JPS6318900B2

JPS6318900B2 -

Info

Publication number: JPS6318900B2
Application number: JP56030284A
Authority: JP
Inventors: Atsuyuki Takahara; Yoshiharu Shigeta
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1981-03-03
Filing date: 1981-03-03
Publication date: 1988-04-20
Also published as: JPS57143936A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は周波数合成装置に関する。

安定な基準周波数発振器の出力基準周波数に対
して一定の倍数関係をもつ周波数を適宜選択して
発生させる周波数合成装置は、各種送受信機の局
部発振器あるいは測定器等に広く使用されてい
る。

このような周波数合成装置の中で、とくにマイ
クロ波帯用として従来より広く用いられる装置を
第１図に示す。

まず、安定な水晶を用いた基準周波数発振器１
の出力基準周波数′_Rを逓倍回路２を用いてL′倍
にする。この出力（周波数L′_R′）と電圧制御可
変周波数発振器（VCO）３の出力（周波数′₀と
する）とをミクサ４に加えその差の周波数′₀−
L′_R′を作る。これを第１プログラマブルカウン
タ５においてN′分の１（但しN′は正の整数）に分
周して（′₀−L′_R′）／N′の周波数を作る。これ
と前記発振器１の出力_R′を第２プログラマブル
カウンタ６によつてM′分の１（但しM′は正の整
数）に分周して_R′／M′としたものとを、周波数
位相比較器７に加えこの比較器７の出力を前記
VCO３の周波数制御電圧端子に帰還する。この
ような構成をもつサーボループは、比較器７に加
わる第１プログラマブルカウンタ５の周波数
（′₀−L′_R′）／N′と第２プログラマブルカウン
タ６の出力周波数_R′／M′とが等しくなつた状態
で安定化するので（定常状態になるので）、 ₀′−L′_R′／N′＝_R′／M′ が成立し、これから出力周波数′₀は、 ₀′＝L′_R′＋N′／M′_R′……(1) となる。

こうして、適当な_R′およびL′の値をもつ基準
発振器１および逓倍回路２を用い、N′および
M′の値を適当に選択してプログラマブルカウン
タ５および６にセツトすると、所望のマイクロ波
帯域を所望の周波数ステツプで選択発振する周波
数合成装置が得られる。

例えば、中間周波数を1155MHzにとつた4000M
Hz帯の衛星通信用受信機（受信周波数帯域3700M
Hz〜4200MHz）の局部発振器として4855MHzから
5355MHzを50kHz間隔で選択発振する場合には、
一例として下記のようになる。

前述のサーボループのループゲインはN′の値
に反比例するので動作帯域内における最大の
N′の値と最小のN′の値との比が極端に大きくな
らないようにするために（動作帯域内でループゲ
インが極端に変らないようにするために）、ミク
サ４に入る周波数（L′_R′）を最低周波数4855M
Hzよりも適当に低い方にオフセツトして4600MHz
に選ぶ。

L′_R′＝4600MHz 今、安定な水晶発振器が容易に得られる周波数
として、_R′＝25MHzにとるとL′＝184となる。こ
れから、ミクサ４の出力は動作帯域内で最低 4855−4600＝255MHz から最高、 5355−4600＝755MHz まで変化することになるが、現在実用化されて
いるプログラマブルカウンタの入力最高周波数は
約400MHz程度までであるため、実際の回路にお
いてはミクサ４とプログラマブルカウンタ５との
間にプレスケーラーとして1/2分周回路を挿入し
ておく必要がある。このプレスケーラーを含んだ
プログラムカウンタ５による分周回路の分周値は
整数２の間隔でしか変化することができないの
で、VCO３の出力周波数を50kHzのステツプで変
化しようとすると比較器７に加えるべき基準周波
数（_R′／M′）は50kHzではなくて25kHzとしなけ
ればならない。以上より結局次のようになる。

_R′＝25MHz L′＝184 M′＝1000 N′＝10200，10202，10204，…，30200 （但しこのN′の値は前記プリスケーラーを含
んだ分周比で実際のプログラマブルカウンタに設
定すべき値は上記のN′の1/2の値である。）こうして所望のマイクロ波領域を所望の周波数
ステツプでカバーする周波数合成装置ができるが
上述の従来の装置は下記のような欠点を有してい
る。

まず、基準周波数発振器１の出力をマイクロ波
帯域まで逓倍するための逓倍回路２は前述のよう
にかなり大きい逓倍数L′が必要であるが、逓倍に
付随して発生する高調波妨害の影響を除くために
は一挙にこれを行なうことは困難である（もし、
一挙に184逓倍すると183番目および185番目の高
調波が目的の184番目の高調波（4600MHz）の±
25MHzの近傍に殆ど同じ強さで現われこの妨害波
を必要な程度まで抑圧することが困難になる）。
このため一般には、次数の低い逓倍回路を、間に
狭帯域の帯域波器を挿入しつゝ縦続に接続して
構成するという構成方法がとられるので非常に高
価なものとなる。

また、ミクサ４も広い比帯域にわたつて良好な
変換特性を維持せねばならず高価となる。

さらに、VCO３は、その発振位相を、基準周
波数発振器１の位相と比較し、ミクサ４、第１プ
ログラマブルカウンタ５および比較器７を含むサ
ーボループによつてこの負帰還量だけ位相差を抑
圧し、発生する位相雑音を基準発振器１のそれに
近づけている。ところが、この負帰還ループに許
される帰還量は、比較器７で用いる基準周波数
（_R′／M′）に比例するので、発振周波数のステツ
プを小さく選べるようにすると、それに応じて許
される負帰還量が減じ、位相雑音の抑圧が不充分
となる。

さらにまた、使用帯域を広くするために前述の
L′の値を変える必要がある場合には逓倍回路２そ
のものを取り替えなければならない。

本発明の目的は上述の従来の欠点を除去した周
波数合成装置を提供するにある。

本発明の装置は、予め定めた基準周波数で発振
する基準周波数発振器と、前記基準周波数に同期
し該周波数のN₁／M₁（N₁，M₁は正の整数）倍の
周波数を発生する第１周波数合成回路と、前記基
準周波数に同期し該周波数のN₂／M₂（N₂，M₂は
正の整数）倍の周波数を発生する第２の周波数合
成回路と、ある制御信号に応答してその周波数を
変化する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器
の出力および前記第１周波数合成回路の出力に応
答し前者と後者の高調波との非直線結合により生
ずる周波数成分を発生するハーモニツクコンバー
タと、前記ハーモニツクコンバータの出力を波
する波器と前記波器の出力と前記第２周波数
合成回路の出力との周波数差および位相差とを検
出する周波数位相比較器と、設定されたデジタル
情報Ｄをその値に応じて予め定めた電圧に変換す
るＤ／Ａコンバータと、前記周波数位相比較器の
出力と前記Ｄ／Ａコンバータの出力とを合成して
前記制御信号を発生する手段と、前記電圧制御発
振器の発振器の発振すべき周波数の指定に応答し
て予め定めた規則に従い前記N₁，M₁，N₂，M₂
およびＤの値を設定する制御手段とを含む。

次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。

第２図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。

本実施例は水晶制御の基準周波数発振器１０，
第１周波数合成回路２０、第２周波数合成回路３
０ハーモニツクコンバータ４０、電圧制御可変周
波数発振器（VCO）４１、波器４２、周波数
位相比較器４３、電圧加算回路４４、Ｄ／Ａコン
バータ４５制御部４６より構成されている。

本実施例は、本発明を前述の衛星通信用受信機
の局部発振器として4855MHzから5355MHzのマイ
クロ波帯域の周波数を発生させる周波数合成装置
に適用した場合を示す。

さて、第１周波数合成回路２０は、電圧制御可
変周波数発振器VCO２１、プログラマブルカウ
ンタ２２、周波数位相比較器２３およびプログラ
マブルカウンタ２４からなる。このVCO２１の
出力（周波数_S1）をカウンタ２２で１／N₁に分
周したものと、基準周波数発振器１０の出力（周
波数_R）をカウンタ２４で１／M₁に分周したも
のとを比較器２３に加え、この出力を前記VCO
２１の周波数制御用電圧端子に帰還することによ
り、 _S1＝N₁／M₁ _R なる周波数_S1を安定に発生するための回路で
ある。但し、N₁およびM₁はそれぞれプログラマ
ブルカウンタ２２および２４に設定された整数値
である。

また第２周波数合成回路３０は、同様に電圧制
御可変周波数発振器VCO３１、プログラマブル
カウンタ３２、周波数位相比較器３３およびプロ
グラマブルカウンタ３４からなり、このVCO３
１の出力（周波数_S2）をカウンタ３２で１／N₂
に分周したものと、基準周波数発振器１０の出力
をカウンタ３４で１／M₂に分周したものとを比
較器３３に加え、この出力を前記VCO３１の周
波数制御用電圧端子に帰還することにより _S2＝N₂／M₂ _R なる周波数_S2を安定に発生するための回路で
ある。但し、N₂およびM₂はそれぞれプログラマ
ブルカウンタ３２および３４に設定された整数値
である。

さて、前記第１周波数合成回路２０の出力（す
なわちVCO２１の出力）はハーモニツクコンバ
ータ４０の第１のアームに供給される。このコン
バータの第２のアームには4855MHz〜5355MHzの
周波数帯域を含むマイクロ波領域で動作する電圧
制御可変周波数発振器VCO４１の出力が供給さ
れる。上記両出力はコンバータ４０の非直線回路
において結合され、その出力は波器４２を介し
周波数位相比較器４３の一方の入力に供給され
る。比較器４３のもう一方の入力として前記第２
周波数合成回路３０の出力（すなわちVCO３１
の出力）が供給される。比較器４３はリミツタ特
性を有し、その出力電圧は、後述するように、あ
る予め定めた電圧範囲内に制限されている。この
出力は電圧加算器４４において、Ｄ／Ａコンバー
タ４５からの直流出力電圧と加算され、前記
VCO４１の周波数制御用電圧端子に帰還されサ
ーボループを構成する。

さて、出力周波数が指定されると、制御部４６
は、その指定に応じて、前記プログラマブルカウ
ンタ２２，２４，３２および３４のそれぞれの値
N₁，M₁，N₂，およびM₂を求め、それらの値を
それぞれ各カウンタに設定するとともに、さら
に、Ｄ／Ａコンバータ４５に供給すべきデータＤ
を求めこれをＤ／Ａコンバータ４５に設定する。

これによりVCCO４１は以下に説明するように
直ちにこの指定された周波数に引き込まれ、この
周波数で安定に発振を継続することになる。

次に上記各種のパラメータについて説明する。

ハーモニツクコンバータ４０は、回路２０の出
力の各次数の高調波とVCO４１の出力との結合
により種々の周波数成分を生ずるが、この中で回
路２０の25倍の高調波とVCO４１の基本波出力
との結合によつて生ずる成分を利用することにす
る。

今Ｄ／Ａコンバータ４５の設定値Ｄにより出力
直流電圧を適当に選択しVCO４１の周波数を制
御した結果、波器４２の出力に上述の結合によ
つて生ずる波の１つの成分すなわち（₀−25_S1）
の周波数をもつ波が得られたと仮定する（但し₀
はVCO４１の出力周波数、_S1は回路２０の出力
周波数）。さらに、これと回路３０の出力（周波
数_S2）とが周波数位相比較器４３で比較され、
その結果サーボ機構によりVCO４１が周波数ロ
ツクされたと仮定すると、 ₀−25_S1＝_S2 が成立し、₀は、 ₀＝25_S1＋_S2 となる。こうして出力周波数₀は２つの項の和
として与えられることになる。

さて今、ある出力周波数₀が与えられた場合に
₀の1MHzまでの桁は25_S1の項で決定し、それ以
下の桁は_S2の項で決定することにする。こうす
ると_S2としては、少くも1MHzの周波数範囲を、
必要な最小周波数ステツプでカバーする必要があ
るが、_S2の変化範囲を０〜1MHzと選ぶと、回路
３０において前述した最高最低の周波数比による
ループゲインの極端な変化が生ずるので、これを
避けるために、_S2の変化範囲を35MHzから36M
Hzまでの1MHzの範囲とする（後述する別の理由
で_S2は_S1の1/4に近い周波数が望ましい）。

以上の条件より前述のパラメータは次のように
して決定される。

まず、最低周波数4855MHzを発生する場合に
は、_S2＝35MHzから、_S1は _S1＝（4855−35）／25＝192.8MHz となる。

一方、25_S1が1MHzステツプで変化する必要が
あるため_S1はその1/25の40kHzで変化する必要が
あり、基準発振器１０の周波数_Rを25MHzとする
M₁は、 M₁＝25MHz／40kHz＝625 となる。従つて前述の192.8MHzを出す場合の
N₁は、 N₁＝_S1／40kHz＝4820 となる。N₁をこの値から１増すごとに出力周
波数は1MHzづつ増加し、最高周波数の5355MHz
を出す場合のN₁の値は、 4820＋500＝5320 となる。

一方、₀の最小周波数ステツプ100Hzと仮定す
ると、M₂は、 M₂＝25MHz／100Hz＝250000 となり、また_S2＝35MHzの場合のN₂は、 N₂＝35MHz／100Hz＝350000 となる。N₂をこの値から１増すごとに、出力
周波数は100Hzずつ増加する。従つて、これより
も999.9kHz高いN₂の最高値は、 350000＋9999＝359999 となる。

以上の説明より、例えば₀＝5123.4567MHzの
周波数を発生する場合には、 N₁＝（5123−35）×10³／（25×40）＝5088 N₂＝（0.4567／0.0001）＋350000＝354567 とすればよいことは明らかであろう。勿論、
M₁およびM₂の値は常に同じ値で、 M₁＝625 M₂＝250000 でよいことも明らかであろう。

なお、以上の説明より波器４２は、35MHzか
ら36MHzを含む適当な帯域を通過させる帯域波
器を用いればよいことも明らかであろう。

さて次に、Ｄ／Ａコンバータ４５に設定すべき
値は次のようにして求めることができる。

発振する周波数の比帯域で大きくなると、
VCOの周波数制御電圧と発振周波数との関係は、
一般に直線とはならないため、発振すべき周波数
が与えられても簡単な演算で必要な電圧を求める
ことが困難となる。そこで本実施例においては、
VCO４１の周波数制御電圧端子に加えた各電圧
値Ｖとそれに対する出力周波数₀との関数関係を
まず実験によつて測定する。こうして得られた実
験値をもとにして、VCO４１が発振すべき全周
波数領域を必要な細かさをもつ多くの周波数区間
に分割しこの各周波数区間と、それに対応する電
圧Ｖ（すなわち、その区間のほぼ中心の周波数を
発振する電圧）との関係を示すテーブルを作り、
このテーブルを制御部４６中に含まれる読取り専
用メモリ（ROM）に予め書き込み記憶させてお
く。かくして、実際のオペレーシヨンにおいて、
出力周波数₀が指定されると制御部４６は、この
テーブル中で₀が落ちる前記周波数区間を見出
し、この区間に対する前記電圧ＶをデータＤとし
てＤ／Ａコンバータ４５に設定して出力電圧Ｖを
発生させる。かくすることによつて、VCOの制
御電圧と発振周波数との関数関係が複雑な場合で
も、簡単確実に必要な精度内でVCOの発振周波
数を制御できる。

₀が指定された場合に、設定すべきデータにど
の程度までの誤差が許せるか（すなわち前述の周
波数区間をどの程度まで細かくしなければならな
いか）は次のようにして決定される。

前述のように、₀が指定されると、_S1および
_S2が決定される。従つて、VCO４１が引き込ま
れる可能性のある₀に近い周波数は第３図に示す
ように、 ₀＝25_S1＋_S2 −＝25_S1−_S2 ＋＝26_S1−_S2 の３つになる。

実際のVCO４１の周波数は、Ｄ／Ａコンバー
タ45の出力電圧と周波数位相比較器４３の出力電
圧とが加算器４４で加算されて定まる。このうち
Ｄ／Ａコンバータ４５の出力により定まる周波数
は、前述のようにある範囲の誤差を含む。また周
波数位相比較器４３の出力電圧は、引き込み前は
ある制限された範囲内の任意の値を取り、従つて
ある制限された範囲内の任意の周波数をとる。こ
のため、₀が与えられると、VCO４１の周波数
は両者の組合せで決定されるある周波数範囲内の
どこかの周波数にまず現われるが、現在の問題
は、この範囲が必らず₀を含み、かつ最悪の場合
でも上式で与えられる＋および−を含まない
ように両者の配分を決定することである。

これは一例として次のようにして行うことがで
きる。上式より、₀からまでの周波数間隔と₀
から−までの周波数間隔とを同じに選ぶとする
と、 _S2＝_S1／４となる。簡単にするために、_S2の範囲を常に
_S1／４より小さくなるようにしておき、かつ、
周波数位相比較器４３の出力電圧による周波数の
変化範囲±_S2を越えないように出力電圧を制限
し、さらにＤ／Ａコンバータ４５に設定するデー
タの誤差による周波数が、この比較器４３の出力
電圧による周波数変化範囲内に入るように選ばれ
ていればよいことになる。

しかし、こうすると、25_S1の周波数を含み周
波数位相比較器４３に入る周波数は、この25_S1
の上下の周波数で折返されるため、実際の場合に
おいては動作が不安定となる。そこで最悪の場合
でも25_S1を含まないようにすべきである。こう
すると−や＋の周波数に引き込まれることな
く、正しい周波数₀に必らず引き込まれることに
なる。

一例として、前述の実際のパラメータの値を用
いると次のようになる。

_S1の最低周波数は192.8MHzであり、_S2の最高
周波数は約36MHzであるから、_S2が_S1／４より
小さいという条件は常に成立している。従つて、
周波数位相比較器４３の出力電圧とＤ／Ａコンバ
ータ４５の誤差を含む電圧との和による周波数が
常に₀±35MHz以内に入つていればよいことにな
る。例えば、比較器４３の出力電圧によるVCO
４１の周波数変化範囲を±17MHz以内に収まるよ
うに制限し、かつＤ／Ａコンバータ４５に与える
データの正確さとして、この制限された比較器４
３の出力で充分補正できる範囲内の正確さ（例え
ば、ある周波数附近で比較器４３の出力が±15M
Hzの周波数範囲を充分カバーしている場合にはこ
の周波数付近ではＤ／Ａコンバータ４５の出力電
圧だけで定まる周波数の誤差を±15MHz以内に収
めるような正確さ）でＤを設定すればよいことに
なる。

こうして、安価な帯域波器４２以外には殆ん
ど周波数に依存する回路を用いることなく、単に
N₁，M₁，N₂，M₂およびＤの値を上述した規則
に従つて適当に選択して設定するだけで、所望の
周波数帯域にわたつて所望の周波数ステツプで出
力信号が得られる周波数合成装置が得られること
になる。

ここで用いたハーモニツクコンバータ４０はダ
イオードを含むだけでフイルタを含まないので、
従来の回路のミクサ４よりも遥かに安い価格で実
現することが可能であるし、ここで利用すべき高
調波の次数も設定するパラメータをかえるだけで
柔軟性をもつて選択することができる。

また、制御部４６も適当なROMとRAM（読書
き可能なメモリ）とマイクロプロセツサを含むマ
イクロコンピユータを用いて安価に実現すること
が可能である。

最後に、こうして得られる装置の出力（VCO
４１の出力）信号中に含まれる位相雑音について
考察する。

本実施例に用いた各種のサーボループ内に含ま
れるVCOの位相雑音のrms値は、もともとVCO
のもつている位相雑音が、動作状態においてはそ
のサーボループのループゲイン分だけ抑圧された
ものとなると考えてよい。サーボループに許され
るループゲインは、周波数位相比較器に加えられ
る基準周波数に比例し、また、VCOがもともと
発生する位相雑音は、その発振周波数および動作
する範囲の比帯域に比例すると考えてよい。従つ
て、周波数合成装置の位相雑音のrms値Ｎは大略
次式で比較することができる。

Ｎ＝ＫＦ△Ｆ／Ｆ／Ｒ＝Ｋ△Ｆ／Ｒ但しＫは比例常数、Ｆは発振周波数、Ｒは周波
数位相比較器に加わる基準周波数、および△Ｆは
発振する周波数の範囲である。また△Ｆ／Ｆを比
帯域の近似値として用いている。

上式を用いて本実施例のVCO２１，VCO３１
およびVCO４１のそれぞれの位相雑音N₂₁，N₃₁
およびN₄₁を求めると次のようになる。

25N₂₁＝25×Ｋ500MHz÷25／40kHz＝12.5×10³K N₃₁＝Ｋ1MHz／100Hz＝10×10³K N₄₁≒Ｋ500MHz／35MHz＝14.3K 但し、VCO２１は25倍の高調波が用いられる
ので最初の式はVCO２１の位相雑音N₂₁の25倍の
値を示している。

上の３つの値を比較すると、VCO４１の位相
雑音N₄₁が圧倒的に小さい。これは、VCO４１は
ループ利得が高くとれるため、もともと持つてい
る雑音は殆んど抑圧され、その結果周波数基準と
して用いた信号の位相雑音と殆んど同じになつて
しまうことを意味している。

従つて、本装置の出力に含まれる位相雑音の大
きさをN₀とすると、N₀は25N₂₁とN₃₁との電力和
と考えてよく、 N₀＝√（1.25）²＋(10)²×10³K ≒16×10³K となる。

このように、本実施例の回路の出力位相雑音は
前記第１周波数合成回路２０の位相雑音をＬ倍し
たもの（Ｌは選択する高調波の次数）と、第２周
波数合成回路３０の位相雑音との電力和となるた
めに、この両者がなるべく同じ程度になるように
各種のパラメータを選ぶと位相雑音に対して有利
となる。実際に上記のパラメータはこの条件をほ
ぼ満足しているが、こうして達成できる位相雑音
を、さきに説明した第１図の従来の装置の位相雑
音と比較すると次のようになる。

従来の装置においては、周波数の最小可変ステ
ツプを50kHzに選んだ場合に第１図のVCO３の位
相雑音N₃は、 N₃＝Ｋ500MHz／25kHz＝20×10³K となり、上に求めた本実施例の位相雑音よりも
若干大きくなる。達成できる位相雑音の大きさ
は、周波数の最小可変ステツプにほぼ反比例する
が、最小可変ステツプを50kHzにとつた従来の装
置よりも、最小可変ステツプを100Hzにとつた本
実施例の装置の方が少ない位相雑音を実現する可
能性があるということは、本実施例の装置が位相
雑音の抑圧について従来装置に比較して如何に優
れた特性を有するかを示すものである。

以上のように、本発明を用いることにより、従
来の装置に必要とされる高価な逓倍回路やミクサ
回路を用いることなく、従来の装置に比較して発
生する位相雑音の抑圧度特性が遥かに高く、マイ
クロ波帯のVCOとして電圧対周波数特性が１次
関数的に変化しないバラクタダイオードを使用し
たVCOが利用でき、また、出力周波数の選択に
対し一層柔軟性をもつ周波数合成装置を提供する
ことができる。これにより装置の経済化と高性能
化を達成できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の周波数合成装置を説明するため
のブロツク図、第２図は本発明の一実施例を示す
ブロツク図および第３図は高調波と引込み周波数
との関係を説明するための図である。図において、１……基準周波数発振器、２……
周波数逓倍回路、３……電圧制御可変周波数発振
器VCO、４……ミクサ、５……プログラマブル
カウンタ、６……プログラマブルカウンタ、７…
…周波数位相比較器、１０……基準周波数発振
器、２０……第１周波数合成回路、２１……電圧
制御可変周波数発振器VCO、２２……プログラ
マブルカウンタ、２３……周波数位相比較器、２
４……プログラマブルカウンタ、３０……第２周
波数合成回路、３１……電圧制御可変周波数発振
器VCO、３２……プログラマブルカウンタ、３
３……周波数位相比較器、３４……プログラマブ
ルカウンタ、４０……ハーモニツクコンバータ、
４１……電圧制御可変周波数発振器VCO、４２
……波器、４３……周波数位相比較器、４４…
…電圧加算器、４５……Ｄ／Ａコンバータ、４６
……制御部。

Claims

【特許請求の範囲】１予め定めた基準周波数で発振する基準周波数
発振器と、前記基準周波数に同期し該周波数のN₁／M₁
（N₁，M₁は正の整数）倍の周波数を発生する第
１周波数合成回路と、前記基準周波数に同期し該周波数のN₂／M₂
（N₂，M₂は正の整数）倍の周波数を発生する第
２の周波数合成回路と、ある制御信号に応答してその周波数を変化する
電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力および前記第１周波
数合成回路の出力に応答し前者と後者の高調波と
の非直線結合により生ずる周波数成分を発生する
ハーモニツクコンバータと、前記ハーモニツクコンバータの出力を波する
波器と、前記波器の出力と前記第２周波数合成回路の
出力との周波数差および位相差とを検出する周波
数位相比較器と、設定されたデジタル情報Ｄをその値に応じて予
め定めた電圧に変換するＤ／Ａコンバータと、前記周波数位相比較器の出力と前記Ｄ／Ａコン
バータの出力とを合成して前記制御信号を発生す
る手段と、前記電圧制御発振器の発振すべき周波数の指定
に応答して予め定めた規則に従い前記N₁，M₁，
N₂，M₂およびＤの値を設定する制御手段とを含
むことを特徴とする周波数合成装置。