CN1014480B - 使用换流器型电源的高频加热装置 - Google Patents

Abstract

高频加热装置包括：具有半导体开关和谐振电容器的换流器、与换流器连接并向磁控管提供高压电功率和灯丝电功率的升压变压器、设在磁控管灯丝电路中的电感元件和控制上述半导体开关的换流器控制部分，换流器控制部分由起动控制部分进行控制，在换流器起动时将上述半导体开关的导通时间控制得比稳态时短，而截止时间比稳态时长，并且大体上等于谐振电容器形成的谐振电路的谐振周期的整数倍，从而使起动时换流器的工作频率大体上等于稳态时的工作频率。

Description

本发明涉及对利用电子作用范围等所谓介质加热方式来加热食品或液体等物质的高频加热装置的改进，更详细地说，就是涉及对于由采用了晶体管等半导体开关的换流器产生高频电功率、并向磁控管提供高压电功率和灯丝电功率的高频加热装置的改进。

为了使这种高频加热装置的电源变压器体积小、重量轻、成本低，曾提出过各种各样的结构。

图1是先有的高频加热装置的电路图。

图中，利用工频电源1、二极管电桥2和电容器3构成换流器4的电源部分5，换流器4由回授线圈6、可控硅7、二极管8和谐振电容器9等构成。可控硅7被由换流器控制电路10决定的频率fo进行触发，结果可使由升压变压器11的初级线圈12与谐振电容器9组成的串联谐振电路和回授线圈6构成的张弛振荡型换流器以工作频率fo工作，从而，可分别在升压变压器11的次级高压线圈13和灯丝线圈14上产生高压电功率p_o和灯丝电功率p_H。次级高压线圈13上产生的高压电功率p_o由高压二极管15、16和电容器17、18整流之后，输给磁控管19。另外，灯丝线圈14和电容器20构成谐振电路，通过此谐振电路把灯丝功率p_H输给磁控管19的阴极灯丝。21是起动控制电路，当换流器起动时，该起动控制电路21对换流器的控制电路10控制一定的时间后，便使触发频率fo降低。这是为了起动时在磁控管19的阴极未预热好以前，降低次数高压线圈13产生的空载电压。

图2是高压电功率p_o、灯丝电功率p_H和空载时磁控管19的阳极电压V_AKO随换流器4的工作频率fo的变化。fo为规定的稳态频率f_ol时，使p_o和p_H的额定值分别为1千瓦和40瓦。如果在起动时以p_ol起动换流器4，则空载阳极电压V_AKO将达到20千伏以上，这对于绝缘耐压的处理在技术上是很困难的，并且成本将大大提高。因此，利用起动控制电路21来控制换流器控制电路10，使fo在起动时的一定期间内降低到f_os。当fo＝f_os时，可使V_AKO值小于10千伏，另一方面，由于灯丝电路中的电容器20的谐振作用，p_H不会显著地减小，大约为30瓦。因此，与p_H＝40瓦额定值时的情况相比，虽然完成阴极加热的时间变长了，但是，不产生非常高的V_AKO就能起动高频加热装置。

图3（a）、（b）、（c）分别是起动时高频加热装置的工作频率f_o、磁控管的阳极电压V_AK和阳极电流I_A随时间的变化。

如图3（a）所示，从t＝0时刻到t＝t₁，起动控制电路21将换流器控制电路10控制为f_o＝f_os，此后，在t＝t₂时，成为f_o＝f_ol。因此，如图3（b）所示，可将V_AK控制为V_AKOmax＜10千伏，并且，如图3（c）所示，在t₁＜t＜t₂期间，可使阳极电流I_A增大到I_Al，从而得到额定的高压电功率p_o＝1千瓦。即经过区域A的预热期间、区域B的过渡期间以后，到达区域C的稳定状态。

这样，借助于起动时把f_o降低到f_os和灯丝电路中的电容器20的谐振作用，可以防止在开始起动时产生异常高的电压，从而获得能够稳定起动的高频加热装置。

但是，在这种先有的高频加热装置中，还有下述缺点。

灯丝电功率p_H由与输出高压电功率p_o的次级高压线圈13绕在同一磁芯上的灯丝线圈14提供。因此，如图2所示，对于f_o，p_H难于保持恒定，即使设置了谐振电容器20，能够防止p_H与p_o成正比的变化，但是，也只能达到图2虚线所示的程度。即，把f_o降低到f_o＝f_os时，能够达到p_H＝30瓦左右。

图4是灯丝电功率p_H与供给p_H后把阴极充分加热到磁控管开始振荡的时间即振荡开始时间t_s之间关系的一例。这样，利用先有技术，虽然能够防止产生异常的高电压，但是，由于起动时难于供给足够的灯丝电功率p_H，所以，便将振荡开始时间t_s延长为供给额定值p_H（＝40瓦）时的几倍了。

即，将图3（c）所示的区域A变长了，特别是，在以电子作用范围等的快速烹调为特征的高频加热装置中应用这种技术时必然使它的功能显著地降低。

另外，在图5（a）中，灯丝电功率p_H从t＝t₁到t＝t₂期间逐渐地增加，与此同时，供给磁控管的高压电功率p_o（即阳极电流I_A）也逐渐地增加，如图5（c）所示。

图5（a）、（b）、（c）分别是f_o从f_os上升到f_ol时，灯丝电功率p_H、阴极温度T_c和高压电功率p_o随时间而增长的关系。由图可知，因为阴极温度T_c本身具有一定的热时间常数，所以，T_c随p_H的增长而延迟一段时间τ后，在t＝t₃时才上升到额定温度。另一方面，因为p_o与p_H是同时增加的，所以，在以这一时间即区域B为中心的从t＝t₁到t＝t₃期间，容易发生阴极发射不足或者接近发射不足的状态。结果，长期存在这一区域便会显著地缩短磁控管的阴极寿命。

另外，由于谐振电路本身是通过在磁控管19的灯丝电路中设置电容器20而构成的，阴极阻抗又比较小，并且处于高电位等等，所有这些，都是非常不利的。

本发明的目的是要提供一种既能克服上述先有技术的缺点，又能防止起动时产生异常高的电压，并且磁控管可以很快开始振荡的高频加热装置。

本发明就是为了解决这种先有技术中的问题而提出来的，本发明的高频加热装置由下述部件构成。

即，包括：从工频电源等得到的电源部分、具有一个或一个以上的半导体开关和谐振电容器的换流器、与谐振电容器形成谐振电路并向磁控管供给高压电功率和灯丝电功率的升压变压器、与磁控管阴极串联连接的电感元件、控制上述半导体开关的导通时间等参量的换流器控制部分和换流器起动时向换流器控制部分发出调制指令的起动控制部分，上述换流器控制部分根据该调制指令，将上述半导体开关的导通时间控制得比稳态时短，而截止时间比稳态时长、并且大约为谐振电路的谐振周期的整数倍，实际上，是将换流器的工作周期控制为与稳态时基本上相同或者比稳态时还长。

按上述结构构成的本发明的装置具有下述功能。

即，当换流器起动时，可将起动控制部分的调制指令信号发送到换流器的控制部分，将半导体开关的导通时间控制得比稳态时的导通时间短，而半导体开关的截止时间比稳态时的截止时间长、并且近似等于谐振电路的谐振周期的整数倍，从而将换流器的工作周期控制为与稳态时基本上相同或者比稳态时还长。

虽然由于半导体开关的导通时间变短使得升压变压器的输出电压 降低，而将高压输出电压和灯丝输出电压都降低了，但是，由于截止时间的延长防止了工作周期变短，从而将工作周期控制为与稳态时基本上相同或者比稳态时还长，这样，实际上就能防止了工作频率升高。于是，便可防止与磁控管阴极串联的电感元件的阻抗变大，从而可将阴极电流控制为与稳态时的数值大体同等或者比稳态值大的某一适当数值。

再者，由于可把截止时间控制为谐振电路的谐振周期的整数倍，所以，半导体开关导通时的端电压基本上等于最小值。因此，可以大幅度地降低半导体开关的开关损耗而实现上述起动时的调制控制。于是，便可在降低半导体开关损耗并防止起动时产生异常高的电压的同时，把灯丝电功率控制为与稳态时的数值相同或者比稳态值大的某一适当值。

与先有技术相比，本发明不必将谐振电路设在处于不利的高电位的灯丝电路中。

此外，既可降低半导体开关的损耗并防止起动时产生异常高的电压，又能使磁控管很快开始振荡。

最后，由于起动时能使阴极充分预热，防止阴极产生发射不足的现象，从而防止阴极老化，所以，能够提供可靠性高的高频加热装置。

图1是先有实施例的电路图;图2是先有实施例的特性图;图3是先有实施例的各部分的工作波形图;图4是先有实施例的磁控管的特性图;图5（a）-（c）是先有实施例中磁控管的特性波形图;图6是本发明的高频加热装置的一个实施例的方框图;图7是该装置的电路图;图8（a）-（g）是该电路各部分的工作波形图;图9（a）-（f）是起动时该电路各部分的工作波形图;图10（a） -（f）是起动时该电路各个工作参数变化的波形图;图11是该电路的换流器控制部分和起动控制部分的电路图;图12是本发明的高频加热装置另一个实施例的部分电路图;图13（a）、（b）、（c）、（d）是另一个实施例的电路工作的电压电流波形图;图14是另一个实施例的起动控制部分的电路图。

下面，参照附图说明本发明的一个实施例。

图6是本发明的高频加热装置的一个实施例的方框图。图中，电源部分31是由工频电源或蓄电池等得到的直流或单向脉动电压的电源，用来向包含晶体管等半导体开关32和一个或多个谐振电容器的换流器33供给电功率。换流器控制部分34在半导体开关32的指定导通时间和基本上同谐振电容器与升压变压器35的谐振周期相等的截止时间内工作，向升压变压器35的初级线圈36供给高频电功率。于是，便在升压变压器35的次级高压线圈37和灯丝线圈38上分别产生高压电功率p_o和灯丝电功率p_H，供给磁控管39的阳极-阴极之间和阴极灯丝40。

在阴极灯丝40（即阴极）上串联有电感元件41，灯丝线圈38的负载由电感元件41和阴极灯丝40组成的串联电路构成。

当换流器33起动时，起动控制部分42向换流器控制部分34发出调制指令，换流器控制部分34根据该调制指令将起动时半导体开关32的导通时间控制得比稳态时短，而截止时间比稳态时长，并且大约为谐振周期的整数倍，这样，便在半导体开关的端电压为最小时让半导体开关导通，从而减小半导体开关的开关损耗和降低换流器33的输出电压，同时，把工作周期控制为与稳态时大体相同或者比稳态时还长，以防止电感元件41的阻抗变大，实际上就是将流过阴 极灯丝40的电流控制为与稳态时的电流值相同或者比稳态值大的某一适当数值。

按照上述结构，不会在次级高压线圈37上产生异常高的电压，并能向阴极灯丝40提供稳定的、可以保证良好工作的灯丝电流（即灯丝电功率p_H），同时，还能减小半导体开关的损耗。因此，不必在灯丝电路中构成麻烦的谐振电路，便可使磁控管39很快开始振荡，从而迅速地开始介质加热，并且，还可防止容易发生的阴极发射不足的状态，从而延长寿命，保证非常高的可靠性，同时，由于半导体开关的损耗很小，所以，能够提供可靠性高和价格低的高频加热装置。

图7是图6所示的本发明高频加热装置的一个实施例更详细的电路图，符号与图6相同的部分表示相同的部件，此处说明省略。

在图7中，工频电源51通过操作开关52与二极管电桥53相连接，同时，还与换流器控制部分34相连接。因此，将操作开关52一接通，就会通过电感54和电容器55向换流器33供给单向电功率，同时，换流器控制部分34和起动控制部分42便开始工作。

换流器33由谐振电容器56和半导体开关32构成，而半导体开关32由双极型MOSFET（金属氧化物半导体场效应管，以下简称MBT）58和二极管59构成，其导通时间和截止时间由换流器控制部分34的同步振荡器61进行控制。

当操作开关52接通后，在一定的时间内，起动控制部分42向换流器控制部分34的同步振荡器61发出调制指令。

下面，参照图8说明图7所示实施例的工作。

图8（a）、（b）、（c）、（d）、（e）分别是流过半导体开关的电流I_c/d、加在半导体开关上的端电压V_CE、加到 MBT58栅极上的控制电压V_G、磁控管39的阳极-阴极之间电压V_AK和阳极电流I_A的波形图。

同步振荡器61在检测到图8（b）所示的p点即电容器55的电压Vcc与半导体开关32的端电压V_CE的交点后，延迟一定时间T_d，把V_G加到MBT58上，以便在谐振电容器56与升压变压器35的初级线圈36发生谐振而产生的电压V_CE等于零之后，才同步地使MBT58导通（同步控制），由于是在谐振电压基本上为零时才导通的，所以能够大幅度地减小开关损耗。有关用来控制上述MBT58的控制定时的具体情况，下文将利用图11进行详细地说明，故这里省略。通过控制MBT58的导通时间T_on与截止时间T_off之比，能够调整换流器33的输出。实际上，根据上述同步控制，由于T_off取决于谐振电路的电路参数（即近似等于谐振电路的谐振周期），所以，通过控制T_on，就能调整换流器33的输出。

另外，由于电容器55的电压是脉动电压，所以，图8（a）、（b）所示的Ic/d、V_CE分别变为图8（f）、（g）中虚线所示的包络线的波形。

这样，在稳态时，换流器33便按照同步控制而进行同步振荡工作。但是，在换流器33起动的一定时间（例如1-2秒）内，同步振荡器61将根据起动控制部分42的调制指令进行下述调制工作。

图9（a）、（b）、（c）是进行调制工作时Ic/d、V_CE和V_G的波形，这些波形不象图8（a）、（b）、（c）所示的那样按照与谐振电路的一倍谐振周期同步而进行同步控制的。即，在图8（b）中，V_CE的谐振工作波形就是近似等于谐振电路的一倍谐振周期的波形，MBT58的导通与截止是与该波形同步地进行控制 的;但是，在进行调制工作时，如图9（b）所示，截止时间T_off′则为谐振电路的谐振周期T_r的整数倍（图9（b）中，T_off′约为T_r的两倍）。

这样，即使不完全按照与一倍的谐振周期进行同步振荡控制，而只要如图9所示的那样，将T_off′控制为基本上等于T_r的整数倍，在V_CE很小时使MBT58导通，便可使开关时MBT58的峰值电流Ics比较小，因此，也能减小开关损耗。

但是，如图9（d）、（e）、（f）所示，如果使T_off′值偏离近似等于T_r的整数倍，则V_CE值很大时MBT58才导通，如图9（d）所示，Ics值将变得比图9（a）所示的大得多。因此，MBT58的开关损耗将显著地增大，这样，不但会降低MBT的可靠性，而且必须用很大的冷却风扇进行散热，从而使造价提高。图9（d）、（e）、（f）是T_off′大约为T_r的1.5倍的情况，MBT在V_CE为最大值时导通。

这样，把MBT58的导通时间T_on′控制成比稳态时的T_on短，而截止时间T_off′比稳态时的T_off长、并且大体上等于谐振电路的谐振周期T_r的一倍或大于一的整数倍，就会把重复周期T_o′控制成与稳态时的T_o大体相等或者比T_o还大。

结果，由于MBT58是在其端电压V_CE为最小时导通的，所以，可减小其开关损耗，并在换流器33起动时可以把T_o控制为与其本身大体相等或者比它长的T_o′，从而可以抑制在升压变压器35的次级线圈37上产生高电压，并将灯丝线圈38供给磁控管39的阴极的灯丝电流控制为与稳态时相等或者大于稳态值。

通过选择磁控管39灯丝电路中的电感元件41a和41b的电 阻与阴极灯丝的电阻之比、升压变压器35的三个线圈的自感和互感以及谐振电容56的电容量，可以适当地设计T_on′、T_on、T_off′、T_off、T_o和T_o′。

例如，下面给出一例。如图7所示，灯丝电路的电感元件41a和41b同时兼作构成抑制磁控管电视杂波滤波器的扼流圈。因此，将它们的完成分别选为1.8微亨左右。另外，通常选择阴极灯丝的电阻约为0.3欧。

根据发明人利用上述条件的磁控管和适当参数的升压变压器以及谐振电容器所作的实验证明，如果利用起动控制部分42对同步振荡器61进行调制，使得起动时的阳极-阴极之间电压V_AKO维持在10千伏以下，则可使起动时的灯丝电流I_H′比稳态时的I_H大。

即，对于T_o＝40微秒、T_on＝29微秒、T_off＝11微秒，通过调制为T_o′＝63微秒、T_on′＝8微秒、T_off′＝55微秒，当I_H＝10.5安时，则可使I_H′为I_H′＝12安，从而实现非常稳定的起动，并且可将调制时MBT58的平均损耗减小到大约50瓦以下，例如，可以减小为谐振周期Tr的1.5倍时大约平均损耗80瓦的60%左右。

这样，起动时的灯丝电功率p_H′与稳态时的p_H之比则为p_H′/p_H＝（12A/10.5A）²＝1.3，所以，能够非常迅速地把灯丝加热，而且，可以防止MBT产生过大的损耗，从而不必使用很大的散热风扇，即可保证很高的可靠性。

图10是上述起动时的状态，图10（a）-（f）分别是换流器33的工作频率f_o（＝ 1/(To) ）、T_on、T_off、I_H、V_AK和I_A从起动到达到稳态随时间的变化。

在利用起动控制部分42把T_on、T_off控制为T_on′、T_off′的时间t_s＝1.5秒内，尽管换流器33的输出被抑制为V_AKO＝8千伏，但I_H′却被控制为12安，比稳态时的I_H＝10.5安还大。

利用上述控制，不需要在处于高电位的灯丝电路中设置谐振电路，即可防止发生异常高的电压，并使磁控管很快开始振荡，而且，还可防止发生阴极发射不足的现象，从而能够实现可靠性非常高的高频加热装置。此外，由于减小了这时MBT容易产生的损耗，所以，不需要设置过大的冷却装置，就能够保证很高的可靠性。

图11是图7中换流器控制部分34和起动控制部分42更详细的一个实施例的电路图，符号与图7相同的部分，是功能相同的部件，故将详细说明省略。该图是换流器控制部分34的同步振荡器61和起动控制部分42的具体结构，为了得到图8（b）所示的同步信号，电容器55上的电压Vcc和MBT58的集电极电压分别通过电阻100、101和102、103进行分压，然后由比较器104进行检测。利用延时电路105和微分电路106把比较器104输出的上升沿变成脉冲信号，通过或门电路107使RS触发器108复位。该RS触发器108的 Q端的输出驱动MBT58的栅极，并且同时起动决定T_on的导通时间定时器。导通时间定时器由电阻109-111、电容器112、二极管113、比较器114、基准电压源115构成。116是倒相缓冲器，比较器114的输出通过该缓冲器116加到RS触发器108的S输入端。因此，当 Q端的输出变为“高电位”之后，结果经过了由基准电压源115决定的时间T_on，则RS触发器108便复位，从而使 Q端变为“低电位”。

RS触发器108的Q端的输出起动由电阻117-119、电容器120、二极管121和比较器122组成的截止时间定时器，并决定T_off的最大值。即，比较器122的输出通过倒相缓冲器123和微分电路124输给或门电路107，当Q端变为“高电位”（即 Q端为“低电位”，MBT58截止）之后，即使经过了一定的时间比较器104还没有检测到同步信号，也强制地把RS触发器108复位，使 Q端变为“高电位”。如果把由截止时间定时器决定的T_off设定为近似等于谐振电路的谐振周期的整数倍，则可使MBT58在V_CE为较小数值时导通，如图9（b）所示。还有，125为起动电路，当换流器33起动时，只向或门电路107输一个脉冲，即可使RS触发器108复位，从而起动整个电路。

换流器33在稳态下工作时，来自比较器104的同步脉冲加到RS触发器108上，从而产生上述同步振荡，换流器33的各个工作波形如图8所示。

当换流器33起动时，利用由电阻125-128、电容器129、比较器130、倒相缓冲器131、二极管132-133和电阻134组成的起动控制部分42将该换流器33控制为非同步振荡状态，阻止其出现同步振荡状态，与此同时，把T_on的数值控制为比稳态工作时小。

即，当换流器33起动时，在一定的时间t_s（1.5秒）内，由于比较器104的输出为“高电位”，所以，实际上就等于电阻103被短路，这样，比较器104就不能检测同步信号了。因此，换流器33成为非同步状态，MBT58的截止时间T_off由比较器122等元件组成的截止时间定时器决定。例如，如果把截止时间设 定为55微秒，即可实现图10（c）所示的状态。

另外，比较器130的输出是通过电阻134与电阻110将基准电压源115的电压的分压同时输给比较器114使之工作的。所以，导通时间定时器的设定时间将变短，如果t_s内的T_on变得比稳态时小，例如，设导通时间定时器的设定时间为8微秒，即可实现图10（b）所示的状态。

这样，当换流器33起动时，构成具有限制截止时间的定时器的同步振荡型换流器控制部分34便在一定的时间t_s内切断同步信号，并把T_on控制为比稳态时的T_on小，与此同时，截止时间被控制为基本上与谐振电路的谐振周期的整数倍相等，这样，便可减小半导体开关元件的损耗，不需要设置过大的冷却部件即可保证很高的可靠性，并克服了先有技术的缺点，不需要在灯丝电路中设置麻烦的谐振电路，便可使磁控管很快开始振荡，从而实现可靠性高的高频加热装置。

图12是本发明的高频加热装置另一个实施例的部分电路图，是把图7所示实施例的次级高压电路的结构换成了另一种电路结构。在图12中，升压变压器35的次级高压线圈37上接有高压电容器150和二极管151，构成倍压整流电路。

如下所述，对于这样的结构，通过适当设计升压变压器35的初级线圈36与次级高压线圈37、灯丝线圈38的自感与互感和谐振电容器56的电容量，可以得到与上述实施例大体相同的工作效果。

图13是采用图12所示的电路时，I_c/d和V_cE在稳态时和起动时的波形图。图13（a）、（b）为稳态时的I_c/d和V_CE，其中，例如T_o、T_on和T_off分别约为45微秒、30微秒和 15微秒。在上述这样的稳态工作条件下，通过把起动时MBT58的导通时间控制为图13（c）所示的T_on′，I_c/d和V_CE便分别成为图13（c）、（d）所示的波形，于是，便以T_o′、T_on′和T_off′的时间间隔重复地进行工作。这时，T_o′、T_on′和T_off′分别约为42微秒、20微秒和22微秒。

这时，如果测定供给磁控管39的灯丝电流I_H，可知，在把V_AKO抑制为7千伏的条件下，可以使I_H在稳态时为10安，在起动时为12安。即，通过适当选择升压变压器35和谐振电容器56的参数值，可以使起动时（即磁控管不振荡时）V_CE的谐振波形与稳态时相比是低频谐振波形，所以，在起动时可以把截止时间T_off′控制为等于大约谐振电路的谐振周期Tr的一倍，如图13（d）所示，并使导通时间T_on′比稳态时的T_on小，从而使重复周期T_o′大体上等于T_o。结果，起动时不会产生过高的电压V_AKO，这样，便可向磁控管供给比稳态时大的灯丝电流I_H。因此，不需要在灯丝电路中设置麻烦的谐振电路，便可使磁控管很快开始振荡，从而提供可靠性高的高频加热装置。在本实施例中，可以把以图11所示的比较器122为中心的截止时间定时器的定时时间设定为与图13（d）所示的起动时的谐振周期Tr大体相等的时间T_off′，并且，去掉二极管132，也可以利用比较器104进行同步振荡控制。

另外，图11所示的起动控制部分42是一个单纯的定时电路，起动时的调制时间唯一地由时间t_s（例如1.5秒）决定。但是，也可以使该起动控制部分42成为检测磁控管39的阴极充分加热后开始振荡的结构，从而进一步提高性能。例如，既可以检测磁控管39的阳极-阴极之间电压V_AK从尚未振荡时的V_AKO＝7-8千 伏到振荡时的V_AK＝4千伏的变化，也可以检测图10（f）所示的刚开始出现的很小的阳极电流I_A。

即，利用图14所示的起动控制部分42的结构，通过检测V_AK的下降（从7千伏下降到4千伏）可以检测磁控管39的开始振荡。

在图14中，在升压变压器35上设有检测V_AK的输出电压检测线圈160，该线圈160的输出信号通过二极管161、电容器162和电阻163-164变换为直流电压后，输给比较器130。当磁控管39开始振荡后，V_AK下降到使电阻164两端的电压低于由电阻126、127和128决定的基准电压时，比较器130的输出便成为“高电位”。结果，图11中比较器114的正端输入电压增大到与基准电压115相等，所以，MBT58的导通时间延长为通常的导通时间。

这样，通过在起动控制部分42中设置以某种形式检测磁控管39、换流器33或升压变压器35等部件的状态变化的检测装置，并利用该检测装置切换MBT58的导通时间，便可根据磁控管39的阴极温度上升的速度进行起动调制控制。因此，便可经常使磁控管39在很短的时间内在最大输出状态下工作。

Claims (7)

1、一种高频加热装置，包括：电源；具有至少一个半导体开关和谐振电容器的换流器；与上述揩振电容器形成谐振电路并向磁控管提供高压电功率和灯丝电功率的升压变压器；与上述磁控管的阴极串联连接的电感元件；控制上述半导体开关的导通时间等参量的换流器控制装置和上述换流器起动时向上述换流器控制装置发出调制指令的起动控制装置，其特征在于：上述换流器控制装置根据该调制指令将上述半导体开关的导通时间控制得比所说换流器需要用来产生预定电平的时间短，而截止时间比所说换流器需要用来产生所说预定电平的时间长，所说截止时间大体上等于上述谐振电路的谐振周期的一倍或者大于一的整数倍，从而将上述换流器的工作周期控制为与所说换流器产生所说预定电平的时间大体相等或者比它长。

2、按权利要求1所述的高频加热装置，其特征是，所说电感元件兼作与上述磁控管的阴极串联的杂波滤波器的扼流圈用。

3、按权利要求1或2所述的高频加热装置，其特征在于，当换流器在稳态下工作时，所说电感元件的阻抗与磁控管的阴极阻抗相等或者比它大。

4、按权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，在上述升压变压器与磁控管之间设置了倍压整流电路。

5、按权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，所说换流器控制装置并且检测上述谐振电路的谐振工作以控制上述半导体开关的截止时间与所述谐振电路的谐振同步。

6、按权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，所说起动控制装置具有定时装置，以便在上述换流器起动时在由定时装置决定的时间内向上述换流器控制装置发出调制指令。

7、按权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，所说起动控制装置根据检测装置检测的磁控管振荡开始的检测信号，向上述换流器控制装置发出调制指令。

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