CN114079385B - 基于同步驱动的llc谐振电路串并联转换的电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了电源变换、感应加热等技术领域中的一种基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，电源的一端与谐振电路的一端连接，谐振电路的另一端与辅助电感连接，辅助电感Ls的另一端通过功率管与电源的另一端连接，辅助电感与功率管的连接点还通过开关器件与电源的一端连接。谐振电路还与控制电路连接并控制控制电路的导通与关闭，控制电路导通时，辅助电感Ls串联于谐振电路的供电回路中，控制电路关闭时，辅助电感Ls与所述谐振电路并联。本发明根据相位开启功率管同步驱动LLC谐振电路，进而可以通过辅助电感抵制开关冲击，实现同步谐振驱动，具有效率高、干扰小、可靠性高、器件要求小的优点，易于数字化。

Description

基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路
技术领域
本发明涉及电源变换、感应加热等技术领域，具体的说，是涉及一种基于同步驱动 的LLC谐振电路串并联转换的电源电路。
背景技术
目前电源领域中的小功率电源以反激电源为主，反激电源工作在非谐振的反激状态，其开关管不能确定在零压零流开启，开关管的损耗较大。另外反激电源要求设置有过激吸收电路，该电路工作过程发热较多，且无法实现大功率设计，其干扰较大。
现在谐振电路应用在较多场合，例如：
如中国专利公告号CN201805366U，目前的家用电磁炉使用单LC并联谐振电路，且电路工作在谐振状态。但是由于并联谐振电路固有的电路结构和特点，导致其不能适用于较大的功率调整范围，低功率时剩余的谐振能量不足以抵消电源供电电压，导致开通损耗很大，为此只能调整电路参数来适应。例如加大谐振电压（增加功率管的耐压）、加入扼流圈、扼流圈后的电容参数不能设计较大、加大线盘和锅底之间的距离降低能量耦合提高剩余谐振能量等等。然而功率较小和功率较大的时候，功率开关管都会存在损耗发热高的问题，功率开关管的连续功率范围通常在1200W-1800W，这对多数器件的参数要求都较高。
另外，通信电源、家用微波炉等产品中使用全桥、半桥串联谐振电路中，通常为对称方波驱动，或不平衡驱动，且产品不在谐振点工作，也无法保证开关管的零压零流开，其损耗较大，成本较高。
上述缺陷，值得解决。
发明内容
为了克服现有的技术的不足，本发明提供一种同步移相驱动谐振电路的高效电源。
本发明技术方案如下所述：
基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，包括电源和谐振电路，所述谐振电路包括串联或并联的谐振电感L、谐振电容C，所述电源的一端P与所述谐振电路的一端连接，其特征在于，所述谐振电路的另一端与辅助电感Ls连接，所述辅助电感Ls的另一端通过功率管Q1与所述电源的另一端N连接，所述辅助电感Ls与所述功率管Q1的连接点还通过开关器件与所述电源的一端P连接；
所述谐振电路还与控制电路连接并控制所述功率管Q1的导通与关闭：所述功率管Q1导通时，所述辅助电感Ls串联于所述谐振电路的供电回路中，用以抵消开通冲击；所述功率管Q1关闭时，所述辅助电感Ls与所述谐振电路并联。
根据上述方案的本发明，所述开关器件为开关管，所述控制电路与所述谐振电容C的两端连接，用于采集谐振半周期和所述谐振电容C的零压电的时刻。
进一步的，所述控制电路包括比较器、单脉冲发生和控制器，所述谐振电容C的两端分别连接所述比较器的两个输入端，所述比较器的输出端与所述单脉冲发生和控制器连接，所述单脉冲发生和控制器与所述功率管Q1的控制端连接，通过所述谐振电容C两端电压的高低实现所述功率管Q1的开关控制。
根据上述方案的本发明，所述开关器件为二极管，所述控制电路与所述谐振电容C的两端连接，或所述控制电路与所述二极管的两端连接。
进一步的，所述控制电路包括比较器、单脉冲发生和控制器，所述谐振电容C的两端/所述二极管的两端分别连接所述比较器的两个输入端，所述比较器的输出端与所述单脉冲发生和控制器连接，所述单脉冲发生和控制器与所述功率管Q1的控制端连接，通过所述谐振电容C/所述二极管两端电压的高低实现所述功率管Q1的开关控制。
进一步的，所述单脉冲发生和控制器内设有脉冲发生器，所述脉冲发生器开启时用于输出高脉冲信号并打开所述功率管Q1，使得所述辅助电感Ls串联于所述谐振电路的供电回路中。
进一步的，所述单脉冲发生和控制器内设有定时器，用于进行延迟时间的计时和脉冲宽度控制，所述比较器输出的控制信号控制所述功率管Q1打开。
进一步的，所述谐振电容C的两端分别经过电阻分压后输入所述比较器的两个输入端。
根据上述方案的本发明，其特征在于，所述谐振电感L为开关电源中变压器初级线圈，或所述谐振电感L为感应加热器件中的线盘电感。
根据上述方案的本发明，其特征在于，所述功率管Q1为IGBT晶体管，或所述功率管Q1为NMOS管。
根据上述方案的本发明，其有益效果在于，本发明基于同步控制技术，通过监测谐振相位，并根据相位开启功率管同步驱动LLC谐振电路，进而可以通过辅助电感抵制开关冲击，实现同步谐振驱动；另外，本发明中的LLC谐振电路可以在一定功率范围内替换现有的反激电源方案、家用感应加热方案、变频微波炉方案及通信电源方案等，电路工作在谐振状态，同步谐振驱动，实现零压零流开、快速关断，具有效率高、干扰小、可靠性高、器件要求小的优点，易于数字化。
附图说明
图1为本发明的电路原理框图；
图2为本发明实施例一的电路原理图；
图3为本发明实施例一的电路简化图；
图4为本发明实施例二的电路原理图；
图5为本发明实施例二的电路简化图；
图6为随谐振波不同状态时各个元器件的导通状态示意图。
具体实施方式
下面结合附图以及实施方式对本发明进行进一步的描述：
如图1、图6所示，一种同步移相驱动谐振电路的高效电源，包括电源和谐振电路，电源的一端P与谐振电路的一端连接，谐振电路的另一端与辅助电感Ls连接，辅助电感Ls的另一端通过功率管Q1与电源的另一端N连接。本发明通过改变辅助电感与谐振电路的连接状态，来实现系统的同步驱动，同时抵制开关状态的冲击。功率管Q1为IGBT晶体管，或功率管Q1为NMOS管，或功率管Q1选用其它开关器件，可根据不同的应用场合进行选择。
具体的，谐振电路与控制电路连接并控制功率管Q1的导通与关闭，功率管Q1分别与辅助电感Ls的另一端、电源的另一端N连接，辅助电感Ls与功率管Q1的连接点还通过开关器件与电源的一端P连接，通过功率管Q1的导通与关闭来实现辅助电感Ls的调整：功率管Q1导通时，辅助电感Ls串联于谐振电路的供电回路中用以抵消开通冲击；功率管Q1关闭时，辅助电感Ls与谐振电路并联。
本发明中的谐振电路包括串联或并联的谐振电感L、谐振电容C，如谐振电路包括串联或并联的终端电感、终端电容，实现LC谐振。在一个具体实施例中，终端电容并联的支路中，谐振电感L与辅助电感Ls串联，该附加电感可以防止终端电感（谐振电感L）过小，进而可以防止谐振频率过高而导致的失控。当本发明应用于反激电源中时，终端电感（谐振电感L）为反激电源中变压器初级线圈；当本发明应用于变频微波炉、通信电源、电磁炉等终端结构中时，终端电感（谐振电感L）为感应加热器件中的线盘电感。
本发明中的开关器件可以为开关管，也可以为二极管。
在一个实施例中，开关器件为开关管，控制电路与谐振电容C的两端连接，用于采集谐振半周期和谐振电容C的零压电的时刻。
本实施例中的控制电路包括比较器、单脉冲发生和控制器，谐振电容C的两端分别连接比较器的两个输入端，比较器的输出端与单脉冲发生和控制器连接，单脉冲发生和控制器与功率管Q1的控制端连接，通过谐振电容两端电压的高低实现功率管Q1的开关控制。
此时，单脉冲发生和控制器内设有脉冲发生器，脉冲发生器开启时用于输出高脉冲信号并打开功率管Q1，使得辅助电感Ls串联于谐振电路的供电回路中。单脉冲发生和控制器内还设有定时器，用于进行延迟时间的计时，比较器输出控制信号并延迟一段时间后控制功率管Q1打开。
在另一个实施例中，开关器件为二极管，控制电路与谐振电容C的两端连接，或控制电路与二极管的两端连接。
本实施例中的控制电路包括比较器、单脉冲发生和控制器，谐振电容C的两端/二极管的两端分别连接比较器的两个输入端，比较器的输出端与单脉冲发生和控制器连接，单脉冲发生和控制器与功率管Q1的控制端连接，通过谐振电容两端电压的高低/二极管两端电压的高低实现功率管Q1的开关控制。
此时，单脉冲发生和控制器内设有脉冲发生器，脉冲发生器开启时用于输出高脉冲信号并打开功率管Q1，使得辅助电感串联于谐振电路的供电回路中。单脉冲发生和控制器内还设有定时器，用于进行延迟时间的计时，比较器输出控制信号并延迟一段时间后控制功率管Q1打开（若比较器的两个输入端连接二极管的两端，则比较器输出控制信号后无需延迟即刻控制功率管Q1打开）。
优选的，谐振电容C的两端分别经过电阻分压后输入比较器的两个输入端，用于实现比较器输入电压的控制。
实施例
如图2、图3所示，本实施例应用于反激电源中，终端电感（谐振电感L）为反激电源中变压器初级线圈，开关器件为二极管。
在本实施例中，终端电感（变压器T1的初级线圈）与附加电感（第三电感L3）串联后构成一个与第三电容C3并联的谐振回路，谐振回路的右侧与辅助电感（第二电感L2）连接，二极管D1的阳极与辅助电感连接，其阴极连接电源的一端。该第三电感L3是为防止变压器T1的初级线圈的电感量过小而加入，可防止谐振频率过高导致失控。
本实施例的谐振回路两端电位经过分压电阻后为Va和Vb，并分别接入比较器的同相输入端、反相输入端。比较器的输出端连接单脉冲发生和控制器，并通过单脉冲发生和控制器进行延时计算及单脉冲的触发。单脉冲发生和控制器的输出端连接功率管Q1的控制端（栅极），用于控制功率管Q的开启和关闭。Vb在谐振时大于Va时，图中比较器输出高电平，反之Vb小于Va，比较器输出低电平，比较器翻转点即Va=Vb时。本实施例以比较器输出的下降沿为计时起点，即由电位Vb>Va经过Va=Vb的时刻，延时一个Td时间值，开启脉冲发生器输出一个高脉冲打开功率管Q1。
在图2所示的具体实施例中，第三电容C3的一端经过第七电阻R7、第八电阻R8、第十一电阻R11分压，并将第十一电阻R11的电压Va接入第四芯片的16脚（即接入比较器的同相输入端），第三电容C3的另一端经过第九电阻R9、第十电阻R10、第十二电阻R12分压，并将第十二电阻R12的电压Vb接入第四芯片U4的15脚（即接入比较器的反相输入端）。第四芯片U4的3脚输出信号后经过放大电路后与功率管Q1的源极连接。
为了实现功率管Q1的零压零流导通，本发明中的第四芯片U4内设有定时器，用于计算延时Td。延时Td的时间值确定如下：比较器输出高电平的时间为变压器T1的初级线圈与第三电感L3串联后、与第二电感L2并联（第二电感L2通过二极管D1单向并联、即有二极管D1压降的电流单方向电感）、再与第三电容C3并联形成的并联谐振回路的半周期，测得半周期值后取其一半值，即四分之一周期即可得到Td值（即90°移相）。功率管Q1在延迟这个Td后，第二电感L2中电流为零的时刻开通，第二电感L2串接在为变压器T1的初级线圈第三电感L3串联后，再与第三电容C3并联形成的并联谐振回路供电。此过程中的冲击被第二电感L2分担，而功率管Q1实现了零压零流的开通；功率管Q1关闭时，第二电感L2中的能量会继续供给谐振电路，并加速功率管Q1的关断。
本实施例实现整体功能设计，系统还包括上电后软启动（尝试发出较窄的单脉冲测试是否谐振，比较器没变化即没有谐振，隔一定时间后加大脉冲宽度再次发出，直到谐振发生）、输出限制（通过输出反馈调整脉冲宽度）、过流控制（功率管Q1开通时检测到电流超限，关掉正在输出的脉冲），以及Td抗干扰获得（消除比较器失调电压影响）、触发Td（可重触发）、Td后触发单脉冲输出（不可重触发）等。为了实现上述功能，本实施例中的第四芯片U4包括以下功能模块：
（1）RC振荡器；其为定时器、脉冲发生器等时间模块提供时间基准，通常为16Mhz。
（2）内部基准：其为比较器单元提供基准电压。
（3）比较器单元：其给出谐振相位初始点和半周期电平到半周期测试定时器。高电平输出时间即为半谐振周期时间，下降沿为谐振相位初始点，有下降沿即认为发生谐振。
（4）长延时定时器TL：长延时定时器TL在没有产生谐振时给出两次发出单脉冲的时间间隔（ms级），每次发出单脉冲后都对其赋初值，归零时触发输出单脉冲。
（5）半周期测试定时器：比较器单元低电平时清零半周期测试定时器，比较器单元高电平使能半周期测试定时器，比较器单元下降沿时根据测试的结果确定是否更新半周期数据存储器，半周期测试定时器内的结果小于半周期数据存储器内的数据，不更新半周期数据存储器，否则更新并清零测试定时器，并将半周期数据存储器中的数据送入延迟四分之一谐振时间Td定时器。
（6）延迟四分之一谐振时间的Td定时器：Td定时器在比较器单元的高电平清零，低电平开始根据时钟累加，并与半周期数据存储器做比较。比较相等时使能单脉冲输出定时器，单脉冲输出定时器根据设定值输出一定宽度的脉冲。
（7）单脉冲输出定时器模块：用于输出打开功率管Q1的脉冲，触发源有长延时定时器TL和延迟四分之一谐振时间Td定时器，其中上电初始时不允许延迟四分之一谐振时间Td定时器对其触发，而长延时定时器TL内上电时为初值，保证上电经过一个长延时后才输出脉冲。
根据上述功能模块可以设计形成第四芯片U4的具体功能，具体设计方式不做详细限定，满足上述功能要求即可。
实施例
如图4、图5所示，与实施例一不同的是，本实施例应用于变频微波炉、通信电源、电磁炉的实现方案中，终端电感（谐振电感L）为感应加热元件的线圈（例如电磁炉中的线盘L1），开关器件为开关管。IGBT1作为功率管使用，IGBT2作为开关管使用，并且IGBT1和IGBT2工作在有死区的互补状态，即IGBT1导通时、IGBT2关闭，IGBT1关闭时、IGBT2导通，此切换过程插入一同时关闭的插入死区时间。
本实施例中的附加电感L3可在电磁炉的线盘上进行构建，具体设置方式不做详细限定。
本实施例实现的过程中：IGBT1导通、IGBT2关闭时，第二电感L2串联于谐振回路的供电回路中，可以抑制冲击；IGBT1关闭、IGBT2导通时，第二电感L2完全并联在谐振电路上并参与谐振（不是单向电流并联）。
本实施例应用于变频微波炉、通信电源、电磁炉的实现方案中后，可以实现电磁炉等产品应用中的零压零流开，拓宽了此类产品的功率范围，可以减小电磁炉等产品中锅底与线盘之间的距离以提高能量耦合，使得超薄产品的实现成为可能，甚至可将线盘镀在微晶隔离板上，光刻出线盘。
在上述两个实施例的LLC谐振电路中，终端电感与第三电容C3构成的主谐振为并联结构，第二电感L2为通过功率管Q1控制的串并联转换结构，并且功率管Q1与电源的负极连接。在其他实施例中，功率管Q1的供电回路可以由电源正极-主谐振-第二电感L2-功率管Q1-电源负极调整成为电源正极-功率管Q1-第二电感L2-主谐振-电源负极，实现电路的变形设计。
另外，上述两个实施例的LLC谐振电路中，终端电感与第三电容C3为并联结构，也可以在改变器件的参数后由并联谐振电路改为串联谐振电路。
应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。
上面结合附图对本发明专利进行了示例性的描述，显然本发明专利的实现并不受上述方式的限制，只要采用了本发明专利的方法构思和技术方案进行的各种改进，或未经改进将本发明专利的构思和技术方案直接应用于其它场合的，均在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，包括电源和谐振电路，所述谐振电路包括串联或并联的谐振电感L、谐振电容C，所述电源的一端P与所述谐振电路的一端连接，其特征在于，所述谐振电路的另一端与辅助电感Ls连接，所述辅助电感Ls的另一端通过功率管Q1与所述电源的另一端N连接，所述辅助电感Ls与所述功率管Q1的连接点还通过开关器件与所述电源的一端P连接；
所述谐振电路还与控制电路连接并控制所述功率管Q1的导通与关闭：所述功率管Q1导通时，所述辅助电感Ls串联于所述谐振电路的供电回路中，用以抵消开通冲击；所述功率管Q1关闭时，所述辅助电感Ls与所述谐振电路并联。
2.根据权利要求1所述的基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，其特征在于，所述开关器件为开关管，所述控制电路与所述谐振电容C的两端连接，用于采集谐振半周期和所述谐振电容C的零压电的时刻。
3.根据权利要求2所述的基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，其特征在于，所述控制电路包括比较器、单脉冲发生和控制器，所述谐振电容C的两端分别连接所述比较器的两个输入端，所述比较器的输出端与所述单脉冲发生和控制器连接，所述单脉冲发生和控制器与所述功率管Q1的控制端连接，通过所述谐振电容C两端电压的高低实现所述功率管Q1的开关控制。
4.根据权利要求1所述的基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，其特征在于，所述开关器件为二极管，所述控制电路与所述谐振电容C的两端连接，或所述控制电路与所述二极管的两端连接。
5.根据权利要求4所述的基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，其特征在于，所述控制电路包括比较器、单脉冲发生和控制器，所述谐振电容C的两端/所述二极管的两端分别连接所述比较器的两个输入端，所述比较器的输出端与所述单脉冲发生和控制器连接，所述单脉冲发生和控制器与所述功率管Q1的控制端连接，通过所述谐振电容C/所述二极管两端电压的高低实现所述功率管Q1的开关控制。
6.根据权利要求3或5所述的基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，其特征在于，所述单脉冲发生和控制器内设有脉冲发生器，所述脉冲发生器开启时用于输出高脉冲信号并打开所述功率管Q1，使得所述辅助电感Ls串联于所述谐振电路的供电回路中。
7.根据权利要求3或5所述的基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，其特征在于，所述单脉冲发生和控制器内设有定时器，用于进行延迟时间的计时和脉冲宽度控制，所述比较器输出的控制信号控制所述功率管Q1打开。
8.根据权利要求3或5所述的基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，其特征在于，所述谐振电容C的两端分别经过电阻分压后输入所述比较器的两个输入端。
9.根据权利要求1或2或4所述的基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，其特征在于，所述谐振电感L为开关电源中变压器初级线圈，或所述谐振电感L为感应加热器件中的线盘电感。
10.根据权利要求1或2或4所述的基于同步驱动的LLC谐振电路串并联转换的电源电路，其特征在于，所述功率管Q1为IGBT晶体管，或所述功率管Q1为NMOS管。
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