JP4993389B2 - 回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システム - Google Patents

Description

本発明は、回生型スイッチドリラクタンスモータを利用して電気自動車等の駆動を行う回生型スイッチドリラクタンス回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムに関する。

現在、実用あるいは提案されている直流電源を用いた代表的なモータ駆動システムには、（１）ＰＷＭインバータ及び３相同期電動機により構成されるもの、（２）定電流電源、定電流多相インバータ及び定電流多相モータにより構成されるもの、（３）ＰＷＭインバータ及び３相誘導電動機により構成されるもの、（４）スイッチドリラクタンスモータ（例えば特許文献１）により構成されるものが存在する。

（１）のモータ駆動システムは、古くから存在するものであるが、モータに強力なネオジウム磁石を採用することで、ここ数年で急速に発展した。（２）のモータ駆動システムは、本発明と同一の発明者によって発明されたもので、電磁石に代えてネオジウム磁石を使用する場合には、（１）のモータ駆動システムよりも、モータの小型化、軽量化、高効率化を実現することができる。更には、（２）のモータ駆動システムは、回生制動を停止時まで行うことを可能として、エネルギー回収効率を向上させることができる。

（３）のモータ駆動システムは、古くから存在するものであり、日本において世界に先行して実用化が進められた。（３）のモータ駆動システムは、モータ内の回転子の角度位置検出が不要であるため、構造を簡素化と制御性の良さが評価され、今日においては電車、エレベータ等に広く採用されている。しかし、（３）のモータ駆動システムにおいて、３相誘導電動機に供給される３相電力は、完全な正弦波とする必要がある。一方、ＰＷＭインバータが出力する擬似正弦波は、高調波成分が多く、これが反抗トルクの要因となる。このため、３相誘導電動機の効率は大幅に低下してしまう。また、回生制動は、理論上は可能であるが、別途、回生用のインバータを備える必要があり、構造が複雑になる。

（４）のモータ駆動システムは、古くから提案され、多くの研究者によって研究されてきた。しかしながら、上述した（３）のモータ駆動システムより有利である根拠はなく、特に、電気制動の具体的な手法が存在しないため、現時点では実用性に乏しい。
特開２００８−１２５１９５号公報

上述した（１）及び（２）のモータ駆動システムは、モータにネオジウム磁石を用いることが適切であるが、大量のネオジウム磁石を使用することは、供給面からの不安要素がある。このため、本発明の発明者は、スイッチドリラクタンスモータの採用を前提として、ネオジウム磁石を使用することなく、スイッチドリラクタンスモータの小型化、軽量化及び高効率化と、回生制動時のエネルギー回収効率の向上とを図ったモータ駆動システムの開発が必要であると考えた。特に、スイッチドリラクタンスモータの高効率化、及び、回生制動時のエネルギー回収効率の向上は、二酸化炭素の排出の低減のためには重要である。

そこで、本発明は、ネオジウム磁石を使用することなく、スイッチドリラクタンスモータの小型化、軽量化及び高効率化と、回生制動時のエネルギー回収効率の向上とを図った回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムを提供することを目的とする。

本発明に係る回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムは、直流電源と、該直流電源に接続される電圧制御手段とからなる電源装置と、入力端子及び出力端子が前記電源装置に接続され、第１及び第２の電流路を交互に導通させるフリップフロップ回路と、回転軸を有する円筒構造体の外周に、等間隔で２ｎ（ｎは整数）個の凸部を設けた鉄製の回転子と、前記回転子の外周に前記凸部と空隙を介して、４ｎ個の磁極を環状に等間隔に配置してなる鉄製の固定子と、前記磁極に１つ置きに巻回される第１のコイル、及び、前記第１のコイルが巻回されていない前記磁極に巻回される第２のコイルとからなり、前記第１のコイルが前記第１の電流路に接続され、前記第２のコイルが前記第２の電流路に接続される２相構成のモータとを有し、前記電圧制御手段が、前記直流電源からの電流を入力し、前記フリップフロップ回路への出力電流が負荷起電力の正負及び大小に関わらず、その方向が一定でその大きさが指令された値の直流電流となるように、出力電圧を制御し、前記フリップフロップ回路が、前記直流電流が前記入力端子から前記出力端子まで流れるようにしつつ、前記回転子の角度位置に応じて、前記第１及び第２の電流路を交互に導通させて、電気角１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記モータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路を交互に導通させるタイミングを、前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転の時間だけずらし、前記電圧制御手段はが前記モータの駆動時には、前記直流電源の正の端子からの電流を入力し、前記直流電流を前記フリップフロップ回路へ出力するとともに、該フリップフロップ回路からの前記直流電流を入力し、前記直流電源の負の端子へ出力して前記直流電源を放電させ、前記モータの制動時には、前記直流電源の負の端子からの電流を入力し、前記直流電流を前記フリップフロップ回路へ出力するとともに、前記モータから前記フリップフロップ回路を介して回生される前記直流電流を入力し、前記直流電源の正の端子へ出力して前記直流電源を充電させるようにした。

この構成によれば、電磁石を用いることで、ネオジウム磁石が不要なモータを実現することができる。また、モータの構造を従来のリラクタンスモータよりも簡素化でき、小型化及び軽量化を図ることができる。また、回転子の角度位置に応じて、第１及び第２の電流路を交互に導通させるという簡易な制御で、電気角１８０°幅の矩形波電流を第１及び第２のコイルに交互に流すことにより、正弦波電流等を供給する場合と比較して、回転子に効果的な回転力を発生させ、高いトルク効率を実現することができる。更には、モータの駆動時と制動時とで、第１及び第２の電流路を交互に導通させるタイミングを、回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転の時間だけずらすことで、電源装置は、フリップフロップ回路に対して直流電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生電力による充電をモータの停止時まで、換言すれば、モータの起電力が０になるまで行うことができ、エネルギー回収効率を向上させることが可能となる。

また、本発明に係る回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムは、直流電源と、該直流電源に接続される電圧制御手段とからなる電源装置と、入力端子及び出力端子が前記電源装置に接続され、第１及び第２の電流路を交互に導通させるｍ（ｍは整数）個のフリップフロップ回路と、回転軸を有する円筒構造体の外周に、等間隔で２ｎ（ｎは整数）個の凸部を設けた鉄製の回転子と、前記回転子の外周に前記凸部と空隙を介して、４ｎ個の磁極を環状に等間隔に配置してなる鉄製の固定子と、前記磁極に１つ置きに巻回される第１のコイル、及び、前記第１のコイルが巻回されていない前記磁極に巻回される第２のコイルとからなり、前記第１のコイルが前記ｍ個のフリップフロップ回路のうちの対応するフリップフロップ回路の前記第１の電流路に接続され、前記第２のコイルが前記ｍ個のフリップフロップ回路のうちの対応するフリップフロップ回路の前記第２の電流路に接続される２相構成のｍ個のモータとを有し、前記ｍ個のモータが、前記回転軸を共通とし、それぞれの前記回転子における前記凸部についての前記回転軸の回転方向の位置が同一であり、且つ、それぞれの前記固定子における基準位置についての前記回転軸の回転方向の間隔が９０°／ｍであり、前記電圧制御手段が、前記直流電源からの電流を入力し、前記フリップフロップ回路への出力電流が負荷起電力の正負及び大小に関わらず、その方向が一定でその大きさが指令された値の直流電流となるように、出力電圧を制御し、前記ｍ個のフリップフロップ回路が、前記直流電流が前記入力端子から前記出力端子まで流れるようにしつつ、対応する前記モータの前記回転子の角度位置に応じて、前記第１及び第２の電流路を交互に導通させて、電気角１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記モータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路を交互に導通させるタイミングを、前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転の時間だけずらし、前記電圧制御手段が、前記モータの駆動時には、前記直流電源の正の端子からの電流を入力し、前記直流電流を前記フリップフロップ回路へ出力するとともに、該フリップフロップ回路からの前記直流電流を入力し、前記直流電源の負の端子へ出力して前記直流電源を放電させ、前記モータの制動時には、前記直流電源の負の端子からの電流を入力し、前記直流電流を前記フリップフロップ回路へ出力するとともに、前記モータから前記フリップフロップ回路を介して回生される前記直流電流を入力し、前記直流電源の正の端子へ出力して前記直流電源を充電させるようにした。

この構成によれば、電磁石を用いることで、ネオジウム磁石が不要なモータを実現することができる。また、モータの構造を従来のリラクタンスモータよりも簡素化でき、小型化及び軽量化を図ることができる。また、回転子の角度位置に応じて、第１及び第２の電流路を交互に導通させるという簡易な制御で、電気角１８０°幅の矩形波電流を第１及び第２のコイルに交互に流すことにより、正弦波電流等を供給する場合と比較して、回転子に効果的な回転力を発生させ、高いトルク効率を実現することができる。更には、モータの駆動時と制動時とで、第１及び第２の電流路を交互に導通させるタイミングを、回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転の時間だけずらすことで、電源装置は、フリップフロップ回路に対して直流電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生電力による充電をモータの停止時まで、換言すれば、モータの起電力が０になるまで行うことができ、エネルギー回収効率を向上させることが可能となる。

また、ｍ個のフリップフロップ回路が、それぞれ第１の電流路に、対応するモータの第１のコイルを接続し、第２の電流路に、対応するモータの第２のコイルを接続した上で、第１及び第２の電流路を交互に導通させるようにし、更に、ｍ個のモータについて、回転軸を共通とし、それぞれの回転子における凸部についての回転軸の回転方向の位置を同一とし、且つ、それぞれの固定子における基準位置についての回転軸の回転方向の間隔を９０°／ｍとすることで、トルクゼロ点をなくし、トルクの脈動を低減させるとともに、第１及び第２のコイルの相対的なリアクタンスを低減して、導通させる電流路を切り替える際の過電圧を低減させることができる。

本発明の回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムは、ネオジウム磁石を使用することなく、スイッチドリラクタンスモータの小型化、軽量化及び高効率化と、回生制動時のエネルギー回収効率の向上とを図ることができる。

電気自動車の構成を示す図である。 回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムの構成を示す図である。 定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの軸垂直方向断面図である。 定電流フリップフロップ回路の構成を示す図である。 定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの駆動時のトルクの発生原理を説明するための状態遷移を示す図である。 図５の場合における励磁コイルの起電力の時間遷移、及び、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータのトルクの時間遷移を示す図である。 定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの回生制動時のトルクの発生原理を説明するための状態遷移を示す図である。 図７の場合における励磁コイルの起電力の時間遷移、及び、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータのトルクの時間遷移を示す図である。 直流定電流電源装置の構成を示す図である。 直流定電流電源装置内の半導体スイッチの動作とその動作時の出力電圧を示す図である。 自動車の駆動状態と直流定電流電源装置の動作を示す図である。 定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの他の構成の軸垂直方向断面図である。 モータユニットの構成を示す図である。 モータユニットを構成する各定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの配置を示す図である。 図１３のモータユニットを用いる場合における定電流フリップフロップ回路ユニット及びフリップフロップ制御回路の構成を示す図である。 直流定電流電源装置の他の構成を示す図である。

符号の説明

１ 直流定電流電源装置
２、２−１、２−２、２−３、２−４ 定電流フリップフロップ回路
３、３−１、３−１１、３−１２、３−１３、３−１４ 定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ
４ ディファレンシャルギヤ
５ 機械ブレーキ
１０ 回転子
１１ 回転子鉄心
１２−１、１２−２、１２−３、１２−４ 回転子凸極
１３ 回転軸
１４ 固定子
１５ ヨーク
１６−１、１６−２、１６−３、１６−４、１６−５、１６−６、１６−７、１６−８ 固定子磁極
１７−１、１７−２、１７−３、１７−４、１７−５、１７−６、１７−７、１７−８ 励磁コイル
１７ａ Ａ相コイル
１７ｂ Ｂ相コイル
２０−１、２０−２、２０−３、２０−４、１３１ 半導体スイッチ
２１ 転流コンデンサ
２２−１、２２−２、２２−３、２２−４ ダイオード
６０ フリップフロップ制御回路
１２９、１３９ 直流電源
１３０、１４０ リアクトル
１３５、１４５ 定電流電源制御装置
１４６ 充放電切換器
１４７ 定電流チョッパ

回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムは、電源装置がフリップフロップ回路に対して直流定電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生電力による充電をモータの停止時まで行うことができ、エネルギー効率を向上させるようにした。

図１は、本発明の実施形態に係る回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムを適用した電気自動車の構成を示す。図１において、電気自動車は、直流定電流電源装置１、定電流フリップフロップ回路２、回生型スイッチドリラクタンスモータとしての定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３、ディファレンシャルギヤ４、機械ブレーキ５を有する。本発明の実施形態に係る回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムは、これらのうち、直流定電流電源装置１、定電流フリップフロップ回路２、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３を中心にして構成される。なお、図１では、多相定電流モータ１は１つのみ設置されているが、各タイヤに配置して、ディファレンシャルギヤ４を省略した構成であってもよい。機械ブレーキ５は、本発明の実施形態に係る回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムでは、後述するように通常の運転では不要であるが、停止後のタイヤのロック、緊急時のブレーキのとしての役割を有している。

直流定電流電源装置１は、負荷である定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３側の起動力の正負、大小に関係なく、一定方向に一定の大きさの直流定電流を出力するように動作する。なお、直流定電流の大きさは一定値であるが、この一定値は任意に設定可能である。また、直流定電流電源装置１は、負荷である定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３の制動時、すなわち、負荷起電力が負の場合には、負荷側からの回生電力を回収するように動作する。

定電流フリップフロップ回路２は、前段の直流定電流電源装置１からの直流定電流を入力として、後述する定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３の２本のコイルに、交互に矩形波電流を流す機能を有する。すなわち、定電流フリップフロップ回路２は、２相の矩形電流を流すことができる。

定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３は、前段の定電流フリップフロップ回路２からの２相の矩形波電流を受けると、隣接する２つの固定子磁極が回転子の回転に同期して交互に磁化される。そして、これら隣接する２つの固定子磁極によって吸引力が生じ、回転子に回転力が生じる。

従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、３相ＰＷＭインバータが、直流定電圧電源を入力とし、擬似正弦波あるいは電気角１２０°幅の矩形波電流等を生成してスイッチドリラクタンスモータに供給している。このような従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、直流定電圧電源、励磁コイルの大きなリアクタンス及び励磁極数と、供給電力との関係等、種々の関係によって励磁時極にトルクが生じることが必要なタイミングで、設計上の最高電流を励磁コイルに供給することができない。また、従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、励磁コイルを流れる電流を０にすべきタイミングで０にすることができずに、無用の反抗トルクが生じてしまう。更には、従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、回生起電力が生じた場合に、回生電力を取り出す方法が見出されておらず、回生制動を行うことができなかった。

これに対し、本発明の実施形態に係る回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムは、半導体スイッチにより構成した定電流フリップフロップ回路３が、直流定電流電源装置１の出力電流を、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３内の回転子の回転に同期して２相に構成した励磁コイルに交互に振り分けて、回転子にトルクを発生させる。このような構成により、トルクが発生するタイミングでは、設計上の最高値の電流が事実上瞬時に励磁コイルに供給され、トルク発生の役目を終了したタイミングでは、励磁コイルを流れる電流を瞬時に０にして無用な反抗トルクが発生しない。また、直流定電流電源装置１の出力電流の方向を変えることなく、励磁コイルへの振り分けのタイミングを位相差１８０°だけシフトして負荷起電力を負にすることで、自然な形で電力回生が行われる。その結果、回生制動が停止時まで可能であり、エネルギーの回収効率が高く、通常の運転時には機械ブレーキ５の動作を必要としない。

図２は、本発明の実施形態に係る回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムの基本構成のブロック図である。図２に示す回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムは、直流定電流電源装置１、定電流フリップフロップ回路２、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３を有する。以下、本発明の実施形態に係る回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムの構成について詳細に説明する。

図３は、図２における定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３の軸垂直方向断面図である。この定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３は、２相４極構成である。回転子１０は、回転子鉄心１１と、２個の凸状の極（回転子凸極）１２−１及び１２−２とにより構成される。回転子鉄心１１は、鉄製の円筒構造体であり、中心の回転軸１３を軸として回転可能に保持されている。２個の回転子凸極１２−１及び１２−２は、回転子鉄心１１の外周に、１８０°の間隔を空けて配置されている。

上述した回転子１０の外周には、環状の固定子１４が配置される。この固定子１４は、ヨーク１５及び４個の固定子磁極１６−１、１６−２、１６−３及び１６−４により構成される。ヨーク１５は環状であり、４個の固定子磁極１６−１、１６−２、１６−３及び１６−４、このヨーク１５の内周側に、回転子凸極１２−１及び１２−２と空隙を介して、等間隔（ここでは９０°の間隔）で配置されている。

励磁コイル１７−１は、固定子磁極１６−１に巻回されている。同様に、励磁コイル１７−２は固定子磁極１６−２に、励磁コイル１７−３は固定子磁極１６−３に、励磁コイル１７−４は固定子磁極１６−４に、それぞれ巻回されている。これらのうち、励磁コイル１７−１と励磁コイル１７−３は、磁束が固定子磁極１６−１から１６−３に向かう方向となるように巻回されて直列に接続されている。以下、直列に接続された励磁コイル１７−１及び１７−３をＡ相コイル１７ａと称する。同様に、励磁コイル１７−２と励磁コイル１７−４は、磁束が固定子磁極１６−２から１６−４に向かう方向となるように巻回されて直列に接続されている。以下、直列に接続された励磁コイル１７−２及び１７−４をＢ相コイル１７ｂと称する。なお、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３は、図３の紙面垂直方向に適当な厚みで構成される。

図４は、図２における定電流フリップフロップ回路２の構成を示す図である。定電流フリップフロップ回路２は、入力端子１９−１及び出力端子１９−２が直流定電流電源装置１に接続されている。入力端子１９−１と出力端子１９−２との間には、電流路２４−１及び２４−２が構成されている。電流路２４−１には、入力端子１９−１側から順に、ＩＧＢＴ、サイリスタ、電力用トランジスタ等の半導体スイッチ２０−１と、入力端子側をアノード、出力端子１９−２側をカソードとするダイオード２２−１と、入力端子側をアノード、出力端子１９−２側をカソードとするダイオード２２−３と、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３内のＡ相コイル１７ａとが接続されている。

同様に、電流路２４−２には、入力端子１９−１側から順に、ＩＧＢＴ、サイリスタ、電力用トランジスタ等の半導体スイッチ２０−２と、入力端子１９−１側をアノード、出力端子１９−２側をカソードとするダイオード２２−２と、入力端子１９−１側をアノード、出力端子１９−２側をカソードとするダイオード２２−４と、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３内のＢ相コイル１７ｂとが接続されている。また、ダイオード２２−１のカソードとダイオード２２−３のアノードとの間と、ダイオード２２−２のカソードとダイオード２２−４のアノードとの間は、転流コンデンサ２１によって接続されている。

半導体スイッチ２０−１及び２０−２は、一方がオンの場合には他方がオフになる所謂フリップフロップ動作を行う。半導体スイッチ２０−１がオン、半導体スイッチ２０−２がオフの場合には、直流定電流電源装置１からの直流定電流は、電流路２４−１を流れてＡ相コイル１７ａに振り分けられる。一方、半導体スイッチ２０−２がオン、半導体スイッチ２０−１がオフの場合には、直流定電流電源装置１からの出力電流は、電流路２４−２を流れてＢ相コイル１７ｂに振り分けられる。すなわち、半導体スイッチ２０−１及び２０−２が交互にオン、オフとなることにより、Ａ相コイル１７ａ及びＢ相コイル１７ｂには、直流定電流電源装置１からの直流定電流値Ｉをピーク値とする矩形波電流が流れることになる。

転流コンデンサ２１は、半導体スイッチ２０−１及び２０−２を切り替えて、Ａ相コイル１７ａに電流が流れている状態からＢ相コイル１７ｂに電流が流れている状態に切り替わる際、あるいは、Ｂ相コイル１７ｂに電流が流れている状態からＡ相コイル１７ａに電流が流れている状態に切り替わる際に、過電圧が発生することを防止するためである。ダイオード２２−１、２２−２、２２−３及び２２−４は、転流コンデンサ２１の充電動作を補助するためのものである。

励磁コイル１７−１等の磁気エネルギー１／２ＬＩ²（Ｌ：励磁コイル１７−１等のリアクタンス、Ｉ：励磁コイル１７−１等の電流）は、一旦、転流コンデンサ２１の静電エネルギー１／２ＣＶ²（Ｃ：転流コンデンサ２１の静電容量、Ｖ：転流コンデンサ２１の充電電圧）として蓄えられる。ここで、転流コンデンサ２１の静電容量を小さくすると、過電圧は大きくなる一方で転流時間は短くなる。一方、転流コンデンサ２１の静電容量を大きくすると、過電圧は小さくなる一方で転流時間は長くなる。このような関係から、転流コンデンサ２１の静電容量は、過電圧と転流時間とが適切な値となるように定められる。

フリップフロップ制御回路６０は、上述した半導体スイッチ２０−１及び２０−２のオン、オフ切り替えを制御するものである。このフリップフロップ制御回路６０は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３内の回転子１１の角度位置を示す角度位置情報を入力し、その角度位置に基づいて、半導体スイッチ２０−１及び２０−２に対し、これら半導体スイッチ２０−１及び２０−２をオン、オフさせるための動作信号を出力する。また、フリップフロップ制御回路６０は、制動指令を入力すると、動作信号の出力タイミングを、駆動時の出力タイミングから回転子１１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらす。

上述したように、Ａ相コイル１７ａとＢ相コイル１７ｂとに交互に矩形波電流が流れることによって、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３にはトルクが発生する。図５は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３の駆動時のトルクの発生原理を説明するための状態遷移を示す図である。図５では、図３に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３のうち、回転子１１内の回転子凸極１２−１、固定子１４内の固定子磁極１６−１及び１６−２、Ａ相コイル１７ａを構成する励磁コイル１７−１、Ｂ相コイル１７ｂを構成する励磁コイル１７−２を直線状に置き換えて示している。

図５（ａ）は、半導体スイッチ２０−１がオン、半導体スイッチ２０−２がオフであって、Ａ相コイル１７ａを構成する励磁コイル１７−１に矩形波電流が流れて（斜線部）、当該励磁コイル１７−１が励磁されることにより、固定子磁極１６−１が磁化され、回転子凸極１２−１が固定子磁極１６−１に吸引されて当該固定子磁極１６−１の方向に移動して、回転子凸極１２−１と固定子磁極１６−１とが正対した状態を示している。

図５（ａ）の状態となったタイミングで、フリップフロップ制御回路６０は、半導体スイッチ２０−１をオフ、半導体スイッチ２０−２をオンに切り替える。これにより、Ａ相コイル１７ａを構成する励磁コイル１７−１に矩形波電流が流れていた状態から、図５（ｂ）に示すように、Ｂ相コイル１７ｂを構成する励磁コイル１７−２に矩形波電流が流れる状態（斜線部）に遷移する（回転子凸極１２−１の右先端部がＰ１の位置）。

これにより、励磁コイル１７−２が励磁されて、固定子磁極１６−２が磁化され、回転子凸極１２−１が固定子磁極１６−２に吸引され、回転子凸極１２−１に回転力が生じて固定子磁極１６−２の方向に移動する。図５（ｃ）に示す状態（回転子凸極１２−１の右先端部がＰ２の位置）及び図５（ｄ）に示す状態（回転子凸極１２−１の右先端部がＰ３の位置）では、回転子凸極１２−１に回転力が生じている途上にある。

そして、図５（ｅ）に示すように、回転子凸極１２−１と固定子磁極１６−２とが正対した状態になると、すなわち、回転子凸極１２−１が図５（ｂ）に示す状態から電気角１８０°に対応する角度（機械角９０°）だけ回転すると（回転子凸極１２−１の右先端部がＰ４の位置）、フリップフロップ制御回路６０は、半導体スイッチ２０−１をオン、半導体スイッチ２０−２をオフに切り替える。その後は、図５（ｂ）乃至図５（ｅ）において、固定子磁極１６−１を固定子磁極１６−２に置き換え、励磁コイル１７−１を励磁コイル１７−２に置き換えた場合の図５（ｂ）乃至図５（ｅ）の状態遷移となり、回転子凸極１６−１には継続して回転力が生じる。

図６は、図５（ｂ）の状態から図５（ｅ）の状態までの間に励磁されるＢ相コイル１７ｂを構成する励磁コイル１７−２の起電力の時間遷移（図６（ａ））、及び、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３のトルクの時間遷移（図６（ｂ））を示す図である。図６における横軸上のｔＰ１、ｔＰ２、ｔＰ３、ｔＰ４は、図５（ｂ）乃至図５（ｅ）における回転子凸極１２−１の右先端部が位置Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４に到達する時刻を示す。

図５（ｂ）の状態から図５（ｃ）の状態までの期間（時刻ｔＰ１〜時刻ｔＰ２までの期間）では、励磁コイル１７−２には直流定電流Ｉが流れているが、回転子凸極１２−１が励磁コイル１７−２を巻回した固定子磁極１６−２に対向していないため、励磁コイル１７−２は空心コイルと同じ状態であり、固定子磁極１６−２には、事実上磁束は発生しない。また、励磁コイル１７−２には、直流抵抗Ｒと直流定電流Ｉの積ＲＩに等しい電圧降下（抵抗ドロップ）が生じる。

一方、図５（ｃ）の状態から図５（ｅ）の状態までの期間（時刻ｔＰ２〜時刻ｔＰ４までの期間）では、回転子凸極１２−１と励磁コイル１７−２を巻回した固定子磁極１６−２とが重なっており、固定子磁極１６−２には、重なり部分の面積に略比例した磁束が生じる。この固定子磁極１６−２に生じる磁束は、回転子凸極１２−１の右先端部がＰ１の位置にある時刻ｔＰ１で最も小さくなり、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４の位置に遷移する過程で徐々に増加する。固定子磁極１６−２に巻回された励磁コイル１７−２を有するＢ相コイル１７ｂには、ファラデーの法則により、起電力Ｅ１＝Ｎ・ｄΦ／ｄｔが生じる。ここで、Ｎは励磁コイル１７−２の巻回数、Φは固定子磁極１６−２に生じる磁束数、ｔは時間である。

図５における回転子凸極１２−１の横方向の速度を一定とすると、回転子凸極１２−１と固定子磁極１６−２との重なり部分の面積は、時間に比例して増大するため、Ｂ相コイル１７ｂに生じる起電力Ｅ１は一定となる。そして、この起電力Ｅ１の極性は、直流定電流Ｉの方向とは逆方向となる。

Ｂ相コイル１７ｂを構成する励磁コイル１７−２にこの起電力Ｅ１が生じている間、半導体スイッチ２０−２がオンになって、直流定電流Ｉが励磁コイル１７−２に流れるようにすることで、直流定電流電源装置１には、図６（ａ）に示す負荷起電力Ｅ１が加わる。直流定電流電源装置１が、図６（ａ）に示す負荷起電力Ｅ１に直流定電流Ｉを乗じた電力を、負荷である定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３内の励磁コイル１７−２に供給することにより、抵抗ドロップＲＩを除いたＩ×Ｅ１の電気エネルギーが定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３の回転エネルギーとなる。

また、図５（ｃ）の状態から図５（ｅ）の状態までの期間では、図６（ｂ）に示すように、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３にトルクが生じる。このトルクτ１は、負荷起電力Ｅ１に比例した一定値となる。

一方、Ａ相コイル１７ａを構成する励磁コイル１７−１の起電力波形、及び、励磁コイル１７−１への電力供給により生じるトルク波形は、図６（ａ）の起電力波形及び図６（ｂ）のトルク波形を、回転子１１が電気角１８０°に対応する角度（機械角９０°）を回転する時間だけずらしたものとなる。

なお、以上の説明は、回転子凸極１２−１と、励磁コイル１７−１を巻回した固定子磁極１６−１、及び、励磁コイル１７−２を巻回した固定子磁極１６−２とについて説明したが、対向側である、回転子凸極１２−２と、励磁コイル１７−３を巻回した固定子磁極１６−３、及び、励磁コイル１７−４を巻回した固定子磁極１６−４とについても同様である。

図７は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３の回生制動時のトルクの発生原理を説明するための状態遷移を示す図である。図７の状態遷移は、図５の状態遷移と比較すると、励磁コイル１７−１及び１７−２に直流定電流が流れるタイミングが、回転子１１が電気角１８０°に対応する角度（機械角９０°）を回転する時間だけずれたものとなる。

図７（ａ）は、半導体スイッチ２０−１がオフ、半導体スイッチ２０−２がオンであって、Ｂ相コイル１７ｂを構成する励磁コイル１７−２に矩形波電流が流れて（斜線部）、当該励磁コイル１７−２が励磁されることにより、固定子磁極１６−２が磁化される一方、回転中（図７では右に移動中）の回転子凸極１２−１と固定子磁極１６−１とが正対した状態を示している。

図７（ａ）の状態となったタイミングで、フリップフロップ制御回路６０は、半導体スイッチ２０−１をオン、半導体スイッチ２０−２をオフに切り替える。これにより、Ｂ相コイル１７ｂを構成する励磁コイル１７−２に矩形波電流が流れていた状態から、図７（ｂ）に示すように、Ａ相コイル１７ａを構成する励磁コイル１７−１に矩形波電流が流れる状態（斜線部）に遷移する（回転子凸極１２−１の右先端部がＰ１の位置）。

これにより、励磁コイル１７−１が励磁されて、固定子磁極１６−１が磁化され、回転子凸極１２−１には固定子磁極１６−２に吸引される力が加わる。この力が回転方向とは逆の力である制動力となる。図７（ｃ）に示す状態（回転子凸極１２−１の右先端部がＰ２の位置）及び図７（ｄ）に示す状態（回転子凸極１２−１の右先端部がＰ３の位置）では、回転子凸極１２−１に制動力が生じている途上にある。

そして、図７（ｅ）に示すように、回転子凸極１２−１と固定子磁極１６−２とが正対した状態になると、すなわち、回転子凸極１２−１が図７（ｂ）に示す状態から電気角１８０°に対応する角度（機械角９０°）だけ回転すると（回転子凸極１２−１の右先端部がＰ４の位置）、フリップフロップ制御回路６０は、半導体スイッチ２０−１をオフ、半導体スイッチ２０−２をオンに切り替える。その後は、図７（ｂ）乃至図７（ｅ）において、固定子磁極１６−１を固定子磁極１６−２に置き換え、励磁コイル１７−１を励磁コイル１７−２に置き換えた場合の図７（ｂ）乃至図７（ｅ）の状態遷移となり、回転子凸極１６−１には継続して制動力が生じる。

図８は、図７（ｂ）の状態から図７（ｅ）の状態までの間に励磁されるＡ相コイル１７ａを構成する励磁コイル１７−１の起電力の時間遷移（図７（ａ））、及び、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３のトルクの時間遷移（図７（ｂ））を示す図である。図８における横軸上のｔＰ１、ｔＰ２、ｔＰ３、ｔＰ４は、図７（ｂ）乃至図７（ｅ）における回転子凸極１２−１の右先端部が位置Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４に到達する時刻を示す。

Ａ相コイル１７ａを構成する励磁コイル１７−１を巻回した固定子磁極１６−１には、回転子凸極１２−１と当該固定子磁極１６−１との重なり部分の面積に略比例した磁束が生じる。従って、固定子磁極１６−１に生じる磁束は、回転子凸極１２−１の右先端部がＰ１の位置にある時刻ｔＰ１で最も大きくなり、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４の位置に遷移する過程で徐々に減少する。固定子磁極１６−１に巻回された励磁コイル１７−１を有するＡ相コイル１７ａには、ファラデーの法則により、起電力Ｅ２＝Ｎ・ｄΦ／ｄｔが生じる。

回転子凸極１２−１の横方向の速度を一定とすると、回転子凸極１２−１と固定子磁極１６−１との重なり部分の面積は、時間に比例して減少するため、Ａ相コイル１７ａに生じる起電力Ｅ２は一定となる。そして、この起電力Ｅ２の極性は、直流定電流Ｉの方向と同一方向となる。

Ａ相コイル１７ｂを構成する励磁コイル１７−１にこの起電力Ｅ２が生じている間、半導体スイッチ２０−１がオンになって、直流定電流Ｉが励磁コイル１７−１に流れるようにすることで、直流定電流電源装置１には、負荷起電力Ｅ２の絶対値から抵抗ドロップＲＩを除いたものに直流定電流Ｉを乗じた電気エネルギーが回生される。

また、図７（ｃ）の状態から図７（ｅ）の状態までの期間では、図８（ｂ）に示すように、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３に制動トルクが生じる。このトルクτ２は、負荷起電力Ｅ２に比例した一定値となる。

一方、Ｂ相コイル１７ｂを構成する励磁コイル１７−２の起電力、及び、励磁コイル１７−２への電力供給により生じる制動トルクは、図８（ａ）の起電力及び図８（ｂ）の制動トルクを、回転子１１が電気角１８０°に対応する角度（機械角９０°）を回転する時間だけずらしたものとなる。

なお、以上の説明は、回転子凸極１２−１と、励磁コイル１７−１を巻回した固定子磁極１６−１、及び、励磁コイル１７−２を巻回した固定子磁極１６−２とについて説明したが、対向側である、回転子凸極１２−２と、励磁コイル１７−３を巻回した固定子磁極１６−３、及び、励磁コイル１７−４を巻回した固定子磁極１６−４とについても同様である。

図９は、直流定電流電源装置１の構成を示す図である。直流定電流電源装置１は、単に出力電流が一定に制御された電源装置とは異なり、負荷側の起電力の正負、大小に関係なく一定方向の一定電流（直流定電流）を出力するように制御され、且つ、負荷側である定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３から回生される電力を受け入れる機能を有することに特徴がある。

直流定電流電源装置１は、非対称制御のＰＷＭ（パルス幅制御）ブリッジ（非対称ＰＷＭブリッジ）を中心に構成されている。この非対称ＰＷＭブリッジにおける半導体スイッチ１３１は、ＩＧＢＴ、サイリスタ、パワートランジスタ等が任意に選択可能である。また、非対称ＰＷＭブリッジにおける所謂交流端子にあたる部分には、直流電源１２９が接続され、非対称ＰＷＭブリッジの所謂直流端子Ｘには、定電流フリップフロップ回路２の入力端子１９−１が接続され、直流端子Ｙには、出力端子１９−２（図４参照）が接続される。

直流定電流電源装置１において、非対称ＰＷＭブリッジを構成する半導体スイッチ１３１（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）は、所定の搬送周波数信号に応じてオンオフ動作し、オン期間が制御可能である。２つの半導体スイッチ１３１（Ｓ１、Ｓ４）の対と、２つの半導体スイッチ１３１（Ｓ２、Ｓ３）の対は、通常のブリッジにおけるように対称的に動作するのではなく、負荷起電力の正あるいは負に対応してそれぞれが一体で非対称に動作するようにしてある。具体的には、半導体スイッチ１３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が動作すると直流端子Ｘ、Ｙの両端に正の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スイッチ１３１（Ｓ１、Ｓ４）のオン期間の長さで制御される。また、半導体スイッチ１３１（Ｓ２、Ｓ３）の対が動作すると、直流端子Ｘ、Ｙの両端に負の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スイッチ１３１（Ｓ２、Ｓ３）のオン期間の長さで制御される。

半導体スイッチ１３１（Ｓ５）は、非対称ＰＷＭブリッジの出力側に並列に接続され、リアクトル１３０、後段の定電流フリップフロップ回路２を通じた循環回路を構成する、この半導体スイッチ１３１（Ｓ５）は、半導体スイッチ１３１（Ｓ１、Ｓ４）の対のオフ期間、及び、半導体スイッチ１３１（Ｓ２、Ｓ３）の対のオフ期間にオンとなるように動作する。これにより、半導体スイッチ１３１（Ｓ１、Ｓ４）の対のオフ期間、及び、半導体スイッチ１３１（Ｓ２、Ｓ３）の対のオフ期間においても、定電流フリップフロップ回路２に対して直流定電流を断続させることなく供給する。

直流定電流制御装置１内に構成される定電流電源制御装置１３５は、上述した半導体スイッチ１３１（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５）を制御するためのものである。この定電流電源制御装置３５は、出力電流、負荷起電力等の制御情報を受けて、直流定電流電源装置１の出力電流が、定電流フリップフロップ回路２への出力電流が負荷起電力の正負及び大小に関わらず、その方向が一定でその大きさが電流設定指令によって指令された一定の電流（直流定電流）になるように、半導体スイッチ１３１（Ｓ１乃至Ｓ５）を駆動させるための動作信号を出力する。

図１０は、負荷起電力が正で大小、負で大小の４条件における半導体スイッチ１３１（Ｓ１乃至Ｓ５）の動作とその動作時の出力電圧を示す図である。負荷起電力が正で大の場合には、半導体スイッチ１３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、直流端子Ｘ、Ｙの両端に正の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が正で小の場合には、半導体スイッチ１３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、直流端子Ｘ、Ｙの両端に正の小さな平均値の電圧が出力される。一方、負荷起電力が負で絶対値が大の場合には、半導体スイッチ１３１（Ｓ２、Ｓ３）の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、直流端子Ｘ、Ｙの両端に負の絶対値の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が負で小の場合には、半導体スイッチ１３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、直流端子Ｘ、Ｙの両端に負の絶対値の小さな平均値の電圧が出力される。

図１１は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３の起動加速、定速回転、回生制動及び停止の一連の動作に対応する直流定電流電源装置１の動作について示したものである。図１１（ａ）に示すように、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３の動作が行われる場合、図１１（ｂ）に示すように、直流定電流電源装置１は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３の駆動時と制動時には、定速回転時よりも大きな定電流を定電流フリップフロップ回路２に供給する必要がある。

直流定電流電源装置１の直流端子Ｘから見た負荷起電力は、駆動状態では正、制動状態では負であり、その大きさは定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３の回転子の回転速度にほぼ比例する。直流定電流電源装置１は、図１１（ｃ）の点線に示すように、正負の負荷起電力に負荷回路の抵抗分による電圧降下（抵抗ドロップ）分を加算した電圧を出力することで、定電流フリップフロップ回路２に直流定電流を供給することができる。これにより、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３の制動時には、停止まで回生制動が可能となり、機械ブレーキを使用する必要がない。

負荷側の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３が制動状態では負荷起電力は負である。この場合、直流定電流電源装置１は半導体スイッチ１３１（Ｓ２、Ｓ３）の対が動作して出力電圧は負になり、負荷側から回生電流が直流電源１２９の正端子から流れ込む。この現象はあたかもバッテリーの充電と同様の態様となっている。直流電源１２９は充電機能を有しており、回生電力を充電する。一方、直流電源１２９が燃料電池等であり充電機能を有しない場合には、エネルギー回収のために、直流電源１２９に並列にウルトラキャパシタを接続しておく必要がある。更には、直流電源１２９がリチウムイオン電池のように充電機能を有していても、回生電力が数十秒単位の急峻な変動となる際には適切に充電を行うことができない場合にも、直流電源１２９に並列にウルトラキャパシタを接続することが望ましい。

このように、定電流方式の回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムでは、定電流フリップフロップ回路２が、半導体スイッチ２０−１及び２０−２の一方がオンの場合には他方がオフになる所謂フリップフロップ動作を行うことによって、定電流直流電源装置１からの直流定電流を、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３内のＡ相コイル１７ａ及びＢ相コイル１７ｂに交互に振り分けることによって、これらに矩形波電流を流す。そして、固定子磁極１６−１乃至１６−４による吸引力によって回転子１１に生じるトルクが理論上最大となるようにするとともに、制動時には、半導体スイッチ２０−１及び２０−２の切り替えタイミングを、駆動時の出力タイミングから回転子１１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらすことにより、電力回生を効率よく行うことができる。

なお、上述した実施形態では、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３は、回転子１１に２個の回転子凸極１２−１及び１２−２が設けられ、固定子１４に４個の固定子磁極１６−１、１６−２、１６−３及び１６−４が設けられた２相４極の構成であったが、回転子にｎ個（ｎは整数）の回転子凸極が設けられ、固定子に２ｎ個の固定子磁極とが設けられた２相２ｎ極の構成であってもよい。

図１２は、２相８極の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの軸垂直方向断面図である。図１２に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１において、回転子１０は、回転子鉄心１１と、４個の回転子凸極１２−１、１２−２、１２−３及び１２−４とにより構成される。４個の回転子凸極１２−１乃至１２−４は、回転子鉄心１１の外周に、等間隔（ここでは９０°の間隔）で配置されている。

上述した回転子１０の外周に配置された環状の固定子１４は、ヨーク１５及び８個の固定子磁極１６−１、１６−２、１６−３、１６−４、１６−５、１６−６、１６−７及び１６−８により構成される。８個の固定子磁極１６−１乃至１６−８は、ヨーク１５の内周側に、回転子凸極１２−１乃至１２−４と空隙を介して、等間隔（ここでは４５°の間隔）で配置されている。

励磁コイル１７−１乃至１７−８は、励磁コイル１７−１が固定子磁極１６−１に、励磁コイル１７−２が固定子磁極１６−２に、励磁コイル１７−３が固定子磁極１６−３に、励磁コイル１７−４が固定子磁極１６−４に、励磁コイル１７−５が固定子磁極１６−５に、励磁コイル１７−６が固定子磁極１６−６に、励磁コイル１７−７が固定子磁極１６−７に、励磁コイル１７−８が固定子磁極１６−８に、それぞれ巻回されている。これらのうち、励磁コイル１７−１及び１７−３、１７−５及び１７−７は、磁束が固定子磁極１６−１から１６−３に向かう方向となり、且つ、磁束が固定子磁極１６−５から１６−７に向かう方向となるように、巻回されて直列に接続されており、Ａ相コイル１７ａを構成する。同様に、励磁コイル１７−２、１７−４、１７−６及び１７−８は、磁束が固定子磁極１６−２から１６−４に向かう方向となり、且つ、磁束が固定子磁極１６−６から１６−８に向かう方向となるように、巻回されて直列に接続されており、Ｂ相コイル１７ｂを構成する。

この２相８極の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１を用いる場合には、ヨーク１５の部分の磁路断面積を小さくして小型軽量化を図るとともに、トルクの脈動周期を高域に移行することができる。

また、複数の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータを接続したモータユニットを用いるようにしてもよい。図１３は、モータユニットの外観斜視図、図１４は、モータユニットを構成する各定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの配置を説明する図である。

図１３に示すように、モータユニットは、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１、３−１２、３−１３及び３−１４により構成される。これら定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１、３−１２、３−１３及び３−１４は、それぞれ図３に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３と同様の構成である。

定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１、３−１２、３−１３及び３−１４は、回転軸１３が共通であり、それぞれの回転子１１における回転子凸極１２−１及び１２−２についての回転軸１３の回転方向の位置が同一となっている。また、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１、３−１２、３−１３及び３−１４は、それぞれの固定子１４において定められた基準位置についての回転軸１３の回転方向の間隔が２２．５°となるように接続されている。具体的には、図１４（ａ）に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１における固定子１４の基準位置Ａを、回転軸１３の回転方向（ここでは右回り）に２２．５°回転させた位置が図１４（ｂ）に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１２における固定子１４の基準位置Ａとなる。また、図１４（ｂ）に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１２における固定子１４の基準位置Ａを、回転軸１３の回転方向に２２．５°回転させた位置（図１４（ａ）に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１における固定子１４の基準位置Ａを、回転軸１３の回転方向４５°回転させた位置）が図１４（ｃ）に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１３における固定子１４の基準位置Ａとなり、図１４（ｃ）に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１３における固定子１４の基準位置Ａを、回転軸１３の回転方向に２２．５°回転させた位置（図１４（ａ）に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１における固定子１４の基準位置Ａを、回転軸１３の回転方向６７．５°回転させた位置）が図１４（ｄ）に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１４における固定子１４の基準位置Ａとなる。

図１５は、図１３及び図１４に示すモータユニットを用いる場合の定電流フリップフロップ回路ユニットの構成を示す図である。定電流フリップフロップ回路ユニットは、入力端子１９−１及び出力端子１９−２が直流定電流電源装置１に接続されており、入力端子１９−１と出力端子１９−２との間には、定電流フリップフロップ回路２−１、２−２、２−３及び２−４が直列に接続されている。定電流フリップフロップ回路２−１、２−２、２−３及び２−４は、それぞれ図４に示す定電流フリップフロップ回路２と同様の構成である。

定電流フリップフロップ回路２−１の電流路２４−１には、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１内のＡ相コイル１７ａが接続されており、電流路２４−２には、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１内のＢ相コイル１７ｂが接続されている。また、定電流フリップフロップ回路２−２の電流路２４−１には、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１２内のＡ相コイル１７ａが接続されており、電流路２４−２には、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１２内のＢ相コイル１７ｂが接続されている。同様に、定電流フリップフロップ回路２−３の電流路２４−１には、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１３内のＡ相コイル１７ａが接続されるとともに、電流路２４−２には、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１３内のＢ相コイル１７ｂが接続されており、定電流フリップフロップ回路２−４の電流路２４−１には、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１４内のＡ相コイル１７ａが接続されるとともに、電流路２４−２には、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１４内のＢ相コイル１７ｂが接続されている。

定電流フリップフロップ制御回路６１は、図４（ｂ）に示す定電流フリップフロップ回路６０と同様の制御を、定電流フリップフロップ回路２−１乃至２−４のそれぞれに行う。すなわち、定電流フリップフロップ制御回路６１は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１内の回転子１１の角度位置を示す角度位置情報を入力し、その角度位置に基づいて、定電流フリップフロップ回路２−１内の半導体スイッチ２０−１及び２０−２に対し、これら半導体スイッチ２０−１及び２０−２をオン、オフさせるための動作信号を出力する。また、定電流フリップフロップ制御回路６１は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１２内の回転子１１の角度位置を示す角度位置情報を入力し、その角度位置に基づいて、定電流フリップフロップ回路２−２内の半導体スイッチ２０−１及び２０−２に対し、これら半導体スイッチ２０−１及び２０−２をオン、オフさせるための動作信号を出力する。同様に、定電流フリップフロップ制御回路６１は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１３内の回転子１１の角度位置を示す角度位置情報を入力し、その角度位置に基づいて、定電流フリップフロップ回路２−３内の半導体スイッチ２０−１及び２０−２に対し、これら半導体スイッチ２０−１及び２０−２をオン、オフさせるための動作信号を出力する。更に同様に、定電流フリップフロップ制御回路６１は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１４内の回転子１１の角度位置を示す角度位置情報を入力し、その角度位置に基づいて、定電流フリップフロップ回路２−４内の半導体スイッチ２０−１及び２０−２に対し、これら半導体スイッチ２０−１及び２０−２をオン、オフさせるための動作信号を出力する。また、フリップフロップ制御回路６１は、制動指令を入力すると、動作信号の出力タイミングを、駆動時の出力タイミングから回転子１１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらす。

これにより、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１乃至３−１４のそれぞれのＡ相コイル１７ａとＢ相コイル１７ｂとに交互に矩形波電流が流れることによって、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３にはトルクが発生する。トルクの発生原理は、図５乃至図８において説明した原理と同様である。

モータユニット内の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３−１１乃至３−１４を、回転軸１３を共通とし、それぞれの回転子１１における回転子凸極１２−１及び１２−２についての回転軸１３の回転方向の位置を同一とすること、それぞれの固定子１４において定められた基準位置についての回転軸１３の回転方向の間隔が２２．５°となるように配置すること、更に、定電流フリップフロップ回路ユニット内の定電流フリップフロップ回路２−１、２−２、２−３及び２−４がそれぞれ上述した半導体スイッチ２０−１及び２０−２の切替動作を行うことにより、トルクゼロ点がなくなって、トルクの脈動を低減させるとともに、励磁コイルの相対的なリアクタンスを低減して、導通させる電流路を切り替える際の過電圧を低減させることができる。

また、直流定電流電源装置１の構成には、図９以外にも様々なものが考えられる。図１６は、直流定電流電源装置１の他の構成を示す図である。図１６に示す直流定電流電源装置１は、直流電源１３９、リアクトル１４０、充放電切換器１４６及び定電流チョッパ１４７を有する。これらのうち、充放電切換器１４６は、４つの半導体スイッチ４１（Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３、Ｓ１４）によって構成される。また、定電流チョッパ１４７は、２つの半導体スイッチ１４１（Ｓ１５及びＳ１６）によって構成される。半導体スイッチ１４１（Ｓ１１乃至Ｓ１４）は、図９における半導体スイッチ１３１（Ｓ１乃至Ｓ４）と同じ働きをし、半導体スイッチ１４１（Ｓ１６）は、図９における半導体スイッチ１３１（Ｓ５）と同じ働きをする。一方、直流定電流制御装置１内に構成される定電流電源制御装置１４５は、動作信号により、上述した半導体スイッチ１３１（Ｓ１乃至Ｓ６）を制御する。

充放電切換器１４６は、定電流電源制御装置１４５からの動作信号を受けて、２つの半導体スイッチ１４１（Ｓ１、Ｓ４）の対と、２つの半導体スイッチ１４１（Ｓ２、Ｓ３）の対のいずれかをオンとすることによって、直流電源３９の極性切換を行う。

定電流チョッパ１４７内の半導体スイッチ１４１（Ｓ１５）は、定電流電源制御装置１４５からの動作信号を受けて、高速でオン、オフ切換を行う。オンとなる期間の長さが制御されることにより、所定の直流定電流が出力される。

定電流チョッパ１４７内の半導体スイッチ１４１（Ｓ１６）は、定電流電源制御装置１４５からの動作信号を受けて、半導体スイッチ１４１（Ｓ１５）のオフ期間中にオンとなって、リアクトル１４０、後段の定電流フリップフロップ回路２を通じた循環回路を構成する。

以上のように、本発明に係る回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムは、エネルギー回収効率の向上を図ることができ、回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムとして有用である。

Claims (2)

1. 直流電源と、該直流電源に接続される電圧制御手段とからなる電源装置と、
   入力端子及び出力端子が前記電源装置に接続され、第１及び第２の電流路を交互に導通させるフリップフロップ回路と、
   回転軸を有する円筒構造体の外周に、等間隔で２ｎ（ｎは整数）個の凸部を設けた鉄製の回転子と、前記回転子の外周に前記凸部と空隙を介して、４ｎ個の磁極を環状に等間隔に配置してなる鉄製の固定子と、前記磁極に１つ置きに巻回される第１のコイル、及び、前記第１のコイルが巻回されていない前記磁極に巻回される第２のコイルとからなり、前記第１のコイルが前記第１の電流路に接続され、前記第２のコイルが前記第２の電流路に接続される２相構成のモータとを有し、
   前記電圧制御手段は、前記直流電源からの電流を入力し、前記フリップフロップ回路への出力電流が負荷起電力の正負及び大小に関わらず、その方向が一定でその大きさが指令された値の直流電流となるように、出力電圧を制御し、
   前記フリップフロップ回路は、前記直流電流が前記入力端子から前記出力端子まで流れるようにしつつ、前記回転子の角度位置に応じて、前記第１及び第２の電流路を交互に導通させて、電気角１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記モータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路を交互に導通させるタイミングを、前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転の時間だけずらし、
   前記電圧制御手段は、前記モータの駆動時には、前記直流電源の正の端子からの電流を入力し、前記直流電流を前記フリップフロップ回路へ出力するとともに、該フリップフロップ回路からの前記直流電流を入力し、前記直流電源の負の端子へ出力して前記直流電源を放電させ、前記モータの制動時には、前記直流電源の負の端子からの電流を入力し、前記直流電流を前記フリップフロップ回路へ出力するとともに、前記モータから前記フリップフロップ回路を介して回生される前記直流電流を入力し、前記直流電源の正の端子へ出力して前記直流電源を充電させるようにした回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システム。
2. 直流電源と、該直流電源に接続される電圧制御手段とからなる電源装置と、
   入力端子及び出力端子が前記電源装置に接続され、第１及び第２の電流路を交互に導通させるｍ（ｍは整数）個のフリップフロップ回路と、
   回転軸を有する円筒構造体の外周に、等間隔で２ｎ（ｎは整数）個の凸部を設けた鉄製の回転子と、前記回転子の外周に前記凸部と空隙を介して、４ｎ個の磁極を環状に等間隔に配置してなる鉄製の固定子と、前記磁極に１つ置きに巻回される第１のコイル、及び、前記第１のコイルが巻回されていない前記磁極に巻回される第２のコイルとからなり、前記第１のコイルが前記ｍ個のフリップフロップ回路のうちの対応するフリップフロップ回路の前記第１の電流路に接続され、前記第２のコイルが前記ｍ個のフリップフロップ回路のうちの対応するフリップフロップ回路の前記第２の電流路に接続される２相構成のｍ個のモータとを有し、
   前記ｍ個のモータは、前記回転軸を共通とし、それぞれの前記回転子における前記凸部についての前記回転軸の回転方向の位置が同一であり、且つ、それぞれの前記固定子における基準位置についての前記回転軸の回転方向の間隔が９０°／ｍであり、
   前記電圧制御手段は、前記直流電源からの電流を入力し、前記フリップフロップ回路への出力電流が負荷起電力の正負及び大小に関わらず、その方向が一定でその大きさが指令された値の直流電流となるように、出力電圧を制御し、
   前記ｍ個のフリップフロップ回路は、前記直流電流が前記入力端子から前記出力端子まで流れるようにしつつ、対応する前記モータの前記回転子の角度位置に応じて、前記第１及び第２の電流路を交互に導通させて、電気角１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記モータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路を交互に導通させるタイミングを、前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転の時間だけずらし、
   前記電圧制御手段は、前記モータの駆動時には、前記直流電源の正の端子からの電流を入力し、前記直流電流を前記フリップフロップ回路へ出力するとともに、該フリップフロップ回路からの前記直流電流を入力し、前記直流電源の負の端子へ出力して前記直流電源を放電させ、前記モータの制動時には、前記直流電源の負の端子からの電流を入力し、前記直流電流を前記フリップフロップ回路へ出力するとともに、前記モータから前記フリップフロップ回路を介して回生される前記直流電流を入力し、前記直流電源の正の端子へ出力して前記直流電源を充電させるようにした回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システム。

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