入力端子 Xの側力 Sアノード、半導体スィッチ 19— 3の側が力ソードとなるように、半導体スィッチ 19— 3 に直列に接続され、ダイオード 60— 4は、半導体スィッチ 19— 4の側がアノード、出力端子 X'の側が力ソードとなるように、半導体スィッチ 19— 4に直列に接続される。

[0105] 一方、図 22は、従来の単相ブリッジユニットの構成を示す図である。図 22に示す単相ブリッジユニット 90では、ダイオード 60— 1は、入力端子 Xの側が力ソードとなるように、半導体スィッチ 19—1に並列に接続される。ダイオード 60— 2は、出力端子 X'の側がアノードとなるように、半導体スィッチ 19 2に並列に接続される。また、ダイォード 60— 3は、入力端子 Xの側が力ソードとなるように、半導体スィッチ 19 3に並列に接続され、ダイオード 60— 4は、出力端子 X'の側がアノードとなるように、半導体スィツチ 19 4に並列に接続される。

[0106] 図 22に示す単相ブリッジユニット 90では、多相定電流モータ 3の回生制動時に逆起電力が発生した場合、半導体スィッチ 19— 1及びダイオード 60— 1と、固定子卷線 17と、半導体スィッチ 19- 3及びダイオード 60 - 3によって短絡回路が構成されて短絡電流が流れ、同様に、半導体スィッチ 19— 2及びダイオード 60— 2と、固定子卷線 17と、半導体スィッチ 19— 4及びダイオード 60— 4によって短絡回路が構成されて短絡電流が流れてしまう。このため、半導体スィッチ 19とダイオード 60が並列に接続されて一体ィ匕された周知の IGBT、パワートランジスタ、ターンオフサイリスタ等を用いることができない。

[0107] これに対し、図 21に示す単相ブリッジユニット 20では、半導体スィッチ 19とダイォード 60が直列に接続されるようにすることで、多相定電流モータ 3の回生制動時に逆起電力が発生した場合、ダイオード 60— 1乃至 60— 4によって、その逆起電力に対応し得る逆耐圧を単相ブリッジユニット 20に持たせることができる。

[0108] 図 23は、固定子卷線 17にインダクタンスが存在する場合の単相ブリッジユニット 20 の転流現象を示す図である。まず、半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2がオン、半導体スィッチ 19— 3及び 19— 4がオフの状態で、図 23の実線で示す電流経路となる。次に、半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2と、半導体スィッチ 19— 3及び 19— 4の少なくとも、ずれかがオンとなる状態を維持しつつ、半導体スィッチ 19 1及び 19 2がオフ、半導体スィッチ 19— 3及び 19— 4がオンとなるように切り替え動作が行われることにより、図 23の点線で示す電流経路となる。

[0109] しかし、固定子卷線 17にインダクタンスが存在する場合には、当該固定子卷線 17 を流れる電流の方向が瞬時に切り替わると、当該固定子卷線 17において電流変化による過電圧が生じる。過電圧は、固定子卷線 17のインダクタンスを L、固定子卷線 17を流れる電流を iL、時間を tとすると、 iLを tで微分して Lを乗算した、 L (diLZdt) で表される。この過電圧が半導体スィッチ 19に印加されると、当該半導体スィッチ 19 が破損する可能性がある。このため、固定子卷線 17における電流変化を緩やかにする対策を講じることが望まし、。

[0110] 図 24は、コンデンサを付カロした単相ブリッジユニット 20の構成を示す図である。図 2 4に示す A相の単相ブリッジユニット 20は、図 7に示す A相の単相ブリッジユニット 20 に接続されている固定子卷線 17に、コンデンサ 70を並列に接続した構成となっている。なお、 B相の単相ブリッジユニット 21、 C相の単相ブリッジユニット 22及び D相の単相ブリッジユニット 23も同様の構成とすることができる。

[0111] 図 25は、コンデンサ 70の電流 ic及び固定子卷線 17の電流 iLの時間遷移を示す図である。なお、負荷起電力は 0である。当初、半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2がオン状態、半導体スィッチ 19 3及び 19 4がオフ状態であり、流入電流 Iが半導体スィッチ 19— 1、固定子卷線 17、半導体スィッチ 19— 2の経路で流れている。その後、時刻 t=0で半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2がオフ、半導体スィッチ 19— 3及び 1 9— 4がオンに切り替わったとする。この場合、流入電流 Iが半導体スィッチ 19— 3、半導体スィッチ 19— 4を流れる力コンデンサ 70における電流 icは、図 25 (a)に示すように、この流入電流 Iと固定子卷線 17からの電流 Iとが重畳された 21となり、その後 0まで減少する。一方、固定子卷線 17における電流 iLは、図 25 (b)に示すように、 Iとなり、その後、コンデンサ 70における電流 icが 0となったと同時に一 Iとなる。

[0112] コンデンサ 70における電流 icが 21から 0まで減少する時間、及び、固定子卷線 17 における電流 iLが Iから—ほで減少する時間（立ち下がり時間）は、固定子卷線 17のインダクタンスを L、コンデンサ 70のキャパシタンスを Cとした場合における共振周波数 ίο= ΐΖ (2 π （LC) )の逆数の 1Z2で定められる。従って、コンデンサ 70のキヤパシタンス Cが大きくなるほど、共振周波数 foが小さくなつて立ち下がり時間が長くなる、換言すれば、固定子卷線 17における電流変化が緩やかになって、半導体スイツチ 19に印加される過電圧が小さくなる。但し、共振周波数 foが矩形波交流電流の周波数 (基本周波数) fよりも小さくなると、当該矩形波交流電流の形状を維持することができなくなるため、共振周波数 foが基本周波数 fの 10倍乃至 20倍程度となるように、コンデンサ 70のキャパシタンス Cが設定されることが望まし!/、。

[0113] また、図 26 (a)に示すように、コンデンサ 70に対して直列に抵抗 71を接続したり、図 26 (b)に示すように、コンデンサ 70に対して直列にコイル 72を接続することにより、コンデンサ 70のキャパシタンス Cを大きくする場合と同様に、共振周波数 foを小さくして立ち下がり時間を長くする、換言すれば、固定子卷線 17における電流変化を緩やかにして、半導体スィッチ 19に印加される過電圧を小さくすることが可能となる。

[0114] なお、図 25においては、時刻 t=0で、半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2がオンからオフに切り替わり、同時に半導体スィッチ 19— 3及び 19— 4がオフ力オンに切り替わるものとして説明した力時刻 t=0で、半導体スィッチ 19— 3及び 19— 4がオフ力もオンに切り替わり、所定時間経過後に半導体スィッチ 19— 1及び 19— 2がオン力もオフに切り替わるような制御がなされる場合には、より確実に半導体スィッチ 19に印加される過電圧を小さくすることが可能である。

[0115] 図 27は、従来の定電圧インバータの具体的な構成を示し、図 28は、上述したダイオード 60及びコンデンサ 70を付カ卩した多相定電流インバータ 2の具体的な構成を示す。

[0116] 図 27に示す従来の定電圧インバータは、 3相構成を有し、 R相、 S相、 T層の各固定子卷線に対して、互いに 120度の位相差が生じるように電圧及び電流を供給するものであり、スイッチング素子 19— 1、 19— 2及び 19— 3が並列に接続され、スィッチング素子 19— 4、 19— 5及び 19— 6が並列に接続されている。また、スイッチング素子 19— 1乃至 19— 6には、それぞれダイオード 60— 1乃至 60— 6が逆並列に接続されている。 [0117] 一方、図 28に示す多相定電流インバータ 2は、 4相構成を有し、 A相の単相ブリツジユニット 20、 B相の単相ブリッジユニット 21、 C相の単相ブリッジユニット 22、 D相の単相ブリッジユニット 23を直列に接続して構成され、それぞれ 1相分の固定子卷線 1 7に互いに 90度の位相差が生じるように電圧及び電流を供給するものである。単相ブリッジユニット 20乃至 23は、それぞれ、 4つの半導体スィッチ 19— 1乃至 19— 4と、当該半導体スィッチ 19—1乃至 19— 4に直列に接続されるダイオード 60— 1乃至 60 —4と、固定子卷線 17に並列に接続されるコンデンサ 70からなる。

[0118] 従来の定電圧インバータと多相定電流インバータ 2とが、上述したように異なる構成を有していることにより、以下のような作用の違いが存在する。すなわち、固定子卷線のインダクタンスの磁気エネルギーの処理に関しては、従来の定電圧インバータは、半導体スィッチ 19に逆並列に接続されたダイオード 60を通じて電源側に回収するのに対し、多相定電流インバータ 2は、固定子卷線 17に並列に接続されたコンデンサ 7 0に蓄える。また、モータの回生制動時における固定子卷線に生じる負の起電力への対応に関しては、従来の定電圧インバータは、回生に無関係であり、別途設けられた ACZDC変と昇圧チヨツバによって電源側に回生されるのに対して、多相定電流インバータ 2は、モータが停止するまで回生を行うことが可能であり、回生効率を向上させることができる。

[0119] 図 29は、定電流方式のモータ駆動システムを適用した電気自動車の第 2の構成を示す図である。図 29において、電気自動車は、直流定電流電源装置 1と、車輪 80— 1乃至 80— 4のそれぞれに対応して設けられる多相定電流インバータ 2—1乃至 2— 4 (以下、これらをまとめて、適宜「多相定電流インバータ 2」と称する）、多相定電流モータ 3— 1乃至 3— 4 (以下、これらをまとめて、適宜「多相定電流モータ 3」と称する）、及び、機械ブレーキ 5—1乃至 5—4を有する。多相定電流インバータ 2—1乃至 2— 4内の各相に対応する入力回路は、後述するように直列に接続されている。また、多相定電流インバータ 2— 1乃至 2— 4は、直流定電流電源装置 1の端子間に、多相定電流インバータ 2— 1、多相定電流インバータ 2— 2、多相定電流インバータ 2— 3、多相定電流インバータ 2—4の順で直列に接続されている。多相定電流モータ 3— 1は、多相定電流インバータ 2—1に接続され、車輪 80— 1を回転させる。また、多相定電流モータ 3— 2は、多相定電流インバータ 2— 2に接続され、車輪 80— 2を回転させる。同様に、多相定電流モータ 3— 3は、多相定電流インバータ 2— 3に接続され、車輪 80— 3を回転させ、多相定電流モータ 3— 4は、多相定電流インバータ 2— 4に接続され、車輪 80— 4を回転させる。すなわち、図 4に示す電気自動車は、四輪駆動形式の車両である。

[0120] 図 29に示す電気自動車が曲線を走行する場合、左右の車輪の回転速度の差や径の違い、スリップの発生等によって、回生制動時の多相定電流モータ 3— 1乃至 3 4の起電力には差が生じ、多相定電流インバータ 2— 1乃至 2— 4の端子間に現れる起電力も異なることとなる。このため、多相定電流インバータ 2—1乃至 2—4を並列に接続することはできない。しかし、上述したように、本実施形態のモータ駆動システムでは、直流定電流電源装置 1の端子間に、多相定電流インバータ 2— 1乃至 2— 4 が直列に接続されているため、直流定電流電源装置 1には、これら多相定電流インバータ 2— 1乃至 2— 4の端子間に現れる起電力が加算されたものが印加されることになり、回生電力を効率よく直流定電流電源装置 1へ供給することができる。

[0121] また、一の直流定電流電源装置 1に対して、複数の多相定電流インバータ 2— 1乃至 2— 4が接続され、更に、これらのそれぞれに対して、複数の多相定電流モータ 3 1乃至 3— 4が接続されており、一の直流定電流電源装置 1が複数の多相定電流モータ 3— 1乃至 3— 4に対して放電を行い、複数の多相定電流モータ 3— 1乃至 3— 4からの回生電力による充電を行うことができるため、一の直流定電流電源装置に対して、一の多相定電流インバータが接続される場合と比較して、モータ駆動システム全体の小型化を図ることが可能となる。更には、車輪 80— 1乃至 80— 4のそれぞれに対応して、多相定電流モータ 3—1乃至 3—4が設けられるため、図 1に示す電気自動車のように、ディファレンシャルギア 4が不要であり、車輪と多相定電流モータとを一体化した構成の部品を電気自動車に適用することができる。

[0122] なお、一の直流定電流電源装置に対して全ての多相定電流インバータが接続される必要はない。例えば、直流定電流電源装置 1の端子間に、多相定電流インバータ 2— 1及び 2— 2のみが直列に接続され、多相定電流インバータ 2— 3及び 2— 4は、図示しな!、他の直流定電流電源装置の端子間に直列に接続されるようにしてもょ、。あるいは、車輪 80—1及び 80— 2のみが駆動輪である場合には、モータ駆動システムは、車輪 80— 3に対応する多相定電流インバータ 2— 3及び多相定電流モータ 3— 3と、車輪 80— 4に対応する多相定電流インバータ 2— 4及び多相定電流モータ 3— 4とが存在しない構成となり、直流定電流電源装置 1の端子間に、多相定電流ィンバータ 2—1及び 2— 2のみが直列に接続される。同様に、車輪 80— 3及び 80— 4 のみが駆動輪である場合には、モータ駆動システムは、車輪 80— 1に対応する多相定電流インバータ 2— 1及び多相定電流モータ 3— 1と、車輪 80— 2に対応する多相定電流インバータ 2— 2及び多相定電流モータ 3— 2とが存在しな、構成となり、直流定電流電源装置 1の端子間に、多相定電流インバータ 2— 3及び 2— 4のみが直列に接続される。なお、モータ駆動システムは、電気自動車以外にも、電車や搬送台車等の各種移動体に適用することができる。

[0123] 図 29に示すように、直流定電流電源装置 1の端子間に複数の多相定電流インバータ 3— 1乃至 3— 4が直列に接続され、更に、多相定電流インバータ 3— 1乃至 3— 4 のそれぞれに対して複数の多相定電流モータ 3— 1乃至 3— 4が接続される場合には、直流定電流電源装置 1は、負荷側である多相定電流モータ 3— 1乃至 3— 4の起電力を加算したものの正負、大小に関係なく直流定電流を出力するように制御され、且つ、多相定電流モータ 3— 1乃至 3— 4から回生される電力を加算したものを受け入れる機能を有する。

産業上の利用可能性

[0124] 以上のように、本発明に係るモータ駆動システムは、エネルギー効率の向上を図ることができ、モータ駆動システムとして有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 電源装置と、前記電源装置からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成するインバータと、固定子卷線を流れる前記インバータからの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行うモータとを有するモータ駆動システムであって、前記電源装置は、

直流電圧を供給する直流電源と、

前記直流電源からの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する電圧制御手段とを有することを特徴とするモータ駆動システム。

[2] 前記電圧制御手段は、前記出力電圧を、前記モータの起電力に後段の回路における電圧降下分を加算した電圧に制御することを特徴とする請求項 1に記載のモータ馬区動システム。

[3] 前記電圧制御手段は、

前記直流電源に接続され、前記モータの起電力に応じてスイッチング動作を行う複数のスィッチにより構成される非対称制御の PWMブリッジを有することを特徴とする請求項 2に記載のモータ駆動システム。

[4] 前記非対称制御の PWMブリッジは、前記モータの起電力に応じて、前記複数のスイッチのうちオンとなるスィッチが選択され、且つ、オンの期間が制御されることを特徴とする請求項 3に記載のモータ駆動システム。

[5] 前記電圧制御手段は、

前記非対称制御の PWMブリッジの出力側に並列に接続され、前記非対称制御の

PWMブリッジ内のスィッチのオフ期間にのみオンとなるスィッチと、

前記電圧制御手段の出力端に設けられるリアタトルとを有することを特徴とする請求項 4に記載のモータ駆動システム。

[6] 前記直流電源は、前記モータからの回生電力を充電する機能を有することを特徴とする請求項 1乃至 5のいずれかに記載のモータ駆動システム。

[7] 前記直流電源に並列に接続された容量素子を有することを特徴とする請求項 1乃至 6の!、ずれかに記載のモータ駆動システム。

[8] 前記モータは、

回転軸を有する円筒構造体の外周に、半径方向の形状と磁ィ匕の強さを均一にして、外周に生じる円周方向の磁束密度分布が矩形波状になるようにした複数の NS対を構成する磁石を、外周側及び内周側に N極と S極とが交互に表れるように取付けた回転子と、

前記回転子の外周側に空隙を介して囲むように配置される環状鉄心の内周側に、前記回転子の NS対あたり相数分の固定子卷線を各相毎に直列あるいは並列接続して相数分の入端子を設けた固定子とを有する多相定電流モータであることを特徴とする請求項 1乃至 7のいずれかに記載のモータ駆動システム。

[9] 前記インバータは、

各相に対応して設けられ、対応する相の前記固定子卷線を接続した単相ブリッジユニットを相数分直列接続して構成される多相定電流インバータであることを特徴とする請求項 8に記載のモータ駆動システム。

[10] 前記インバータは、前記回転子の角度位置に応じて、前記単相ブリッジユニットに入力される直流電流を反転切換させることを特徴とする請求項 9に記載のモータ駆動システム。

[11] 前記インバータは、各相の前記固定子卷線に電気角 180° 幅の矩形波交流電流を電気角（180° Z相数)の位相差で順次ずらして供給することを特徴とする請求項 10に記載のモータ駆動システム。

[12] 前記インバータは、前記モータの駆動時と制動時とで前記直流電流の反転切換のタイミングを、前記回転子が電気角 180° に対応する角度の回転の時間だけずらすことを特徴とする請求項 10又は 11に記載のモータ駆動システム。

[13] 前記単相ブリッジユニットは、

入力端と前記モータ内の 1相分の固定子卷線の一端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第 1のスイッチング素子と、

前記モータ内の 1相分の固定子卷線の他端と出力端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第 2のスイッチング素子と、

前記入力端と前記モータ内の 1相分の固定子卷線の他端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第 3のスイッチング素子と、

前記モータ内の 1相分の固定子卷線の一端と出力端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第 4のスイッチング素子と、

駆動期間中において、前記第 1及び第 2のスイッチング素子と、前記第 3及び第 4のスイッチング素子との少なくとも一方がオンとなるように、前記第 1乃至第 4のスィッチング素子の駆動を制御するスイッチング制御手段とを有することを特徴とする請求項 9乃至 12のいずれかに記載のモータ駆動システム。

[14] 前記単相ブリッジユニットは、前記第 1乃至第 4のスイッチング素子のそれぞれに対して直列に接続され、前記電源装置からの直流電流の上流側をアノード、下流側を力ソードとするダイオードを有することを特徴とする請求項 13に記載のモータ駆動システム。

[15] 前記単相ブリッジユニットは、前記固定子卷線に並列に接続されるコンデンサを有することを特徴とする請求項 13又は 14に記載のモータ駆動システム。

[16] 前記固定子卷線と前記コンデンサとの共振周波数は、前記矩形波交流電流の周波数の 10倍乃至 20倍であることを特徴とする請求項 15に記載のモータ駆動システム。

[17] 前記単相ブリッジユニットは、前記コンデンサに直列に接続される抵抗又はコイルを有することを特徴とする請求項 15又は 16に記載のモータ駆動システム。

[18] 複数の前記インバータと、前記複数のインバータに対して設けられる複数の前記モ一タとを有し、

前記複数のインバータは、前記電源装置の端子間に直列に接続され、前記複数のモータのそれぞれは、対応する前記インバータに接続され、前記電圧制御手段は、前記直流電源からの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記複数のモータの起電力を加算したものに応じて出力電圧の極性及び大きさを制御することを特徴とする請求項 1乃至 17のいずれかに記載のモータ駆動システム。

[19] 複数の車輪を有する移動体に搭載されるものであって、

前記複数のモータのそれぞれは、前記複数の車輪の、ずれかに対して設けられたことを特徴とする請求項 18に記載のモータ駆動システム。