JPS63184280A - 高周波加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電子レンジ等のいわゆる誘電加熱により食品
や液体などを加熱するだめの高周波加熱装置の改良に関
し、さらに詳しく言えば、トランジスタ等の半導体スイ
ッチを用いたインバータにより高周波電力を発生し、マ
グネトロンに高圧電力およびヒータ電力を供給するよう
構成した高周波加熱装置の改良に関するものである。

従来の技術 このような方式の高周波加熱装置は、その電源トランス
の小型・軽量・低コスト化の為に様々な構成のものが提
案されている。

第７図は従来の高周波加熱装置の回路図であり、特願昭
６１−９９８９２号に示されたものと同等の作用を有す
るものである。

図に於て、商用電源１、ダイオードブリッジ２、コンデ
ンサ３によりインバータ４の電源部５が構成され、イン
バータ４は、リセットインダクタ６、サイリスタ７、ダ
イオード８、共振コンデ／す９などより構成されている
。サイリスタ７は、インバータ制御回路１ｏにより定め
られた周波数ｆ０でトリガされ、その結果昇圧トランス
１１の１次巻線１２と共振コンデンサ９との直列共振回
路とリセットインダクタ６とで構成された弛張発振型イ
ンバータが動作周波数ｆ０で動作し、昇圧トランス１１
の高圧２次巻線１３とヒータ巻線１４とにはそれぞれ高
圧電力Ｐ０およびヒータ電力Ｐ。

が発生する。高圧２次巻線１３に生じる高圧電力Ｐｏは
、高圧ダイオード１５，１６、コンデンサ１７．１８に
より整流されてマグネトロン１９に供給される。また、
ヒータ巻線１４はコンデンサ２ｏと共振回路を構成して
おり、マグネトロン１９のカソードヒータにこの共振回
路を介してヒータ電力ＰＭが供給されるように構成され
ている。２１は起動制御回路であり、インバータの起動
時、一定の時間インバータ制御回路１ｏを制御してその
トリガ周波数ｆ０を低下させるよう構成されている。こ
れは起動時にマグネトロン１９のカソードがヒートアッ
プするまでの間に高圧２次巻線１３に生じる無負荷電圧
を低く押えるためである。

第８図は、このインバータ４の動作周波数ｆ。

に対する高圧電力Ｐ０、ヒータ電力Ｐ８、無負荷時のマ
グネトロン１９のアノード電圧Ｖ、工。の変化を示す図
である。ｆ、が定められた定常時の周波数ｆ。、のとき
、ＰｏおよびＰＨはそれぞれ定格値の１　ｋＷおよび４
０Ｗ　　となるよう構成されている。

起動時において、このｆ。、でインバータ４を起動する
と、無負荷時アノード電圧Ｖ、。は、２０ｋｖ以上にも
達し、絶縁耐圧処理が技術的にも、また製造コスト面で
も難しいものになる。そのため、起動時の一定の時間ｆ
０をｆ。８まで低下させるよう起動制御回路２１でイン
バータ制御回路１Ｑを制御する構成となっている。ｆ０
＝ｆ０．のとき、Ｖ、え。は１０ｋＶ以下の低い値とす
ることができ、一方、ヒータ回路に設けられたコンデン
サ２０の共振作用によりＰＰｌは、あまり低下せず約３
０Ｗとなる。したがって、ＰＩＩ＝４０Ｗの定格時に比
べてカソード加熱完了までの時間が長くなるけれども、
異常に高いＶ、。を発生することなく、高周波加熱装置
を起動することができるものである。

第９図（ａ）　、　（ｂ）　、　（０）は、この高周波
加熱装置の動作周波数ｆ。、マグネトロンのアノード電
圧ｖＡＫ、アノード電流１．が、起動時にどのように変
化するかを示す図である。

同図（ａ）に示すように時刻１＝０からｔ＝ｔ１　まで
の間は、ｆ、＝ｆ、、ｌに制御され、その後、１＝　１
２で、ｆ、　＝　’１．１となるよう起動制御回路２１
はインバータ制御回路１ｏを制御する。このため、同図
（１））＋７）！うにｖＡｔはｖ、。、ｌ１ａｘ〈１０
ｋｖに制御され、同図（０）のようにｌ＋　＜　ｔ＜　
ｔｚの間にアノード電流工、が立ち上がり工ｍｌに達し
定格高圧出力Ｐ０＝１ｋＷが得られる。すなわち、領域
大のブレヒート期間を経て領域Ｂの遷移期間を経た後、
領域Ｃの定常状態に達するよう構成されているのである
。

このようにｆ。を起動時にｆ。Ｓに低下させること、お
よび、ヒータ回路に設けたコンデンサ２゜の共振作用と
を両立させることにより、初めて起動時の異常高圧発生
を防止し、安定な起動を可能とする高周波加熱装置を実
現することができるものであった。

発明が解決しようとする問題点 しかしながらこのような従来の高周波加熱装置には、次
のような欠点があった。

ヒータ電力Ｐヨは、高圧電力Ｐ０を出力する高圧２次巻
線１３と同一のコアに施されたヒータ巻線１４より供給
される構成となっている。このため、第８図に示すよう
にｐＨをｆｏに対して一定に保つことは困難であり、共
振コンデンサ２０を設けてもＰｏに比例してＰＨが変化
するのを防止できる程度であり、同図に破線で示すよう
な曲線の特性にすることができる程度であった。すなわ
ち、ｆ、＝ｆ、、までｆ、を下げた時、Ｐｌｌ−３０Ｗ
にすることができる程度であった。

第１Ｑ図は、ヒータ電力Ｐ８と、Ｐｌｌが供給されてか
らカソードが十分加熱されマグネトロンが発振開始する
までの時間、すなわち発振開始時間ｔｓとの関係の１例
を示す図である。このように従来の技術では、異常高圧
の発生は防止できるが、起動時に十分なヒータ電力ＰＴ
１を供給することが困難であるので発振開始時間ｔ８が
大きくなり、定格のＰヨ（＝４０Ｗ）を供給する場合に
比べて、数倍の時間になってしまうという欠点があった
。。

すなわち、第９図（Ｃ）に示した領域大が長くなってし
まうという結果となり、特に電子レンジなどの秒速調理
がその特徴である高周波加熱装置にこの技術を適用する
場合、重大な機能低下を余儀なくされるというものであ
った。

また、第１１図（１）において、１＝１．からｔ＝ｔ２
までの間は、ヒータ電力ＰＩＩが徐々に増加していく期
間であると同時にマグネトロンへの高圧電力Ｐ０（すな
わちアノード電流”ｈ　）も同図（Ｃ）のように増加し
ていく期間である。

第１１図（ａ）　、　（ｂ）　、　（０）は、このｆｏ
がｆｏｓからｆ。１に立ち上がる時に、ヒータ電力Ｐ□
、カノード温度Ｔｃ、高圧電力Ｐ０がどのような関係で
立ち上がるかを示す図である。同図より明らかなように
、ＰＨの増加に対してカソードの温度Ｔｃそのものは一
定の熱時定数を持っているのでτだけ遅れて立ち上がり
ｔ＝＝　ｔ３で定格の温度になる。一方、Ｐ。

はＰＨと同時に増加していくのでこの間、すなわち、領
域Ｂは、カソードのエミソション不足又はそれに近い状
態に陥りやすい期間である。そして、このような領域が
長く存在することは、マグネトロンめカソードの寿命を
著しく低下させる結果となるという極めて重大な欠点が
あった。

また、マグネトロン１９のヒータ回路にコンデンサ２ｏ
を設けて共振回路を構成すること自体も、カソードイン
ピーダンスが小さいこと、高電位であることなどから極
めて面倒であった。

問題点を解決するだめの手段 本発明は、このような従来の問題点を解決するためにな
されたものであシ、以下に述べる構成からなる高周波加
熱装置である。

すなわち、商用電源などから得られる電源部と、１つあ
るいはそれ以上の半導体スイッチと共振コンデンサを有
するインバータと、この共振コンデンサと共振回路を形
成し、マグネトロンに高圧およびヒータ電力を供給する
昇圧トランスと、前記マグネトロンのカソードに直列に
接続されたインダクタンス要素と、前記半導体スイッチ
の導通時間などを制御するインバータ制御部と、前記イ
ンバータの起動時に前記インバータ制御部に変調指令を
与える起動制御部とを備え、この変調指令により前記半
導体スイッチの導通時間を定常時より小さくし、かつ、
その非導通時間を定常時より大きくかつ、略々前記共振
回路の共振周期の整数倍に等しく制御して実質上インバ
ータの動作周波数を定常時より低下させるよう前記イン
バータ制御部を構成したものである。

作用 本発明は以上に述べた構成により以下に述べる作用を有
するものである。

すなわち、インバータの起動時において、起動制御部の
変調指令信号がインバータ制御部に送られ、このインバ
ータ制御部が、半導体スイッチの導通時間を定常時の導
通時間より小さくし、同時に、半導体スイッチの非導通
時間を定常時の非導通時間より大きく、しかも共振回路
の共振周期の整数倍に近くなるように制御してインバー
タの動作周波数を定常時よりも低下させるものである。

半導体スイッチの導通時間が小さくなるので昇圧トラン
スの出力電圧は低く押えられ、高圧出力電圧およびヒー
タ出力電圧は共に低く制御されるが、非導通時間が大き
くなって動作周波数が低下するよう制御されるので、マ
グネトロンのカソードに直列に設けられたインダクタン
ス要素のインピーダンスが低下し、カソードに流れる電
流は、定常時の値と同等もしくはそれ以上の適切な値に
制御されるものである。

さらに、非導通時間が略々、共振回路の共振周期の整数
倍に制御されるので、半導体スイッチのスイッチング損
失を大幅に低減しつつ前述した起動時の変調制御を実現
するものである。従って、半導体スイッチの損失を低減
し、かつ、起動時の異常高圧発生を防止すると同時にヒ
ータ電力を定常時の値と同等又はそれ以上の適切な値に
制御することができる〇 実施例 以下、本発明の一実施例について、図面と共に説明する
。

第１図は、本発明の一実施例を示す高周波加熱装置のブ
ロック図である。同図において、電源部３１は商用電源
あるいはバッテリーなどより得られる直流または脈流電
圧の単方向電源であシ、トランジスタ等の半導体スイッ
チ３２を１つ又は複数個備えた共振コンデンサを含むイ
ンバータ３３に電力を供給する。インバータ制御部３４
は、半導体スイッチ３２を定められた導通時間と共振コ
ンデンサと昇圧トランス３６との共振周期に略々等しい
非導通時間とで動作させ、昇圧トランス３５０１次巻線
３６に高周波電力を供給する。従って昇圧トランス３６
の高圧２次巻線３７とヒータ巻線３８には高圧電力Ｐ０
とヒータ電力ＰＨが発生し、それぞれマグネトロン３９
のアノードカソード問およびカソードヒータ４ｏに供給
されるよう構成されている。

カソードヒータ４０（すなわちカソード）には直列にイ
ンダクタンス要素４１が設けられ、ヒータ巻線３８の負
荷はインダクタンス要素４１とカソードヒータ４０の直
列回路となっている。

起動制御部４２は、インバータ３３の起動時に変調指令
をインバータ制御部３４に与えるものであり、この変調
指令によりインバータ制御部３４は起動時に半導体スイ
ッチ３２の導通時間を定常時より小さく制御し、同時に
非導通時間を定常時より大きくかつ、共振周期の整数倍
に略々等しい時間に制御することにより、半導体スイッ
チのスイッチング損失を低減しつつインバータ３３の出
力電圧と動作周波数とを同時に低下させ、インダクタン
ス要素４１のインピーダンスを小さくして実質的にカソ
ードヒータ４０に流れる電流を定常時の電流と同等また
はそれ以上の適切な値の電流にせしめるものである。

この構成により、高圧２次巻線３７に発生する電圧は異
常な高電圧とならず、かつ、カソードヒータ４ｏには、
安定で良好な動作を保証することができるヒータ電流（
すなわちヒータ電力ｐ）Ｉ）を供給することができ、し
かも、半導体スイッチの損失を小さく押えることができ
る。したがって、ヒータ回路に面倒な共振回路を構成す
ることなく、マグネトロン３９の発振開始時間を十分小
さくしてスピーディ−な誘電加熱開始を可能とすると共
に、カソードの工＜７ンヨン不足が生じやすい状態の発
生を防止して寿命が長く、極めて高い信頼性を保証する
ことができ、同時に、半導体スイッチの損失が小さいた
め、その高信頼性と低価格化を実現できる高周波加熱装
置を提供することができる。

第２図は、第１図に示した本発明の一実施例を示す高周
波加熱装置のさらに詳しい一実施例を示す回路図であり
、第１図と同符号のものは相当する構成要素であシ説明
を省略する。

第２図に於て、商用電源５１は運転スイッチ６２を介し
てダイオードブリッジ６３に接続されると共にインバー
タ制御部３４に接続される。従って、運転スイッチ５２
が投入されるとインダクタ５４、コンデンサ６５を介し
単方向電力がインバータ３３に供給され、同時にインバ
ータ制御部３４および起動制御部４２が作動する。

インバータ３３は共振コンデンサ６６と、バイポーラ型
ＭＯ３ＦＥＴ（以下、ＭＢＴという）５８、ダイオード
６９より成る複合半導体スイッチ３２とによυ構成され
、インバータ制御部３４の同期発振器６１にてその導通
時間と非導通時間を制御される。

起動制御部４２は運転スイッチＢ２が投入された時一定
の時間、インバータ制御部３４の同期発振器６１の動作
に変調指令を与えるものである。

ここで、第２図の実施例の動作について、第３図を参照
して説明する。

第３図（２Ｌ）　、　（ｂ）　、　（Ｃ）　、　（ｄ）
および（６）は、複合半導体スイッチに流れる電流Ｉ　
ｃ／ｄ、それにかかる電圧ｖａｎｓＭＢＴ５８のゲート
に加えられる制御電圧ＶＧ、マグネトロン３９のアノー
ドカソード間電圧ｖ１、アノード電流１．の波形図であ
る。

同期発振器６１は、同図（ｂ）に示す点Ｐ、すなわち、
コンデンサ５６の電圧Ｖ。。とＶ。、がクロスした点を
検出し、その後一定時間Ｔｄだけ遅れてＭＢＴ５８にＶ
Ｇを与えるよう構成され、共振コンデンサ５６と昇圧ト
ランス３５の１次巻線３６との共振により発生する電圧
ｖａｘが零になるタイミングと同期してＭＢＴ５８をオ
ンにする（同期制御）ものであり、共振電圧がほぼ零で
オンになるのでスイッチングロスを大幅に低減すること
ができるものである。

インバータ３３の出力は、このＭＢＴ５８の導通時間Ｔ
ｏｎと非導通時間ＴｏｆｆＯ比を制御することにより調
整することができる。実際には、前述の同期制御により
Ｔｏｆｆは、前記共振回路の回路定数によって決定され
る（すなわち共振回路の共振周期に近い時間となる）の
で、’ｒｏｎを制御することで、インバータ３３の出力
を調整することができる。

また、コンデンサ６６の電圧は、脈流電圧であるので、
第３図（２Ｌ）　、　（ｂ）のｘｃ／ａ　＋　ｖにｚは
、同図（０゜（ｇ）のような包路線を持った波形となっ
ている。

このように定常時は、同期制御により、インバータ３３
は同期発振動作を行う。しかしながら、同期発振器６１
は、インバータ３３の起動時の一定時間（例えば１〜２
秒）、起動制御部４２の変調指令により次のような変調
動作を行う。

第４図（ａ）　、　（ｂ）　、　（Ｃ）はこの変調動作
時に於るＩｃ／ｄ＋ｖＣＸ　Ｉ　ｖＧの波形を示すもの
であり、第３図（ａ）　、　（ｂ）。

（Ｃ）のように、共振回路の共振動作に同期した同期制
御は行なわれていない。すなわち、第３図（′ｂ）にお
いては、ｖｃｍの波形として現れる共振動作波形は、共
振回路の共振周期に近い波形であり、これに同期してＭ
ＢＴ５８のオンオフが制御されているが、第４図（ｂ）
に示すように変調動作時においては、共振回路の共振周
期Ｔｒの整数倍の非導通時間Ｔｏｆｆ’となっている（
同図においては、ＴＯｔｆ録約’ｒｒの２倍となってい
る）０ このように、完全な同期発振制御を行わなくても、第４
図に示すように、Ｔｏｆｆ”を’ｒｒの整数倍に略々等
しくなるように制御することによってｖｃｘの小さいと
ころでＭＢＴ５Ｂをオンにし、ＭＢＴ５８のスイッチン
グ時のピーク電流工Ｃ８を比較的小さく押え、スイッチ
ングロスを低減することができる。

とコロ力、第４図（ｄ）　、　（１５）　、　（ｆ’ｌ
に示すようにＴ　ｏｆｆ’がＴｒの整数倍に近い値から
はずれると、ｖｃｍが大きい値の時にＭＢＴ５８がオン
することになシ、ＩＣｓは同図（ｄ）のように極めて大
きな値となる。従って、ＭＢＴ６８のスイッチング損失
が著しく大きくなり、ＭＢＴの信頼性の低下を余儀なく
されるばかりでなく、放熱のために大きな冷却フィンを
必要とするなど、高価格化をひき起こすという不都合を
生じてしまうのである。第４図（ｄ）　、　（６）　。

（０の場合、Ｔｏｆｆ”は’ｒｒの約１．６倍となって
いる。

このように、ＭＢＴ５８の導通時間’Ｉ’ｏｎ　　を定
常時の’ｒｏｎより小さく制御すると同時に、非導通時
間Ｔｏｆｆ　　を定常時のＴｏｆｆより大きく、かつ、
共振回路の共振周期’ｒｒの整数倍に略々等しく制御し
て、結果として繰り返し周期ＴＯを定常時のＴＯより大
きく制御するのである。

この結果、ＭＢＴ５８のスイッチング損失を小さく押え
つつ、インバータの起動時にＴＯをＴＯに低下させるこ
とができ、昇圧トランス３５０２次巻線３７に発生する
高電圧を抑制し、かつ、マグネトロン３９のカソードに
ヒータ巻線３８から供給されるヒータ電流を定常時と同
等かそれ以上の値に制御することができる。

マグネトロン３９のヒータ回路に設けられたインダクタ
ンス要素４１ａ１および４１ｂのインピーダンスとカソ
ードヒータのインピーダンスとの比および昇圧トランス
３５と共振コンデンサ５６との値をどの程度に選ぶかに
よって適切に設計することができる。

例えば、−例を示すと次のようになる。今、第２図に示
すように、ヒータ回路のインダクタンス要素４１　＆　
、４１　ｂは、マグネトロンのＴＶノイズ抑制用のフィ
ルタを構成するチョークコイルと兼用するよう構成され
ている。従ってそのインダクタンスは、それぞれ１．８
μＨ程度に選ばれている。まだ、カソードヒータのイン
ピーダンスは、０．３Ω程度でよく実用に供されている
。

このような条件のマグネトロンと適当な定数の昇圧トラ
ンスと共振コンデンサとを用いた発明者らの実験によれ
ば、同期発振器６１を起動制御部４２により次のように
変調させることにより、起動時のアノード力ンード間電
圧Ｖ、。を１ｏｋｖ以下に維持したうえで、起動時のヒ
ータ電流Ｉ　、／を、定常時のエイより大きくすること
が可能であった。

すなわち、Ｔｏ　＝　４０　ｐｓ　、　Ｔ（Ｉｎ＝　２
９　μｓ　。

Ｔｏｆｆ＝１１μｓ　に対して、Ｔ□’＝　６３　μＳ
　、　Ｔ□ｎ’＝８μＳ　、　Ｔｏｆｆ’−５５μｓ　
に変調させることにより、Ｘ、　＝１０，５　ＡでＩ、
’＝１２人を実現し、極めて安定な起動を実現すること
ができ、かつ、変調時のＭＢＴｓｓの平均損失をｓｏｔ
程度にすることができた。

しだがって、起動時のヒータ電力ｐ　、／は、定常時の
ＰＨに比べて、八’／Ｐ　Ｈ：　（１２Ａ／１０．５人
）中１，３となり、極めてすみやかなヒータの加熱を実
現でき、しかも、ＭＢＴの過大損失の発生を防止し、大
きな放熱フィンを用いることなく高信頼性を保証できる
のである。

第６図は、上述の起動時、状態を示す図であり、同図（
ａ）〜（ｆ′）は、それぞれインバータの動作周波数ｆ
０（”’　１／Ｔｏ　）　ｚ　’ｒｏｎ　Ｉ　Ｔｏｆｆ
’　Ｉ　ｒＨｌ　ｖＡＩＣＩ　”Ａ　７’）：。

起動時から定常時にかけてどのように変化するかを示し
たものである。

起動制御部４２によ’）　ＴＯｎ　＋　ＴｏｆｆがＴｏ
ｎ’　ｒ　Ｔｏｆｆ’に制御されている時間ｔａ　＝　
１．６秒の間は、インバータ出力が低くおさえられて、
Ｖ□。＝８ｋＶに制限されるにもかかわらず、八′は定
常時のエイ＝　１０，５　Ａより大きい１２人に制御さ
れている。

以上のように制御することにより、高電位になるヒータ
回路に面倒な共振回路を構成することなく、異常高電圧
の発生を防止したうえでスピーディ−なマグネトロンの
発振開始を実現することができ、しかも、カソードのエ
ミッション不足が生じることを防止して、極めて高い信
頼性を実現した高周波加熱装置を実現することが可能で
ある。

そして、この時生じゃすいＭＢＴ６８の損失増大を小さ
く抑制し、過大な冷却装置を用いることなくその高い信
頼性を保証することができる。

第６図は第２図のインバータ制御部３４、起動制御部４
２のさらに詳しい一実施例を示す回路図であり、第２図
と同符号のものは相当する機能の構成要素であり詳しい
説明を省略する。同図は、インバータ制御部３４の同期
発振器６１と、起動制御部４２の具体的構成例を示すも
のであり、第３図（′ｂ）に示した同期信号を得るだめ
に、コンデンサ５６の電圧ＶｃＱ　（！：　Ｍ　Ｂ　Ｔ
　５８のコレクタ電圧とが、それぞれ抵抗器１００，１
０１および１０２゜１０３による分割電圧としてコンパ
レータ１０４で検出される。コンパレータ１０４の立ち
上り出力は、遅延回路１０５、微分回路１０６とでパル
ス信号となり、オア回路１０７を介してＲ３−ＦＦ１０
８をリセットする。Ｒ３−ＦＦの互出力はＭＢＴ５８の
ゲートを駆動し、同時に’ｒｏｎを決定するオン時間タ
イマを起動する。オン時間タイマは抵抗器１０９〜１１
１、コンデンサ１１２、ダイオ−）’１１３、コンパレ
ータ１１４　、基準ＴＬ電圧源１６より構成されている
。１１６はインバータバッファでありコンパレータ１１
４の出力はこれを介してＲ３−ＦＦのＳ入力に加えられ
る。従って、Ｑ出力がＨｉになってから基準電圧源１１
５で決まるＴｏｎが経過するとＱがＬＯになるようにＦ
Ｆがセットされる。

ＦＦの出力Ｑは、抵抗器１１７〜１１９、コンデンサ１
２０、ダイオード１２１、コンパレータ１２２よ構成る
オフ時間タイマを起動するよう構成され、Ｔｏｆｆの最
大値を決定する。すなわち、コンパレータ１２２の出力
は、インバータバッフ１１２３、ビブン回路１２４を介
してオア回路１０７に供給されており、ＱがＨｉ　（す
なわちＱがＬｏでＭＯ３ＦＸＴ５８がオフ）になってが
ら一定時間が経過しても同期信号がコンパレータ１０４
にて検出されなかった場合、ＲＳ　−Ｆ　Ｆを強制的に
リセットしＱをＨｉにするものである。

このオフ時間タイマにより決定されるＴｏｆｆを、共振
回路の共振周期の整数倍に近い値に設定しておけば、第
４図（ｂ）に示したように、ｖＣｘが比較的小さい値の
時、ＭＢＴ５Ｂをオンにすることができるのである。な
お、１２５はスタート回路で、インバータの起動時、１
パルスだけオア回路１０７にパルスを与え、Ｒ５−ＦＦ
をリセットし、この回路を起動させるものである。

インバータ３３の定常動作時は、コンパレータ１０４よ
り同期パルスがＲ５−ＦＦに与えられ、前述した同期発
振を行いインバータの各動作波形は第３図のようになる
。

インバータの起動時は、抵抗器１２６〜１２８、コンデ
ンサ１２９、コンパレータ１３ｏ１インバータバツフア
１３１、ダイオード１３２，１３３、抵抗器１３４より
成る起動制御部４２により、この同期発温状態が阻止さ
れて非同期発振状態に制御されると同時に、’ｒａｎは
定常動作時より小さい値に制御される。

すなわち、インバータの起動時は、一定の時間ｔｓ　（
１，５秒）の間、コンパレータの出力はＨｌであるので
、抵抗器１０３は実質上短絡されてしまい、コンパレー
タ１０４は同期信号を検出することができなくなる。こ
のためインバータは非同期状態となり、ＭＢＴ５８の非
導通時間Ｔｏｆｆは、コンパレータ１２２などより成る
オフ時間タイマで決定される。このオフ時間を例えば６
６μｓとしておけば、第５図（０）のような状態を実現
できるわけである。

また、コンパレータ１３０の出力は同時に、抵抗器１３
４により基準電圧源１１５の電圧を抵抗器１１０とで分
割してコンパレータ１１４に与えるよう動作する。した
がって、ｔ５の間のＴＯｎは、このオン時間タイマの設
定時間が小さくなるので、定常時より小さくなり、例え
ば、このオン時間タイマの設定を８μｓとすることで、
第６図（′ｂ）の状態を実現できるわけである。

このように、非導通時間を制限するタイマを有する同期
発振型のインバータ制御部を構成し、インバータの起動
時に一定時間ｔｓの間、同期信号を遮断し、同時に’ｒ
ｏｎを定常時のＴｏｎより小さく制御すると共に、非導
通時間を、共振回路の共振周期の整数倍に略々一致させ
ることにより、半導体スイッチ素子の損失を小さく押え
、過大な冷却構成を必要とすることなく高い信頼性を保
証した上で従来の不都合を解消し、面倒な共振回路をヒ
ータ回路に設けることなく、マグネトロンのスピーディ
−な立ち上がりとその高信頼性を保証することができる
高周波加熱装置を実現することができるＯ 発明の効果 以上に述べたように、本発明は、インバータの出力を昇
圧トランスを介してマグネトロンのアノードカソード間
とカソードヒータとに供給する構成とし、カソードヒー
タに直列にインダクタンス要素を設けると共に、インバ
ータの起動時に変調指令を与える起動制御部を設け、こ
の変調指令によりインバータ制御部が半導体スイッチの
導通時間を定常時より小さくし、かつ、非導通時間を共
振回路の共振周期の略々整数倍に大きくすることにより
実質上インバータの動作周波数を低下させるよう構成し
たので、高電位になるヒータ回路に面倒な共振回路を設
けることなく、しかも、半導体スイッチの損失を小さく
押えた上で起動時の異常高電圧の発生を防止し、しかも
スピーディ−なマグネトロンの発振開始を実現すること
ができる。

さらに、起動時に十分なカソードのブレヒートができる
のでカソードのエミッション不足現象の発生を防止し、
カソードの劣化を防ぐことができるので、高い信頼性を
保証した高周波加熱装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す高周波加熱装置のブロ
ック図、第２図は同装置の回路図、第３図（ＩＬ）〜（
ｇ）は同回路の各部動作波形図、第４図ｅ）〜（０は同
回路の起動時における各部動作波形図、第６図（ａ）〜
（ｆ′）は同回路の各動作バ・ラメータの起動時の変化
を示す波形図、第６図は同回路のインバータ制御部およ
び起動制御部の回路図、第７図は従来例の回路図、第８
図は同特性図、第９図は同各部動作波形図、第１ｏ図は
同マグネトロンの特性図、第１１図（ａ）〜（Ｃ）は同
マグネトロンの特性を示す波形図である。 ３１・・・・・・電源部、３２・・・・・・半導体スイ
ッチ、３３・・・・・・インバータ、３４・・・・・・
インバータ制御部、３５・・・・・・昇圧トランス、３
９・・川・マグネトロン、４゜・・・・・・カソードヒ
ータ、４１・・川・インダクタンス要素、４２・・・・
・・起動制御部、６６・川・・共振コンデンサ。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第３
図 込　＼ 第４図 第５図 第７図 第９図 第１０図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）商用電源等より得られる電源部と、少なくとも１
   つの半導体スイッチと共振コンデンサを有するインバー
   タと、前記共振コンデンサと共振回路を形成し、マグネ
   トロンに高圧電力およびヒータ電力を供給する昇圧トラ
   ンスと、前記マグネトロンのカソードに直列に接続され
   たインダクタンス要素と、前記半導体スイッチの導通時
   間などを制御するインバータ制御部と、前記インバータ
   の起動時に前記インバータ制御部に変調指令を与える起
   動制御部とを備え、この変調指令により前記半導体スイ
   ッチの導通時間を定常時より小さくし、その非導通時間
   を定常時より大きくかつ略々前記共振回路の共振周期の
   整数倍に等しくすることにより前記インバータの動作周
   波数を定常時より低くするよう前記インバータ制御部を
   構成した高周波加熱装置。
2. （２）インダクタンス要素を前記マグネトロンのカソー
   ドに直列に設けたノイズフィルタ用チョークコイルと兼
   用する構成とした特許請求の範囲第１項記載の高周波加
   熱装置。
3. （３）インバータの定常動作時にインダクタンス要素が
   マグネトロンのカソードのインピーダンスと同等もしく
   はそれ以上となる構成とした特許請求の範囲第１項また
   は第２項記載の高周波加熱装置。