JPS63217977A - インバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タ装置Info
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- JPS63217977A JPS63217977A JP62048788A JP4878887A JPS63217977A JP S63217977 A JPS63217977 A JP S63217977A JP 62048788 A JP62048788 A JP 62048788A JP 4878887 A JP4878887 A JP 4878887A JP S63217977 A JPS63217977 A JP S63217977A
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- Japan
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- component
- inverter
- circuit
- main switching
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 2
- 238000009738 saturating Methods 0.000 abstract 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 2
- 101000766332 Homo sapiens Tribbles homolog 1 Proteins 0.000 description 1
- 102100026387 Tribbles homolog 1 Human genes 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、インバータの制御装置に係り、特に無停電電
源装置に好適な単相インバータの制御装置に関する。
源装置に好適な単相インバータの制御装置に関する。
商用交流電源に依存する場合には、電力供給の中断、特
に瞬断についての配慮を要する。
に瞬断についての配慮を要する。
そこで、コンピュータなどの瞬断に弱い負荷に対しては
無停電電源装置により電力を供給するようにする場合が
ある。
無停電電源装置により電力を供給するようにする場合が
ある。
ところで、このような無停電電源装置としては、バッテ
リでバックアップしたインバータ装置が従来から使用さ
れているが、この場合、従来のインバータでは、制御回
路に直流分がのって、正側の制御と負側の制御がアンバ
ランスしたり、主回路を構成する部品に正負のアンバラ
ンスがあったりすると出力の交流に直流分が含まれてし
まうことがある。
リでバックアップしたインバータ装置が従来から使用さ
れているが、この場合、従来のインバータでは、制御回
路に直流分がのって、正側の制御と負側の制御がアンバ
ランスしたり、主回路を構成する部品に正負のアンバラ
ンスがあったりすると出力の交流に直流分が含まれてし
まうことがある。
そこで、これを防ぐため、従来は、例えば、昭和５６年
９月２０日、株式会社 丸善発行、宮入庄太著、「パワ
ーエレクトロニクス」の第１６０頁、図７．４０に示さ
れているように、インバータの出力に変圧器を設け、こ
の変圧器を介して交流電力を負荷に供給するようになっ
ていた。
９月２０日、株式会社 丸善発行、宮入庄太著、「パワ
ーエレクトロニクス」の第１６０頁、図７．４０に示さ
れているように、インバータの出力に変圧器を設け、こ
の変圧器を介して交流電力を負荷に供給するようになっ
ていた。
上記従来技術は、変圧器を必要としているため、大出力
、特に低周波で大出力となると大きな変圧器が必要とな
り、高価でかつ重くなるという問題があった。さらに、
経年変化や温度変動により、インバータ出力に直流分が
あられれると、この変圧器が飽和する危険性があるとい
う問題点もあった。
、特に低周波で大出力となると大きな変圧器が必要とな
り、高価でかつ重くなるという問題があった。さらに、
経年変化や温度変動により、インバータ出力に直流分が
あられれると、この変圧器が飽和する危険性があるとい
う問題点もあった。
本発明の目的は、インバータの交流出力に含まれる直流
分を補正する制御方式を提供することにある。
分を補正する制御方式を提供することにある。
上記目的は、インバータの交流出力から直流分を検出し
、この検出結果を主スイッチング回路のスイッチング動
作にフィードバックさせることにより、達成される。
、この検出結果を主スイッチング回路のスイッチング動
作にフィードバックさせることにより、達成される。
インパークの交流出力に直流分が現われると、この直流
分を打消す方向に主スイッチング回路のスイッチング動
作が制御され、この結果、交流出力中に現われる直流分
は充分に抑圧されてしまう。
分を打消す方向に主スイッチング回路のスイッチング動
作が制御され、この結果、交流出力中に現われる直流分
は充分に抑圧されてしまう。
以下、本発明によるインバータ装置について、図示の実
施例により詳細に説明する。
施例により詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例で、ＰＷＭ （パルス幅変調
）方式の単相交流出力インバークに本発明を適用したも
のであり、１の主スイッチング回路はブリッジ接続され
た４個の半導体スイッチング素子、例えばｌ・ランジス
タからなり、直流入力を交互に所定の周期で極性反転し
て出力し、交流出力を得る働きをする。また、このとき
、後述するＰＷＭ信号によるスイッチング動作を行ない
、正弦波形の交流出力が得られるようになっている。
）方式の単相交流出力インバークに本発明を適用したも
のであり、１の主スイッチング回路はブリッジ接続され
た４個の半導体スイッチング素子、例えばｌ・ランジス
タからなり、直流入力を交互に所定の周期で極性反転し
て出力し、交流出力を得る働きをする。また、このとき
、後述するＰＷＭ信号によるスイッチング動作を行ない
、正弦波形の交流出力が得られるようになっている。
主スイッチング回路ｌを制御するためのＰＷＭ信号は、
基準正弦波発生回路３の出力と三角波発生回路４の出力
とを入力とする演算増幅器２から得られるようになって
おり、ｆ’ＷＭ方式のインバータとしては、以上の構成
が基本となる。
基準正弦波発生回路３の出力と三角波発生回路４の出力
とを入力とする演算増幅器２から得られるようになって
おり、ｆ’ＷＭ方式のインバータとしては、以上の構成
が基本となる。
しかして、この実施例では、さらに演算増幅器５と直流
分検出回路６が付加され、これにより本発明の特徴とす
る作用効果が得られるようになっているものであり、以
下、この点について、さらに詳細に説明する。
分検出回路６が付加され、これにより本発明の特徴とす
る作用効果が得られるようになっているものであり、以
下、この点について、さらに詳細に説明する。
第１図において、基準正弦波発生回路３の出力信号であ
る正弦波と、交流出力に含まれる直流分を直流分検出回
路６によって検出した信号とを、演算増幅器５によって
演算し、この演算増幅器５の出力信号と三角波発生回路
４の出力信号である三角波とを、演算増幅器２によって
比較し、ｐｗＭ信号を作成する。そして、このＰＷＭ信
号によって、主スイッチング回路１を制御する。
る正弦波と、交流出力に含まれる直流分を直流分検出回
路６によって検出した信号とを、演算増幅器５によって
演算し、この演算増幅器５の出力信号と三角波発生回路
４の出力信号である三角波とを、演算増幅器２によって
比較し、ｐｗＭ信号を作成する。そして、このＰＷＭ信
号によって、主スイッチング回路１を制御する。
直流分検出回路６は、第２図のように、演算増幅器７と
抵抗器８． ９． １０．それにコンデンサ１１からな
る回路で、抵抗器９とコンデンサ１１から成る時定数を
、主スイッチング回路１の出力の周期より十分大きくと
ることによって簡単に構成できる。
抵抗器８． ９． １０．それにコンデンサ１１からな
る回路で、抵抗器９とコンデンサ１１から成る時定数を
、主スイッチング回路１の出力の周期より十分大きくと
ることによって簡単に構成できる。
第１図に戻り、基準正弦波発生回路３の出力正弦波に直
流分が含まれた場合、演算増幅器２や５にオフセット電
圧が生じた場合、あるいは、主スイッチング回路ｌの正
と負の出力にアンバランスが生じた場合には、交流出力
に直流分が発生する。
流分が含まれた場合、演算増幅器２や５にオフセット電
圧が生じた場合、あるいは、主スイッチング回路ｌの正
と負の出力にアンバランスが生じた場合には、交流出力
に直流分が発生する。
そうすると直流分検出回路６によって直流分が検出され
、それがフィードバックされ演算増幅器５によって交流
出力の直流分が減少する方向へ、基準正弦波の平均レベ
ルを補正する。第１図に示した系全体について、直流分
についてのみあられしたブロック図を第３図に示す。こ
の図では、基準正弦波のもつ直流分■７と、出力からフ
ィードバックした直流分Ｖπ丁を減算し、演算増幅器５
及び２のオフセット電圧■τ及び７丁が加算され、ブロ
ック１２により０１倍されることが示されている。ここ
で、Ｇｌは、主スイッチング回路１が基準信号に基づい
て交流出力に変換する際での直流ゲインを表わす。
、それがフィードバックされ演算増幅器５によって交流
出力の直流分が減少する方向へ、基準正弦波の平均レベ
ルを補正する。第１図に示した系全体について、直流分
についてのみあられしたブロック図を第３図に示す。こ
の図では、基準正弦波のもつ直流分■７と、出力からフ
ィードバックした直流分Ｖπ丁を減算し、演算増幅器５
及び２のオフセット電圧■τ及び７丁が加算され、ブロ
ック１２により０１倍されることが示されている。ここ
で、Ｇｌは、主スイッチング回路１が基準信号に基づい
て交流出力に変換する際での直流ゲインを表わす。
ブロック１２の出力には、さらに主スイッチング回路１
のアンバランスによって発生する直流分ｖ７が印加され
、交流出力に含まれる直流分π貫となる。この出力直流
分面は、直流分検出回路６によってＧｔ倍に変換される
ため、これをブロック１３で表わし、これを通してフィ
ードバックされる。またここでも演算増幅器７のオフセ
ット電圧−が加算される。
のアンバランスによって発生する直流分ｖ７が印加され
、交流出力に含まれる直流分π貫となる。この出力直流
分面は、直流分検出回路６によってＧｔ倍に変換される
ため、これをブロック１３で表わし、これを通してフィ
ードバックされる。またここでも演算増幅器７のオフセ
ット電圧−が加算される。
この第３図のブロック図から出力直流分％ｉと他の直流
分子 、 Ｖ’； 、 Ｖ”’； 、 ｕ 、 石との
関係式を導くと、 −・−・・・−−−−−＝（１） となる、ここで、ブロック１３による帰還をかけないと
すれば、 Ｖ’ｉｌｉ”１ｌｉＴ＝ Ｇ ＩＴＴ＋ Ｇ Ｈ”ｒ’
；”’−＋ Ｇ ＋ ”ｒ；” ＋ ”ｒＶ−−−・−
・−−−−−−−−＝ （２）となる。
分子 、 Ｖ’； 、 Ｖ”’； 、 ｕ 、 石との
関係式を導くと、 −・−・・・−−−−−＝（１） となる、ここで、ブロック１３による帰還をかけないと
すれば、 Ｖ’ｉｌｉ”１ｌｉＴ＝ Ｇ ＩＴＴ＋ Ｇ Ｈ”ｒ’
；”’−＋ Ｇ ＋ ”ｒ；” ＋ ”ｒＶ−−−・−
・−−−−−−−−＝ （２）となる。
したがって、出力直流分に対する補正機能を設けたこと
により、直流分検出回路６の演算増幅器７によって与え
られてしまうオフセット電圧にょる１ｆｉＧ＋Ｔ’；”
−／ （１＋Ｇ、Ｇｚ）が追加される。：、 とニナル
カ、他（７）Ｕｍ 分ｖ７． ｖ′ｖ、 Ｔ７．７丁は
、いずれもｌ／（ｌ＋ＧＩＧ２）に減衰される。
により、直流分検出回路６の演算増幅器７によって与え
られてしまうオフセット電圧にょる１ｆｉＧ＋Ｔ’；”
−／ （１＋Ｇ、Ｇｚ）が追加される。：、 とニナル
カ、他（７）Ｕｍ 分ｖ７． ｖ′ｖ、 Ｔ７．７丁は
、いずれもｌ／（ｌ＋ＧＩＧ２）に減衰される。
そこで、Ｇ １ ” Ｇ ｚとなるようＧ２を設定すれ
ば、（１）式の各項の係数は、はぼ０になるため、出力
には直流分が現われなくなる。
ば、（１）式の各項の係数は、はぼ０になるため、出力
には直流分が現われなくなる。
以上のように、本実施例では、経年変化や温度変動等に
よって、基準正弦波に含まれる直流分ｖ７、各演算増幅
器のオフセット電圧マフ、マ「、あるいは主スイッチン
グ回路のアンバランスによる直流分７丁が発生しても、
出力には直流分はあられれない。
よって、基準正弦波に含まれる直流分ｖ７、各演算増幅
器のオフセット電圧マフ、マ「、あるいは主スイッチン
グ回路のアンバランスによる直流分７丁が発生しても、
出力には直流分はあられれない。
さらに、直流分を補正するために追加した回路の含む直
流分子７も減衰するため、第２図に示した直流分検出回
路にオフセット電圧の大きい演算増幅器を用いたとして
も、十分な効果が期待できる。
流分子７も減衰するため、第２図に示した直流分検出回
路にオフセット電圧の大きい演算増幅器を用いたとして
も、十分な効果が期待できる。
従って、この実施例によれば、変圧器を出力に接続して
も、出力の直流分による偏磁の心配がなくなる。
も、出力の直流分による偏磁の心配がなくなる。
また、この実施例によれば、コンデンサインプット型の
整流器負荷を接続した場合でも、正弦波出力の正負の波
高値が同一となるため、インバータの出力電流のピーク
値は正負で等しくなる。
整流器負荷を接続した場合でも、正弦波出力の正負の波
高値が同一となるため、インバータの出力電流のピーク
値は正負で等しくなる。
なお、上記の説明では、基準信号波として正弦波を用い
た場合であるが、基準信号波として階段波を用いて三角
波と比較してＰＷＭ制御を行なう場合についても同様の
効果が期待できる。
た場合であるが、基準信号波として階段波を用いて三角
波と比較してＰＷＭ制御を行なう場合についても同様の
効果が期待できる。
さらに、本発明では、上記実施例のように、交流出力に
含まれる直流分を検出し、その検出値によって基準信号
波を補正するのではなく、搬送波（三角波）を補正して
やることによっても同様の効果が得られる。
含まれる直流分を検出し、その検出値によって基準信号
波を補正するのではなく、搬送波（三角波）を補正して
やることによっても同様の効果が得られる。
本発明によれば、インバータの交流出力に含まれる直流
分を自動的に補正できる。
分を自動的に補正できる。
これによりインバータの出力に直流分を補正する変圧器
が不要となり、インバータの小形軽量化が可能となる。
が不要となり、インバータの小形軽量化が可能となる。
また、コンデンサインプット形の整流器負荷を接続した
場合でも、正負での電流アンバランスが解消されるため
、インバータの容量の最大まで出力可能となり、装置の
利用効率が改善される。あるいは、変圧器負荷を接続し
た場合、直流分による偏磁がなく飽和の心配がいらなく
なる。
場合でも、正負での電流アンバランスが解消されるため
、インバータの容量の最大まで出力可能となり、装置の
利用効率が改善される。あるいは、変圧器負荷を接続し
た場合、直流分による偏磁がなく飽和の心配がいらなく
なる。
さらに、経年変化・温度変動等によりインバータの制御
回路内あるいは主回路内に直流分が現われたとしても自
動的に補正されるため’ｔＲｔ ＡＪＡＩ整が不要とな
る。
回路内あるいは主回路内に直流分が現われたとしても自
動的に補正されるため’ｔＲｔ ＡＪＡＩ整が不要とな
る。
第１図は本発明によるインバータ制御装置の一実施例を
示すブロック図、第２図は直流分検出回路の一実施例を
示す回路図、第３図は動作説明用のゲインブロック図で
ある。 １−−−−−・・・主スイッチング回路、２．５・・−
・−・演算増幅器、３・−・−・・・基準正弦波発生回
路、４−・−・・・−三角波発生回路、６−・−・・−
直流分検出回路。 代理人 弁理士 武 顕次部（外１名）第１図
示すブロック図、第２図は直流分検出回路の一実施例を
示す回路図、第３図は動作説明用のゲインブロック図で
ある。 １−−−−−・・・主スイッチング回路、２．５・・−
・−・演算増幅器、３・−・−・・・基準正弦波発生回
路、４−・−・・・−三角波発生回路、６−・−・・−
直流分検出回路。 代理人 弁理士 武 顕次部（外１名）第１図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、半導体素子による主スイッチング回路を備え、直流
入力の極性反転スイッチングにより交流出力を得る方式
のインバータにおいて、上記主スイッチング回路の正方
向スイッチング時間と負方向スイッチング時間との比を
変化させる制御手段を設け、上記交流出力に現われる直
流分に応じて上記スイッチング時間の比を制御するよう
に構成したことを特徴とするインバータ装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、上記インバータが
パルス幅変調方式のものであり、上記制御手段がパルス
幅変調のための基準信号波の平均レベルを上記直流分に
応じて変化させる手段で構成されていることを特徴とす
るインバータ装置。 ３、特許請求の範囲第１項において、上記インバータが
パルス幅変調方式のものであり、上記制御手段がパルス
幅変調のための搬送信号波の平均レベルを上記直流分に
応じて変化させる手段で構成されていることを特徴とす
るインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62048788A JPS63217977A (ja) | 1987-03-05 | 1987-03-05 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62048788A JPS63217977A (ja) | 1987-03-05 | 1987-03-05 | インバ−タ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63217977A true JPS63217977A (ja) | 1988-09-12 |
Family
ID=12812972
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62048788A Pending JPS63217977A (ja) | 1987-03-05 | 1987-03-05 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63217977A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100439434B1 (ko) * | 2001-11-01 | 2004-07-09 | 주식회사 오딘오디오 | 디지털 전원 공급 회로 |
-
1987
- 1987-03-05 JP JP62048788A patent/JPS63217977A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100439434B1 (ko) * | 2001-11-01 | 2004-07-09 | 주식회사 오딘오디오 | 디지털 전원 공급 회로 |
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