JPS63217999A - 誘導機駆動用インバ−タの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、誘導機（例えば、空気調和機における圧縮機
等の変動負荷を駆動する誘導電動機）に対する出力波形
を正弦波に近似させるようなスイッチング波形でドライ
ブされるインバータ回路（ＤＣ−ＡＣ変換回路）の制御
装置であって、誘導機に供給される駆動電流を検出し、
この電流値に基づいて位相補正値を算出し、この位相補
正値に基づいて基準となる正弦波に対して位相変調を施
すように構成した誘導機駆動用インバータの制御装置に
関する。

〈従来の技術〉 従来から空気調和機における圧縮機等の変動負荷を駆動
する誘導Ｔ４動機を制御するために、広範囲にわたる駆
動制御が可能であるという点に着目してインバータ回路
を使用している。

ところで、誘導電動機が軽負荷、低慣性の状態であれば
、特定の周波数帯域で、インバータ回路の周波数が負荷
である機械系の固有振動数に一致し共振によって異常振
動が発生し、運転に支障を来すという問題がある。

この問題を解決する方法として、従来から一般的に行わ
れていた方法は、誘導機に対する駆動電流を検出し、こ
の検出電流に基づいて周波数補正値を算出し、目標値で
ある設定周波数竪固波数補正値を加味してインバータ回
路を駆動するための周波数を決めるという方法である。

しかし、周波数変調によって補正していることから、最
大効率線上での運転ができないほか、予測制御的な補正
を行えず応答性が不十分であるといった問題や、駆動電
流の検出回路やゲイン調整回路等に故障が発生すると、
周波数の暴走現象が発生して装置の破壊を招くといった
問題を有していた。

そこで、本出願人は、周波数変調にみられる上記の問題
を解決するものとして、位相変調に基づく補正方式を創
作し、既に提案している。以下、この提案例による位相
変調方式を説明する。

第４図において、３１は交流電源、３２は整流回路、３
３は平滑回路、３４はＰＷＭ　（パルス幅変調）信号発
生回路、３５はインバータ回路、３６は誘導電動機、３
７は圧縮機等の負荷、ＣＴは誘導電動機３６に対する駆
動電流■、をピックアップする変流器、３８は変流器Ｃ
Ｔがピンクアップした電流を検出する検出回路、３９は
検出電流値に応じた位相補正値φ（１）の信号を出力す
るゲイン調整回路である。駆動電流■。の検出は常時連
続的に行われる。

ＰＷＭ信号発生回路３４は、クロック発生器４０と、外
部からの周波数設定信号（空気調和機の場合、検出した
室温と設定室温との偏差に対応する信号）ｆを制御信号
として入力してクロック発生器４０からのクロフクパル
スを分周する分周器４１と、この分周器４１の分周信号
に基づいてθ信号（θ＝２πｆｔ）を生成するθ発生器
４２と、θ信号と位相補正値φ（１）とを加算する加算
器４３と、基準となる正弦波Ｖ　ｃｏｓθに対して補正
値φ（１）による位相変調を施した正弦波Ｖ　ｃｏｓ　
（θ±φ（ｔ））を出力する基準正弦波発生器４４と、
パルス幅変調の基準となるキャリア波（三角波）を出力
するキャリア波発生器４５と、前記の正弦波Ｖ　ｃｏｓ
　（θ±φ（ｔ））とキャリア波とを比較する比較器４
６と、比較器４６からの比較出力に基づいて、誘導電動
機３６のコイルに流れる電流１．４が正弦波に近づくよ
うにパルス幅変調（ＰＷＭ）が施されたスイッチング信
号をインバータ回路３５に出力するスイッチング信号発
生器４７とから構成されている。

検出回路３８とゲイン調整回路３９とは、誘導電動機３
６に対する駆動電流■。から位相補正値φ（１）を算出
するためのものである。

第５図（Ａ）、　　（Ｂ）は駆動電流■。、カ行電流！
０、回生電流１．′、カ行電流基本分■Ｉｌ、を示す、
駆動電流！、は、正のカ行電流！、８と負の回生電流■
ゎ、′とを合わせたものである。

検出回路３８は、変流器ＣＴが検出した誘導電動８１３
６に対する駆動電流■。を検出する直流電流検出回路４
８と、この直流電流検出回路４８が検出した直流電流！
。１から回生電流■、′を除いた誘導電動！１１３６に
対するカ行電流！。のみを検出するカ行電流検出回路４
９と、このカ行電流！、□から高調波成分を除いた基本
骨ｔｅｓのみを検出するカ行電流基本分検出回路５０と
から構成されている。また、ゲイン調整回路３９は、基
本骨１ｅｓにゲインαを掛算して位相補正値φ（ｔ）（
−α×１０）を出力するものである。

誘導電動機３６のコイルに流れる電流！工の波形が正弦
波から大きくずれると異常振動の原因となるが、この場
合、第５図（Ｂ）に示すように、カ行電流基本分検出回
路５０から出力されるカ行電流基本分１０に異常な波形
部分が発生し、異常振動基本骨■■として検出される（
正常な場合、Ｔ。

は一定である）、ゲイン調整回路３９は、この異常振動
基本骨！。に基づいて、そのときの駆動電流！。に対応
した位相補正値φ（１）を出力する。

ＰＷＭ信号発生回路３４においては、加算２Ｓ４３が位
相補正値φ（１）をθ発生器４２からのθ信号に加算す
ることにより、θ±φ（１）を得る。基準正弦波発生器
４４は、基準となる正弦波Ｖ　ｃｏｓθに対して補正値
φ（１）による位相変調を施した正弦波■ｃｏｓ　（θ
±φ（ｔ））を出力し、比較器４６およびスイッチング
信号発生器４７は、この正弦波ｖ　ｃｏｓ（θ±φ（ｔ
））とキャリア波発生器４５からのキャリア波とにより
誘導電動機３６のコイルに流れる電流■。を正弦波に近
づけるようにパルス幅変調（ＰＷＭ）を施したスイッチ
ング信号をインバータ回路３５に出力する。これによっ
て異常電流を解消し、共振による異常振動を防止した状
態で誘導電動Ｊａ３６を駆動することができる。

この提案例の位相変調による異常電流抑制の機能を第６
図に基づいてさらに詳しく説明する。第６図は誘導電動
機３６に対する入力端子、駆動電流を示す、実線Ａ、Ｂ
は基準とすべき正弦波、一点鎖線Ｃは異常電流が生じた
ときに位相変調を施さない場合の電流波形である０時刻
（、において異常振動基本骨１０が検出されると、これ
に対応した位相補正値φ（ｔｌ）に基づいて破線りで示
すような位相変調を入力電圧に施す。これによって、破
線Ｅで示すように異常ｉ流の増大が抑制される。

さらに、時刻りにおいて異常振動基本骨！。。

が検出されると、これに対応した位相補正値φ（ｔ２）
に基づいて二点鎖線Ｆで示すような位相変調を入力端子
に施す、これによって、二点鎖線Ｇで示すように異常電
流の増大が抑制される。以下、同様に位相変調を施すこ
とにより、電流波形を正弦波に近づけるのである。

この位相変調方式において、ミクロ的には周波数が変化
したようにみえるが、マクロ的にみると位相が変化して
いるだけであって、周波数は変化しないのである。従っ
て、周波数変調の場合には困難であった最大効率線上で
の運転が行える。また、周波数は、ｒ＝ｄφ（ｔ）／ｄ
ｔであり、補正値φ（１）の微分の形で変化するから、
位相変調によると、周波数変調の場合よりもπ／２だけ
進んだ状態つまり予測制御的に補正することができ、応
答性が優れている。加えて、位相を補正するだけであっ
て周波数の補正は行わないから、変流器ＣＴからゲイン
調整回路３９までの系のいずれかに故障が発生したとし
ても、周波数はθ発生器４２からの出力信号に依存して
定められた状態に維持されるだけであって、周波数の暴
走現象の発生が防止され、装置の破壊までは至らない。

ところで、この提案例の位相変調方式には、運転周波数
が変化した場合に、次のような不都合がある。

即ち、運転周波数を変化させるべきことが周波数設定信
号の変化によって指令された場合において、位相変調に
基づく補正も同時に機能するときには、補正が正常なも
のからかけ離れてしまい、第７図に示すように、誘導電
動［３６のコイルに流れる電流Ｉ、ｌが異常発振を起こ
し、ついにはインバータ回路３５に過電流トリップがか
かって運転自体が停止する。

この不都合を回避するためには、第４図に示すように、
例えば検出回路３８とゲイン調整回路３９との間に、周
波数変化時に検出回路３８からゲイン調整回路３９への
信号伝達をカットして位相変調制御を中断するための制
御オフ回路５１を挿入する必要がある。この制御オフ回
路５１は、周波数変化時にトランジスタＱを導通して信
号ライン５２をアースする一方、周波数不変のときはト
ランジスタＱを遮断して信号伝達を許容するものである
。制御オフ回路５Ｉを挿入することにより、周波数変化
にもかかわらず、第８図に示すように誘導電動機３６の
コイルに流れる電流■７の異常発振は起こらない。

〈発明が解決しようとする問題点〉 しかしながら、上記の提案例において、周波数変化時に
位相変調制御を中断したとしても、電気・機械系の慣性
作用や弾性作用による過渡現象のために、電気系・機械
系ともに異常振動を起こす場合があって、このような場
合には、やはり、周波数変化時にインバータ回路３５の
過電流トリップによって運転そのものが停止されてしま
うという問題がある。

本発明は、提案例にみられるこのような事情に鑑みてな
されたものであって、周波数変化時においてもｙ４常振
動抑制機能を発揮できるようにすることを目的とする。

く問題点を解決するための手段〉 本発明は、このような目的を達成するために、次のよう
な構成をとる。

即ち、本発明の誘導機駆動用インバータの制御装置は、 誘導機（６）の駆動電流（ＩＩｌ）を検出し、この電流
値に基づいて位相補正値（φ（ｔ））を算出し、この位
相補正値（φ（ｔ））に基づいて基準となる正弦波に対
して位相変調を施す誘導機駆動用インバータの制御装置
において、 前記駆動電流（Ｉｅ　）の位相と検出信号の位相とが実
質的に一致する手段によって前記駆動電流（Ｉｓ　）を
検出する電流検出手段を設けたことを特徴とするもので
ある。

〈作用〉 本発明の構成による作用は、次の通りである。

本発明が上記の構成をとったのは、次のような理由によ
る。即ち、周波数変化時に異常発振が生じる原因を種々
の試験によって調べたところ、駆動電流と位相変調のた
めに検出した信号との位相差（結果的に第５図（Ｂ）の
１０と（Ｃ）の！。、′との位相差）が大きいことが原
因であること、そして、この位相差をなくすことによっ
て異常振動の発生が防止されることを確認できたという
事実に基づく。

即ち、位相差のない電流検出手段によって駆動電流（Ｉ
Ｉｌ）を検出し、この検出信号に基づいて位相補正値（
φ（ｔ））を算出するから、周波数変化時において、位
相変調制御を中断しなくても異常発振が回避される。

〈実施例〉 以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する
。

第１ｚ隻班 第１図は本発明の第１実施例に係る誘導機駆動用インバ
ータの制御装置の回路図である。

第１図において、ｌは交流電源、２は整流回路、３は平
滑回路、４はＰＷＭ　（パルス幅変調）信号発生回路、
５はインバータ回路、６は誘導電動機、７は圧縮機等の
負荷である。

本実施例の場合、誘導電動機６に対する駆動電流ｉ、の
検出手段として、ホール素子を利用した直流変流器（Ｄ
Ｃ−ＣＴ）８を用いている。その理由は、交流用の変流
器ＣＴでは位相がずれるのに対し、直流変流器ＤＣ−Ｃ
Ｔでは位相のずれが生じないからである。

この直流変流器８は、原理的には、第２図に示すように
、電源ライン９と磁性体１０がつくる磁界Ｈをホール素
子１１の厚み方向に印加する一方、磁界Ｈと直角な方向
でホール素子１１に定電流ｉ・を流し、磁界Ｈおよび直
流の定電流１０の両者に直角な方向で誘起電圧Ｖを取り
出すものである。即ち、電源ライン９に流れる駆動電流
！。が変化すると磁界Ｈが変化し、これに伴って誘起電
圧Ｖも変動する。この場合、ホール素子１１の特性上、
誘起電圧Ｖの位相は駆動電流Ｉ、の位相と一致する。

１２は直流変流器８がピックアップした誘導電動ｊａ６
に対する駆動電流■。を検出する検出回路であり、この
検出回路１２は、直流電流検出回路１３と、カ行電流検
出回路１４と、カ行電流基本分検出回路１５とから構成
されている。

直流電流検出回路１３は、駆動電流■。を電圧の形で検
出するものであり、直流変流器８、オペアンプＯＰ１、
抵抗Ｒ，，Ｒｔから構成されている。

カ行電流検出回路１４は、直流電流検出回路１３が検出
した電流■□から回生電流１　ＯＮ’を除いた誘導電動
機６に対するカ行電流■、のみを電圧の形で検出するも
のであり、実質的に理想ダイオードを構成するところの
オペアンプｏｐ、、ダイオードＤ＋、Ｄｔおよび抵抗Ｒ
ａ、Ｒ４から構成されている。

カ行電流基本分検出回路１５は、カ行電流１．！から高
調波成分を除いた基本骨ｌｌ１３のみを電圧の形で検出
するものであり、抵抗ＲＳ、コンデンサＣ１から構成さ
れている。

１６は検出回路１２の出力■ａｓにゲインαを掛算して
位相補正値φ（ｔ）（−α×ｌ１１ｓ）をつくるゲイン
調整回路であり、可変抵抗ＶＲ，で構成されている。

ＰＷＭ信号発生回路４は、提案例の場合と同様に、クロ
ック発生器１７、分周器１８、θ発生器１９、加算器２
０、基準正弦波発生器２１、キャリア波発生器２２、比
較器２３、スイッチング信号発生器２４から構成されて
いる。

次に、本実施例の動作を説明する。

誘導電動機６に対する駆動電流Ｉ０によって直流変流器
８におけるホール素子１１に誘起された電圧Ｖが直流電
流検出回路１３によって検出される。

この検出電流■。、の位相はホール素子１１における誘
起電圧■の位相と一致するから、結局、検出電流！１１
１の位相は誘導電動機６に対する駆動電流Ｉ０の位相と
一致する。

カ行電流検出回路１４において、検出電流■。、から回
生電流Ｉ　ＤＥ’を除いたカ行電流■ｏｗのみが検出さ
れ、カ行電流基本分検出回路１５によってカ行電流■。

２のうちの基本分子Ｄ３が検出され、ゲイン調整回路１
６によって基本骨■。、にゲインαが掛算されて位相補
正値φ（【）が出力される。

ＰＷＭ信号発生回路４においては、クロック発生器１７
からのクロックパルスを、外部からの周波数設定信号（
空気調和機の場合、検出した室温と設定室温との偏差に
対応する信号）ｒを制御信号として入力する分周器１８
により分周し、θ発生器１９は、この分周信号に基づい
てθ信号を生成する。

ところで、従来回路では、交流用の変流器ＣＴで誘導電
動機３６に対する駆動電流■。を検出しているために、
駆動電流Ｔｏの検出値が第５図（Ｃ）に示す■。、のよ
うにカ行電流Ｉ０の基本変化分１、より位相がずれる場
合があり、このような場合には制御が不可能になってし
まう。

しかし、本実施例では、ホール素子１１を利用した直流
変流器８で誘導電動機６に対する駆動電流ＩＩｌを検出
しているから、その駆動電流■。についての最終的な検
出値■。、の位相がカ行電流■ｏｔの基本変化分の位相
と常に一致することになり、位相変調が正常に行われる
。

この位相変調による異常電流抑制の機能は第６図で説明
したのと同様であり、最大効率線上での運転が行えると
ともに、周波数変調の場合よりもπ／２だけ進んだ状態
つまり予測制御的に補正することができる。さらに、位
相を補正するだけであって周波数の補正は行わないから
、直流変流器８からゲイン調整回路１６までの系のいず
れかに故障が発生しても、周波数はθ発生器１９からの
出力信号に依存して定められた状態を維持するだけで周
波数の暴走現象の発生はなく、装置の破壊までは至らな
い。

しかも、誘導電動機６に対する駆動電流■。の検出手段
として、ホール素子１１を利用した直流変流器８を用い
ているから、この直流変流器８による検出電流の位相は
駆動電流Ｉ、の位相と一致する。従って、運転周波数を
変化させるべきことが周波数設定信号の変化によって指
令された場合において、位相変調制御を中断することな
く継続しても、電気・機械系の慣性作用や弾性作用によ
る過渡現象が抑制され、提案例にみられたような周波数
変化時の過電流トリップは起きない、つまり、周波数変
化時においても位相変調に基づく異常振動抑制機能を維
持することができ、提案例のように周波数変化時に位相
変調を中断する必要はない。

第１実施斑 次に、第２実施例を第３図に基づいて説明する。

第３図は誘導機駆動用インバータの制御装置の回路図で
ある。

第３図において、第１実施例に係る第１図に示した符号
と同一の符号は、第２実施例においても、その符号が示
す部品１部分等と同様のものを指す。

また、特記しない限り、接続関係についても第２実施例
と第１実施例とは同様の構成を存している。

第２実施例は、駆動電流■、の検出信号の位相が駆動電
流■。の位相と実質的に一致する状態で駆動電流１．を
検出する手段が第１実施例と異なっている。

即ち、電源ライン９にシャント抵抗Ｒ５が挿入され、シ
ャント抵抗Ｒ１の両端間がＶ／Ｆコンバータ（電圧−周
波数変換回路）２５の入力端子に接続され、Ｖ／Ｆコン
バータ２５の出力端子に発光ダイオードＬＥＤが接続さ
れている０発光ダイオードＬＥＤとともにフォトカプラ
ＰＣを構成するフオドトランジスタＰＴｒがＦ／Ｖコン
バータ２６の入力端子に接続され、Ｆ／Ｖコンバータ２
６の出力端子が第１実施例における検出回路１２と同様
の検出回路２７に接続され、この検出回路２７がＡ／Ｄ
コンバータ２８を介してマイクロコンピュータにおける
ＣＰＵ２９に接続されている。フォトカプラＰＣは、強
電回路であるＶ／Ｆコンバータ２５と、弱電回路である
Ｆ／Ｖコンバータ２６とを電気的に絶縁するものである
。

駆動電流１゜はシャント抵抗Ｒ８によって電圧に変換さ
れ、Ｖ／Ｆコンバータ２５に出力される。

シャント抵抗Ｒ８がピックアンプして出力する検出信号
の位相は、駆動’ｌ：１ｔＸＩ　ｓの位相と一致する。

Ｖ／Ｆコンバータ２５は、シャント抵抗Ｒ８から入力し
た電圧に対応した周波数でパルス信号を出力し、そのパ
ルス信号をフォトカプラＰＣを介してＦ／Ｖコンバータ
２６に伝送する。Ｆ／Ｖコンバータ２６は、入力したパ
ルス信号をその周波数に対応した電圧に変換し、検出回
路２７に出力する。この出力電圧信号はＡ／Ｄコンバー
タ２Ｂによってデジタル信号に変換された後、ＣＰＵ２
９に読み込まれる。ＣＰＵ２９は、そのソフト処理によ
り、入力したデジタル信号に基づいて、誘導電動機６の
コイルに流れる電流！８が正弦波に近づくようなスイッ
チング信号をインバータ回路５に出力する。

シャント抵抗Ｒ３による検出信号の位相が駆動電流ｒｅ
の位相と一致しているため、第１実施例の場合と同様に
、誘導電動４１１６のコイルに流れる電流■９の波形が
正弦波から大きくずれた状態で運転周波数が変化した場
合において、位相変調制御を継続しても、異常発振を抑
制することができ、共振による異常振動を防止した状態
で誘導電動機６を制御して負荷７を駆動することができ
る。

〈発明の効果〉 本発明によれば、次の効果が発揮される。

即ち、位相差のない電流検出手段によって駆動電流（Ｉ
ｍ）を検出し、この検出信号に基づいて位相補正値（φ
（ｔ））を算出するから、運転周波数の変化時において
、位相変調制御を中断しなくても異常発振を抑制でき、
共振による異常振動を防止した状態で誘導機（６）を駆
動することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第２図は本発明の第１実施例に係り、第１
図は誘導機駆動用インバータの制御装置の回路図、第２
図は直流変流器の構成図である。 第３図は第２実施例に係る誘導機駆動用インバータの制
御装置の回路図である。 第４図ないし第８図は提案例に係り、第４図は誘導機駆
動用インバータの制御装置の回路図、第５図（Ａ）〜（
Ｃ）は各電流の波形図、第６図は位相変調の動作説明図
、第７図は異常発振ありの場合の波形図、第８図は異常
発振なしの場合の波形図である。 ６・・・誘導電動機（誘導ｉ） ８・・・直流変流器（ＤＣ−ＣＴ） ９・・・電源ライン １１・・・ホール素子 ２５・・・Ｖ／Ｆコンバータ ２６・・・Ｆ／Ｖコンバーク Ｒ８・・・シャント抵抗 ■、・・・駆動電流 φ（１）・・・位相補正値 ＰＣ・・・フォトカプラ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）誘導機（６）の駆動電流（Ｉ＿Ｄ）を検出し、こ
   の電流値に基づいて位相補正値（φ（ｔ））を算出し、
   この位相補正値（φ（ｔ））に基づいて基準となる正弦
   波に対して位相変調を施す誘導機駆動用インバータの制
   御装置において、 前記駆動電流（Ｉ＿Ｄ）の位相と検出信号の位相とが実
   質的に一致する手段によって前記駆動電流（Ｉ＿Ｄ）を
   検出する電流検出手段を設けたことを特徴とする誘導機
   駆動用インバータの制御装置。
2. （２）前記電流検出手段が、ホール素子（１１）を利用
   した直流変流器（８）である特許請求の範囲第（１）項
   記載の誘導機駆動用インバータの制御装置。
3. （３）前記電流検出手段が、電源ライン（９）に挿入さ
   れたシャント抵抗（Ｒ＿Ｓ）と、このシャント抵抗（Ｒ
   ＿Ｓ）の両端電圧を周波数に変換するＶ／Ｆコンバータ
   （２５）と、このＶ／Ｆコンバータ（２５）の次段に介
   挿されたフォトカプラ（ＰＣ）と、フォトカプラ（ＰＣ
   ）の次段のＦ／Ｖコンバータ（２６）とから構成されて
   いる特許請求の範囲第（１）項記載の誘導機駆動用イン
   バータの制御装置。